Pwm整流器直流側電容電壓均壓的模糊控制系統及方法
2023-11-06 01:59:57
專利名稱：Pwm整流器直流側電容電壓均壓的模糊控制系統及方法
技術領域：
本發明涉及一種整流器，屬於電力電子與電工技術領域，特別涉及一種P麗整流
器直流側電容電壓均壓的模糊控制系統及方法。
背景技術：
在本發明之前，現有的直流側電容均壓控制的方法主要有以下幾種。
—是開環被動控制，即在每一個新開關周期，正、負小矢量進行轉換。這種方法只 有在平衡負載和對稱P麗調製情況下才能夠控制中點電位平衡，其動態調整特性不好，導 致控制精度無法滿足要求； 二是滯環型控制，這是目前應用最多的一種閉環控制方法，即在檢測每相電流方 向基礎之上，通過選擇正、負小矢量使中點電位朝不平衡方向的相反方向變化，但這種方法 的缺點就是電流中有1/2開關頻率的紋波難以消除，影響控制效果； 三是有源控制，這種方法是通過控制電流的調製因子，需要檢測中點電位不平衡
的大小和相電流的幅度，好處就是沒有1/2開關頻率的紋波。但是，由於增加了其他的開關
狀態，從而增加了開關損耗，同時這種方法一般沒有滯環控制那麼可靠。 四是中點電位控制因子(P )法，SVP麗中首發小矢量均為正小矢量或負小矢量，
通過檢測該矢量作用時連接到中點的某相電流方向，可知該小矢量對直流側上、下兩電容
上電壓^和、的影響方向，並根據^和、的不平衡方向，通過調整中點電位控制因子P
來調整正負小矢量相對作用時間，從而達到平衡中點電壓的目的，因而應用比較廣泛，但在
這種方法中，由於控制因子P取的是固定值，當電容電壓接近均值的情況下，固定的控制
因子會使得電容電壓出現相反的不均，即導致兩電容電壓交起彼伏的不均，反而降低了系
統的起動和穩態性能、網側諧波較大、功率因數不穩定。
發明內容
本發明的目的就在於克服上述缺陷，研製一種P麗整流器直流側電容電壓均壓的
模糊控制系統及方法。 本發明的技術方案是 P麗整流器直流側電容電壓均壓的模糊控制系統，其主要技術特徵在於整流器的 輸入電壓和輸入電流信號輸送至輸入調理電路，輸入調理電路連接至數字控制晶片中的AD 採樣口，整流器的輸出電壓信號輸送至輸出調理電路，再連接至數字控制晶片中的AD採樣 口，再將上述信號輸送至雙環控制器、模糊控制器，得到的脈衝驅動信號由數字控制晶片中 的EP麗口輸出至驅動電路，驅動電路連接整流器。
本發明的另一技術方案是 P麗整流器直流側電容電壓均壓的模糊控制方法，其主要技術步驟在於 (1)電壓、電流霍爾檢測直流側兩電容的輸出電壓和輸入電流信號，輸送至調理電
路整形後，再輸送至數字控制晶片中的相應AD採樣口 ；
(2)變壓器採樣交流輸入側相電壓信號輸送至調理輸出電路整形後，再輸送至數 字控制晶片中的相應AD採樣口 ； (3)將步驟(1) 、 (2)的信號輸送至雙環控制器、模糊控制器； (4)模糊控制器將其初始化、模糊控制判斷、模糊控制子程序； (5)數字控制晶片中的EP麗口將得到的脈衝驅動信號經驅動電路至整流器。 本發明的優點和效果在於通過直流側兩電容均壓的程度自動調節控制因子的大
小，從而實現正、負小矢量作用時間的自適應智能選擇，實現了直流側兩電容電壓的一致，
保證了系統的靜、動態性能。基於模糊控制的中點平衡控制方法能確保三電平二極體箝位
型P麗整流器實現網側的高功率因數。 本發明的效果還在於將檢測直流側兩電容的電壓送到DSP(數位訊號處理器)的 模數轉換口，由DSP的程序加以判斷，計算兩電容電壓的偏差電壓和偏差變化率，將之模糊 化，根據模糊控制規則和模糊推理得到控制因子P的模糊量，對控制因子P去模糊化得到 控制因子P的精確量，將控制因子P與正負小矢量相結合，從而調節正負小矢量的作用時 長。 本發明的效果就在於通過智能選擇控制因子P ，從而調節正負小矢量的作用時 長，以達到變換器直流側兩電容的均壓效果，保證了系統的靜、動態性能。基於模糊控制的 中點平衡控制方法能確保三電平二極體箝位型P麗整流器實現網側的高功率因數。
本發明與現有中點平衡控制方法相比，能夠無超調的實現兩電容電壓的平衡，在 動態和穩態都能實現直流側兩電容的電壓平衡，從而減小了網側電流的畸變，確保了網側 的高功率因數；模糊控制器就在DSP中實現，沒有額外的硬體開銷，而且語句也少，對DSP的 運行效率沒有影響。另外開關管的選擇餘量可以減小，降低了成本，提高了可靠性。
本發明的其他優點和效果將在下面繼續說明。
圖1——-本發明的應用電路系統組成示意圖。圖2——-本發明硬體電路構成示意圖。圖3——-本發明實現三相三電平P麗整流控制示意圖。圖4——-本發明實現直流側電容均壓模糊控制器程序框圖。圖5——-本發明中兩電容均壓實驗波形示意圖。圖6——-本發明中輸入電壓、電流和橋臂中點實驗波形圖。圖2中的符號名稱
輸入電感量 Rs 電感電阻us。
網側輸入電壓ia，ib，i。 網側輸入電流直流側電容電sal sa4 開關管壓Cdi， Cd2直流側電容sbl sb4 開關管EP麗1 'EP麗12 P麗信號 Sel Se4 開關管ADCINA0 AD採樣信號 ADCINB0/ADCINB1 AD採樣
ADCINA3
圖3.中的符號名稱
e 直流側電壓偏差 P 控制因子 Ae 直流側電壓偏差變化率 iq，id直軸電流分量 i/ d軸電流給定
SVP麗 空間矢量調製 k 第k次採樣
圖4中，k"k2是量化因子；k3是輸出量的比例因子；A p是控制因子的增量，其它
PLL 鎖相環
Vd。* 直流電壓給定
9 電壓空間矢量角度
q* q軸電流給定
u/，Uq* d，q軸橋臂電壓調製信
號
Sa Sc 驅動信號
符號與圖3中同'
具體實施例方式
本發明是針對控制因子P取的是固定值這一缺限，提出了一種模糊控制方法。
如圖1、圖2所示
本發明由如下部件構成 整流器1 (三相P麗整流器)、驅動電路2、輸入調理電路3、輸出調理電路4、模糊 控制器5 (控制因子模糊控制器)、雙環控制器6 (基於電網電壓定向的雙環控制器)和數字 控制晶片7(TMS320F2808)構成；其中，模糊控制器5和雙環控制器6部分是由數字控制芯 片7中TI公司的DSP TMS320F2808編程軟體實現，TMS320F2808提供了完成系統控制所需 的AD採樣及P麗口輸出功能。如圖1和圖2中信號箭頭所示，由整流器1中採樣得到輸入 電壓和輸入電流信號經輸入調理電路3整形，輸出電壓信號經輸出調理電路4整形後送往 數字控制晶片中DSPTMS320F2808的AD採樣口 ，採樣的值在DSP中由軟體分時送往雙環控 制器6、模糊控制器5，雙環控制器6處理採樣得到的電壓、電流信號，實現輸出直流電壓的 恆定和網側輸入電流跟蹤輸入電壓相位，即實現網側的高功率因數；模糊控制器5根據直 流側兩電容電壓採樣信號，產生直流側兩電容電壓平衡所需的控制因子值。為了實現以上 控制目標，由空間矢量脈寬調製方式(SVP麗)產生整流器1所需的脈衝控制信號，綜合後得 到脈衝控制驅動信號由控制晶片7DSP TMS320F2808的EP麗口輸出並送到驅動電路2，驅動 電路2再將開關管信號分配給整流器1中的開關管T。這樣就可以在實現網側的高功率因 數的同時，確保直流側的兩電容電壓平衡。 控制因子模糊控制器5和基於電網電壓定向的雙環控制6都是在數字控制晶片7
部分由軟體來實現的，即數位化實施。
由圖1、圖2、圖3可知 本發明是通過電壓霍爾元件(圖中未畫出，省略)檢測直流側兩電容電壓，輸入電 壓可用變壓器採樣，電流信號可用電流霍爾採樣，經輸入調理電路3後將之送入數字控制 晶片7中的DSP的AD採樣口，輸出電壓信號經輸出調理電路4整形後送往數字控制晶片7 中DSPTMS320F2808的相應AD採樣口 ，這些信號均送入DSP內，採用傳統的雙環控制器6，再 根據直流側兩電容電壓平衡是否，用模糊控制器5實施產生SVP麗波形。
5
如圖4所示 是控制因子的模糊控制器5部分的軟體流程，可採用C語言編寫(也可採用DSP 的彙編語言寫)；模糊控制程序是整個系統控制程序中的一個子程序，包括初始化、模糊 控制判斷、模糊控制子程序調用等幾部分。模糊控制子程序主要完成對輸出兩電容電壓偏 差及偏差率的量化，根據量化值查模糊控制總表，再將得到的A P '量化值精確化得A p ， 經過加常數O. 5處理得到控制因子P ，這就是本發明中所謂智能選擇控制因子P ， P是根 據需要不斷變化的。最後與傳統方法一樣用P和(1-P)與實際小矢量作用時間相乘分別 得到正負小矢量的相應作用時間，從而實現輸出兩電容的均壓。
本發明的一個具體實施例子如下 Rs = 0. 002Q， Ls = 2mH，輸入電壓相電壓幅值Em = 311V，輸出電壓Ud。 = 760V， 輸出功率P。 = lOKW，開關頻率t = 20KHz，直流側電容用兩隻2200uF串聯。開關管選用 SPW47N60S5，數字控制晶片7選用TI公司DSP TMS320F2808。 圖5中的曲線8、9分別是直流側上、下兩電容的電壓緩起動波形，可見採用模糊控
制策略實現了直流側兩電容電壓的平衡；圖6中的通道曲線10、11分別是穩態時的A相的
輸入電壓和輸入電流波形，表明實現了網側輸入電流跟蹤輸入電壓的相位；通道曲線12是
A、B相橋臂中點線電壓波形，表明實現了三電平，開關控制信號是正確的。實驗結果表明
圖5表明基於模糊控制策略的控制因子實現了直流側兩電容電壓的平衡；圖6表明中點平
衡技術的應用確保了二極體箝位型三電平P麗整流器實現網側的高功率因數。
如圖4所示，軟體運行說明如下 第一步檢測輸出兩電容電壓偏差及偏差率； 第二步對電壓偏差及偏差率進行量化； 第三步根據量化值查取模糊控制表得控制因子值； 第四步對控制因子去模糊化得精確值。
從以上的描述可知，本發明所提出一種控制因子的模糊控制策略，自適應地改變
控制因子，用以調節正、負小矢量的作用時間長度，可獲得如下好處 1)實現直流側電容電壓靜、動態工作時的平衡，沒有額外的成本開銷； 2)可靠性高，開關管可選低耐壓等級； 3)網側電流畸變小，確保了高功率因數。
權利要求
PWM整流器直流側電容電壓均壓的模糊控制系統，其特徵在於整流器的輸入電壓和輸入電流信號輸送至輸入調理電路，輸入調理電路連接至數字控制晶片中的AD採樣口，整流器的輸出電壓信號輸送至輸出調理電路，再連接至數字控制晶片中的AD採樣口，再將上述信號輸送至雙環控制器、模糊控制器，得到的脈衝驅動信號由數字控制晶片中的EPWM口輸出至驅動電路，驅動電路連接整流器。
2. 根據權利要求1所述的P麗整流器直流側電容電壓均壓的模糊控制系統，其特徵在 於經驅動電路將模糊控制產生的自適應控制因子與傳統調製方式結合後發出的脈衝控制 開關管信號，經驅動電路輸送給整流器中的開關管T。
3. P麗整流器直流側電容電壓均壓的模糊控制方法，其步驟為(1) 電壓、電流霍爾檢測直流側兩電容的輸出電壓和輸入電流信號，輸送至調理電路整 形後，再輸送至數字控制晶片中的相應AD採樣口 ；(2) 變壓器採樣交流輸入側相電壓信號輸送至調理電路整形後，再輸送至數字控制芯 片中的相應AD採樣口 ；(3) 將步驟(1)、 (2)的信號輸送至雙環控制器、模糊控制器；(4) 模糊控制器將其初始化、模糊控制判斷、模糊控制子程序；(5) 數字控制晶片中的EP麗口將得到的脈衝驅動信號經驅動電路至整流器。
全文摘要
本發明涉及PWM整流器直流側電容電壓均壓的模糊控制系統及方法。本發明是整流器輸入電壓和輸入電流信號輸送至輸入調理電路，再至數字控制晶片中的AD採樣口，整流器輸出電壓信號輸送至輸出調理電路，再連接至數字控制晶片中的AD採樣口，再將上述信號輸送至雙環控制器、模糊控制器，再由數字控制晶片的EPWM口輸出至驅動電路，再連接至整流器。本發明克服了開環被動控制、滯環型控制、有源控制和中點電位控制因子(ρ)法各自的缺陷。本發明通過直流側兩電容均壓的程度自動調節控制因子的大小，實現正、負小矢量作用時間自適應智能選擇，使直流側兩電容電壓一致，保證系統動、靜態性能，確保三電平二極體箝位型PWM整流器實現網側的高功率因數。
文檔編號H02M7/217GK101753050SQ200910264170
公開日2010年6月23日 申請日期2009年12月30日 優先權日2009年12月30日
發明者方宇, 邢巖 申請人:揚州大學