用於無線通信系統的頻域均衡器的製作方法

2023-11-04 07:11:37 1

專利名稱：用於無線通信系統的頻域均衡器的製作方法
技術領域：
本發明涉及無線通信，並具體適用於但不限於用於校正在無線信號傳送之後引入該無線信號的誤差的設備和模塊。
背景技術：
通信技術的不斷發展已經導致了無線或無線電技術的進步。目前，正在諸如無線計算機網絡和無線電話的不同領域中使用無線技術。已經被優選用於這些應用的一種技術被稱為正交頻分多路復用(OFDM)。如本領域技術人員將認識到的那樣，頻分多路復用(FDM)涉及使用不同頻率來傳送不同的信號，但這通常還涉及在不同頻率之間提供大的「保護頻帶(guard band)」。利用OFDM，由於使用特殊的一組信號來構建所傳送的複合信號，因此減小了碼間幹擾(ISI)或者由於不同信號的載波頻率的接近而造成的它們之間的幹擾。作為此特徵的結果，需要較小的保護頻帶，並且可以實現帶寬/資源的更高效的使用。
儘管OFDM在增加現在通過無線鏈路傳送的數據量方面已經成功，但與任何無線技術非常相似的是，它仍受到介質的限制。由於通過無線電波來傳送信號，因此這些信號仍然可能不僅遭受到由傳送動作自身引入的失真的危害，還遭受到由信號處理引入的可能的誤差的危害。時變信道失真、剩餘載波頻率偏移、以及剩餘採樣頻率偏移可以使每個OFDM信號失真並被破壞。
時域OFDM信號由與數據碼元(數據幀)相對應的樣本的幀組成，每個幀前面有已知長度的循環前綴(prefix)(保護幀)。在快速傅立葉變換(FFT)的輸入處，根據時域信號中的數據和保護幀的定位來使該信號成幀(frame)。
參照圖1，在典型的操作環境中，所傳送的包括很多副載波信號的無線電波在各種表面上反射開。結果，在基站接收的信號可能來自具有不同強度(取決於衰減)的不同方向(取決於反射)，並且接收機僅看到所有這些反射的組合。這一現象被稱為多路徑。多路徑的主要問題在於，它產生了延遲擴展(delayspread)。根據不同信號中的反射數目和傳播速度，所有這些信號通常不是準確地同時到達接收機處。用來克服延遲擴展的主要技術是均衡化。均衡器試圖逆轉或校正傳送失真和信號處理誤差的影響。更具體地說，均衡器是試圖估計由於通過不同路徑進行的信號傳播造成的失真的數字電路，其中所述失真影響每個分量的相對定時、相位和強度。均衡器估計該失真並消除該失真。數字均衡器經常被實現為時域數字有限響應濾波器(FIR)自適應抽頭(tap)、或者具有用於所關心的每個頻率點的自適應抽頭的頻域濾波器。
更具體地說，在涉及低功率無線設備的IEEE 802.11a標準下，顯露出(bare)64個樣本的數據碼元前面有16個樣本的循環前綴，從而產生總共80個樣本。將64點FFT應用於64個樣本的幀(FFT幀)。為了減小碼間幹擾，應用了相對於數據幀的開始的FFT成幀偏移(framing offset)。通過5個樣本的FFT成幀偏移，長度64的FFT幀將隨後在保護幀的第12樣本處開始，並且在數據幀的第59樣本處結束。
實際上，FFT偏移是FFT幀相對於數據幀的負延遲。因此，當在信道估計期間應用時，該偏移因此引入與該偏移相對應的相位旋轉，即除了在沒有該延遲的情況下已經存在於信道中的任何其它相位和增益失真之外的旋轉。均衡器試圖校正的是這些失真的總和。信道失真包括由於多路徑造成的失真、以及由於發射機和接收機中的模擬和數位訊號處理造成的失真。
由於延遲造成的相位旋轉引起每個副載波的信道估計的實部和虛部分量上的線性失真，這使信道估計平滑變得困難(如果不是不可能的話)。
用於無線通信系統的均衡器在本領域中是公知的。例如，2001年12月4日發布並被轉讓給愛立信有限公司的、名稱為「Systems and Methods of DigitalWireless Communication Using Equalization(使用均衡器的數字無線通信的系統和方法)」的US 6327302描述了一種利用時變自適應濾波器係數和收斂參數來實現無線通信信道的快速自適應均衡的方法和裝置。儘管在此專利中描述的用於時域均衡器的技術充分地發揮作用，但它僅針對於克服信道失真，而不處理由剩餘載波頻率偏移和剩餘採樣頻率偏移引入的可能的誤差。
在2002年5月14日發布並被轉讓給德州儀器有限公司的、名稱為「Adaptive Frequency Domain Equalizer Circuits，Systems and Methods forDiscrete Multitone Based Digital Subscriber Line(用於基於離散多頻聲的數字用戶線路的自適應頻域均衡器電路、系統和方法)」的US 6389062中描述了另一種現有技術的均衡器。此專利說明了使用用於在數字用戶線路(DSL)數據機中使用的組合的頻域均衡器的信道均衡系統。該系統對所接收的信號中的幅度和相位失真進行調整，但不處理由剩餘載波頻率偏移和剩餘採樣頻率偏移引入的可能的誤差。它也不適用於利用OFDM的無線網絡。
基於上述內容，因此，存在對於克服信道失真並補償由剩餘載波頻率偏移和剩餘採樣頻率偏移引入的可能的誤差的設備的需要。理論上，這樣的設備可補償全部三種有害影響，同時是獨立和整體式的。

發明內容
本發明提供了一種頻域均衡器，其補償由信號處理或傳送介質引入的對所接收的無線電信號的不利影響。在操作中，均衡器將變換到頻域中之後的復接收信號與補償這些影響的復校正信號相乘。時變抽頭校正信號校正時變信道影響(即，信道失真)，定時跟蹤信號校正採樣頻率偏移誤差，而相位跟蹤信號校正載波頻率偏移誤差。通過計算初始抽頭值、並向所接收的信號施加符號(sign)最小均方(LMS)過程或算法，生成抽頭校正信號，同時，從每個OFDM數據碼元的導頻音(pilot tone)導出相位跟蹤信號和定時跟蹤信號二者。單獨的相位跟蹤和定時跟蹤電路產生相位跟蹤和定時跟蹤校正信號。
根據本發明的一個方面，提供一種用來補償在所接收的覆信號中產生的無線通信時變信道影響(effect)、剩餘載波頻率偏移和採樣頻率偏移的頻域均衡系統，其包括均衡器抽頭計算電路，其與均衡器抽頭跟蹤電路相配合，用來校正時變信道影響；相位跟蹤電路，用於校正剩餘載波頻率偏移；以及定時跟蹤電路，用於校正採樣頻率偏移，其中，從快速傅立葉變換(FFT)電路輸入所接收的覆信號，並且將校正後的覆信號輸出到軟判決映射器；並且其中，在均衡器抽頭計算電路中產生校正抽頭信號，以便在校正覆信號時使用；並且其中，生成四個導頻信號，以便在相位和定時跟蹤電路中使用。
根據本發明的另一方面，提供一種在無線通信系統中校正所接收的覆信號的方法，其包括根據包含在所接收的數據分組前同步碼(preamble)中的長序列訓練碼元FFT 1和FFT 2來估計信道響應；在與FFT 1和FFT 2長序列訓練碼元相關聯的連續數據碼元中處理導頻音，以便評估載波頻率偏移和採樣頻率偏移；補償在所述接下來接收的數據分組中的載波頻率或採樣頻率偏移中的任一個；在隨後的數據分組接收期間跟蹤信道失真；以及修改信道響應以補償任何檢測到的失真。
現在，本發明的優點變得顯而易見。提供了具有集成的定時恢復和相位跟蹤的均衡器，其在頻域中操作。


將通過參照附圖考慮下面的詳細描述，獲得對本發明的更好理解，在附圖中圖1示出了無線系統中的多路徑和延遲；圖2示出了根據本發明的數字接收機的框圖；圖3示出了集成到圖2的數字接收機的數字解調器的框圖；圖4示出了集成到圖3的數字解調器的數字解調器後端的框圖；圖5示出了集成到本發明的均衡過程的定時概要；圖6示出了均衡器抽頭計算(信道估計)電路；圖7示出了均衡器抽頭跟蹤電路；圖8(a)示出了相位跟蹤電路；圖8(b)示出了集成到圖8(a)的相位跟蹤電路的相位預測器電路；以及圖9示出了定時跟蹤電路。
具體實施例方式
參照圖2，示出了包含本發明的數字接收機2。優選的數字接收機2可以是例如由IceFyre半導體有限公司提供的ICE5350數字接收機，其執行在IEEE802.11a標準中定義的所有物理層功能，但本發明不意欲被限制為此接收機。數字接收機2位於RF接收機前端4和物理介質訪問控制(PHY/MAC)6之間。RF接收機前端連接到天線A和B。如圖所示，數字接收機2中的兩個主要的塊是數字解調器8和基帶解碼器10。數字解調器82通過消除載波偏移、定時偏移、補償信道損傷、並對數字調製的信號進行去映射，來恢復基帶信號。這個塊位於模擬-數字接口(未示出)和基帶接口(未示出)之間。基帶解碼器10對基帶信號進行去交織，通過軟判決維特比(Viterbi)算法來提供誤差校正，並對要經過PHY/MAC6的校正後的比特流進行解擾。這個塊位於基帶接口(未示出)和PHY/MAC接口(未示出)之間。
圖3示出了圖1的數字解調器8。如圖所示，模擬-數字接口位於塊ADC/DAC 12處。在該圖中還可以在軟判決去映射器14處看到基帶接口。在該圖中還可以看到通過快速傅立葉變換(FFT)電路16將數字解調器8清楚地劃分為兩部分。左側是數字解調器前端(DFE)18，而右側是數字解調器後端(DBE)20。在數字解調器後端20中提供本發明的發明。
參照圖4，示出了DBE的概要。DBE執行從FFT電路16輸出到軟判決去映射器14輸入的所有數位訊號處理(DSP)功能。如將在下面更充分地描述的，具體地說，DBE用作具有集成的定時和相位跟蹤電路(分別在24和26處示出)的均衡器(EQ)(在22處總地示出)。如可在圖中看到的那樣，相位跟蹤電路26與定時跟蹤電路24一起被放入。在頻域中、即在FFT電路16之後完全地實現此功能性的全部。由於更容易從頻域導出控制信號，其中可容易地獲得導頻信號以展現相位和定時誤差，即它們是FFT電路16的產物，因此這是有利的。在FFT電路16之後應用校正還用來避免FFT電路16的延遲時間(latency)。如圖所示，均衡器還包括均衡器抽頭計算電路28和均衡器抽頭跟蹤電路30。
通常，均衡器對於時變信道影響、剩餘載波頻率偏移和剩餘採樣頻率偏移而補償每個OFDM碼元的52個復副載波中的每一個。它通過從在數據分組的長序列訓練前同步碼中傳送的兩個碼元中接收的複數據估計初始信道響應，來實現這些功能。隨後，它處理每個連續數據碼元中的四個導頻音，以便評估載波頻率偏移和採樣頻率偏移。任何檢測出的偏移導致對於以上影響而補償接下來接收的碼元。在數據分組接收期間，均衡器跟蹤改變的信道失真，並修改所計算的抽頭(在下面討論)，以便對於所接收的每個副載波使誤差最小化。從FFT電路16接收52個復副載波，並且在均衡化之後，在時分多路復用的偶和奇、同相和正交副載波數據總線中將均衡後的副載波呈遞給軟判決去映射器18。
參照圖5，提供了本發明的均衡器的定時概要。FFT加載(load)信號每80個時鐘周期就進行重複。對於20Mhz的時鐘來說，此時間表示所接收的OFDM數據的碼元周期。被處理的第一碼元是長序列訓練碼元的FFT 1，其後是長序列訓練碼元的FFT 2。在每個副載波的基礎上對這兩個碼元的復副載波取平均，隨後，將其呈遞給均衡器內的均衡器抽頭計算電路28，以進行初始信道估計和抽頭初始化。每個副載波具有一個相關聯的復抽頭，所述復抽頭一旦被初始化就被用來校正靜態和時變信道影響。通過計算初始抽頭值、並對所接收的副載波應用最小均方(LMS)過程或算法來生成抽頭校正信號。使用所述抽頭來校正以SIGNAL碼元開始的FFT副載波數據。在定時跟蹤電路24內，在每個分組的開頭初始化定時跟蹤計算。基於FFT成幀偏移而預設52個復定時跟蹤偏移校正值，並且由此，該偏移對於均衡器抽頭計算電路是透明的。在相位跟蹤電路26內，通過初始化復寄存器值，在分組開頭初始化相位跟蹤計算。在SIGNAL碼元期間，提取四個導頻音副載波，並將其重新排序為副載波順序。根據這四個導頻音計算相位跟蹤轉子(rotor)，並將其應用於接下來的數據碼元。定時跟蹤計算還根據相同的四個導頻音副載波來計算新的定時跟蹤偏移校正值(以時間跟蹤轉子的形式)，並在副載波的基礎上將這些值應用於接下來的數據碼元。
對於均衡器抽頭計算，每個數據和導頻副載波中的如由均衡器抽頭計算電路28看到的幅度和相位失真轉換為均衡器抽頭值。抽頭值是信道估計的複數逆。該複數逆返回取反的幅度和共軛角。參照圖6，給出了均衡器抽頭計算電路28的更多細節。通過將所傳送的長碼元36的接收幅度和相位與作為接收機處的該長碼元的本地副本(local replica)的參考幅度和相位進行比較(在34處)，來進行信道估計。比較是通過用本地長碼元乘以(解調)(在38處)所接收的每個副載波中的值來進行的。在FFT 1和FFT 2上的平均(在40處)處於所述相乘(在38處)之前，以便增強零平均噪聲條件下的估計。
通過譜平滑(在42處)獲得該估計的進一步增強。由於副載波之間的噪聲的相關度遠低於副載波之間的信道相位和幅度的相關度，因此在副載波上的平均提供了附加的增強。通過跨越數據和導頻副載波的三抽頭或五抽頭復移動平均並且專門考慮頻帶邊界，來執行譜平滑。在一些苛刻的條件下，由此，較深的空值(deep null)引起嚴重的線性失真，平滑在某種程度上可能具有不利的影響。在這樣的情形下，沒有平滑或僅具有三個抽頭的平滑是優選的。反之，在平坦的信道條件下，平滑提供了顯著的改善，並且五個抽頭是優選的。可以對平滑電路編程，以允許這樣的選擇。在FFT電路16的輸入處進行的碼元成幀之後的任何非零碼元延遲(即，FFT成幀偏移)將作為所估計的譜的相位旋轉出現。相位旋轉將其自身表現為餘弦和正弦形狀的失真，並且，在其它情況下足夠適用於平滑的譜變為不適合。由於非零碼元延遲的有效共享(significant share)是已知和故意的，因此將適當的定時校正應用於信道估計器的輸入。當在長碼元期間預設並保持此校正時，由定時恢復電路執行此校正。
參照圖7，更充分地示出了均衡器抽頭跟蹤電路30。均衡器抽頭跟蹤電路30的功能是改進(refine)抽頭值，跟蹤剩餘相位和定時誤差，以及跟蹤信道變化。利用限幅器(slicer)誤差(在44處示出)的運行時間平均來執行抽頭更新。抽頭更新允許均衡器將抽頭調節為擴展和減小星座(constellation)、以及旋轉星座。它通過將在後面討論的定時和相位跟蹤電路來補償相位滯後和幅度失真。它還改進(在46處)從信道估計、即由於噪聲導致的通常不完美的估計獲得的初始抽頭值。可以根據需要開啟和關閉抽頭跟蹤。由限幅器48提供驅動抽頭值的信號。在每個碼元上並且對於每個數據副載波，限幅器48返回其輸入處的星座值和與可應用的星座大小相對應的最近的奇數整數星座點之間的複數差(誤差)。在被用於更新(在52處)抽頭值之前，此誤差基於星座大小而被正規化(在50處)。時間平均對於減小抽頭抖動是必要的，並且通過正規化的限幅器48的縮放(scaling)來實現這種平均。
圖8(a)更詳細地示出了相位跟蹤電路26，而圖8(b)示出了集成到相位跟蹤電路26的相位預測器電路。相位跟蹤電路26的目的是在數字前端數字控制的振蕩器(DFE-NCO)(在圖4中示出為32)所進行的調節之後，校正剩餘載波頻率偏移。剩餘偏移是在前同步碼中的長碼元和短碼元期間的不精確的偏移估計的結果。DFE-NCO充分地校正FFT，然而尤其是對於中間到最大長度的分組以及具有較高密度星座的分組，需要FFT之後的附加校正。相位誤差使星座旋轉多達每個碼元幾度。儘管均衡器將能夠跟蹤此剩餘旋轉，但在有噪聲的條件下，使用四個導頻的相位跟蹤更健壯。由此，均衡器自適應能夠以太慢以至不能跟蹤相位誤差的時間常數操作。該電路使用時間平均(在56處)和跨越導頻的平均以及相位預測(在58處)來跟蹤在四個均衡後的導頻54上的相位。重要的是，導頻均衡器抽頭不自適應(adapt)，因此所述旋轉對於相位跟蹤電路是完全可見的。對於校正，以前饋的方式將表示反向漂移的轉子60應用於導頻和數據副載波。
參照圖9，示出了定時跟蹤電路24。此電路的功能是跟蹤由採樣頻率偏移造成的定時誤差。利用從數字接收機2(圖2)的設備時鐘(未示出)導出的時鐘，在ADC 12(圖3)處對所接收的信號採樣。在接收機中用於傳送的時鐘和用於採樣的時鐘之間的時鐘頻率差將其自身表現為所接收的基帶譜的拉伸或收縮。這一拉伸或收縮引起副載波頻率偏移，其隨著副載波與直流的距離而增大。這樣的定時偏移引起與載波頻率偏移的相位旋轉相似的相位旋轉，但偏移的速度對於每個副載波而不同。此定時誤差使星座旋轉多達最外側的載波中的每個碼元0.5度。
儘管均衡器將能夠跟蹤此剩餘旋轉，但在有噪聲的條件下，使用四個導頻的定時跟蹤更健壯。因此，均衡器自適應能夠以太慢以至不能跟蹤定時誤差的時間常數操作。該電路使用跨越導頻的時間平均(在64處)來跟蹤跨越四個均衡後的導頻的相位。重要的是，導頻均衡器抽頭不自適應，因此所述旋轉對於相位跟蹤電路26是完全可見的。對於校正，使用表示反向定時漂移的主轉子相位(在66處)，作為用於計算每個副載波的各個轉子相位的基礎。以前饋的方式將各個轉子應用於導頻和數據用戶。還使用定時跟蹤電路來消除由於置入保護間隔中的故意的FFT成幀偏移造成的相位旋轉。對於譜平滑電路，需要在均衡器抽頭計算之前的相位校正。從寄存器讀取主轉子的初始相位，並且該電路在長碼元期間不更新它。隨後，定時跟蹤電路將更新所述轉子。
如本領域技術人員將認識到的那樣，在頻域內，可以通過X(K，n)來表示復FFT輸出，其中，時間n＝1..N個包括訓練碼元的OFDM FFT幀(OFDM碼元)，並且其中，K為副載波索引。更具體地，根據IEEE 802.11a，有效的(active)副載波索引是頻率索引K＝-26..0..26(52個副載波)，其中，導頻副載波索引是KP＝-14，-7，7，14(即，4個導頻)。數據副載波索引是KD＝-26..-15，-13..-8，-6..-1，1..6，8..13，15..26(即，48個數據載波)。在每個副載波中，訓練碼元由具有固定且已知的二進位相移鍵控(BPSK)調製的兩個FFT幀組成。數據碼元的傳送跟隨在訓練碼元的傳送之後。
現在，將通過參照圖4和6至9來更詳細地說明用於信道估計、自適應均衡、以及相位和定時跟蹤的處理步驟，在所述圖中，帶圈的數字表示所示出的、在其中執行下面定義的步驟的電路的一部分(a)在訓練碼元的接收期間執行以下步驟101.將碼元計數器重置為n＝1；102.對於每個副載波，基於FFT成幀偏移來初始化復定時校正T(K，n)設置T(K，1)＝exp(-j 2 pi K d/M)，其中d為FFT成幀偏移(樣本，d＞0)，並且M為FFT幀(樣本)的大小。典型地，M對應FFT的大小；103.重置相位校正P(n)設置P(1)＝0；104.對於每個副載波，重置信道估計累加器A(K，n)設置A(K，1)＝0；105.對於每個副載波，將定時校正應用於FFT的輸出X(K，n)
X』(K，n)＝T(K，n)X(K，n)；106.對於每個副載波，累加所接收的訓練碼元A(K，n)＝A(K，n)+X』(K，n)；107.維持(凍結)相位校正P(n+1)＝P(n)；108.維持(凍結)定時校正T(K，n+1)＝T(K，n)；109.增大碼元計數器設置n＝n+1；110.在所有訓練碼元的持續時間內重複步驟105至109。在上面，假定所傳送的訓練碼元在時間上是恆定的；111.對於每個副載波，計算信道估計C(K)＝A(K，N)/L(K)/(n-1)，其中L(K)為所傳送的訓練碼元；112.可選地，對於每個副載波，對信道估計進行平滑，以獲得譜平滑的信道估計C』(K)；113.對於每個副載波，計算初始均衡器抽頭W(K，n)＝1/C』(K)。
在IEEE 802.11a中，在所謂的長碼元中，訓練碼元由兩個FFT幀組成。因此，我們利用n＝3而進行。此外，訓練碼元L(k)是BPSK(+1和-1的值)，並且因此，可以用與L(K)相乘來替換步驟111中的除以L(K)，從而得到C(K)＝A(K，n)L(K)/2。
(b)在數據碼元的接收期間執行與均衡器相關的以下處理114.對於每個副載波，將定時校正應用於FFT的輸出X』(K，n)＝T(K，n)X(K，n)；115.利用導頻載波的已知調製M(KP，n)來將它們解調，(再次假定該調製是BPSK，乘法滿足)，並應用均衡器X」(KP，n)＝X』(KP，n)M(KP，n)W(KP，n)；116.對於每個導頻載波，應用相位校正Z(KP，n)＝X」(KP，n)P(n)；117.對於每個數據載波，應用相位校正Y(KD，n)＝X』(KD，n)P(n)；118.對於每個數據載波，應用均衡器Z(KD，n)＝Y(KD，n)W(KD，n)；119.對於每個數據載波，應用星座反向正規化(denormalisation)因子FZ』(KD，n)＝F Z(KD，n)；120.對於每個數據載波，基於均衡器輸出Z(KD，n)來執行硬判決。這通過基於即將到來的星座對均衡器輸出進行限幅以獲得判決結果D(KD，n)來完成。例如，對於被正規化為等於1的平均功率電平的16-正交幅度調製(QAM-幅度調製和相移鍵控的組合)副載波，利用星座反向正規化因子將均衡器輸出反向正規化，其中對於16-QAM，所述反向正規化因子等於 並且，基於0和±2處的實和虛判決邊界來執行限幅，同時，選擇具有理想實部分量值±1和±3、以及具有理想虛部分量值±1和±3的最接近的理想16-QAM星座點。因此，D(KD，n)的16個可能值是±1±1j、±1±3j、±3±3j、以及±3±1j；121.對於每個數據載波，計算復限幅器誤差E(KD，N)，由此，E(KD，n)＝Z(KD，n)-D(KD，n)；122.對於每個數據載波，施加星座正規化因子1/FE』(KD，n)＝(1/F)E(KD，n)；123.對於每個數據載波，計算均衡器抽頭更新w(KD，n)w(KD，n)＝E』(KD，n)conj(sign(Y(KD，n)))，其中是更新參數，其值是速度和抽頭抖動之間的折衷。合適的設置是conj(x)返回x的復共軛，並且sign(x)返回x的複數符號，即為±1±j；124.更新數據載波的均衡器抽頭W(KD，n+1)＝W(KD，n)+w(KD，n)作為對用於利用F進行的反向正規化和利用1/F進行的正規化的兩個乘法的替換，可以在均衡器抽頭中合併因子F。這是在調製改變時進行的。例如，在BPSK碼元之後和隨後的16-QAM碼元之前，將所有均衡器抽頭乘以 如可以在圖4中看到的那樣，存在均衡器抽頭乘法器，但是不存在反向正規化乘法器。在此配置中，反向正規化因子被合併在均衡器抽頭中。這與圖7相反，在圖7中，對於正規化和反向正規化執行兩次獨立的乘法。
(c)在數據碼元的接收期間執行與相位校正相關的以下處理125.通過在解調和均衡後的復導頻上求和來計算公共相位旋轉S(n)＝sum(X」(KP，n))(即，對於所有KP的總和)。對於802.1la，這產生S(n)＝S(7，n)+S(14，n)+S(-7，n)+S(-14，n)；126.利用復低通濾波器對公共相位旋轉進行濾波，其中例如通過兩個洩漏積分器(Leaky Integrator)(LI)來實現所述復低通濾波器，一個用於S(n)的實部，並且一個用於其虛部。LI是具有係數□的一階無限衝擊響應(IIR)S』(n)＝S(n)+(1-)S』(n-1)。利用S』(2)＝0來初始化LI；127.應用預測器以減小低通濾波器延遲的影響S」(n)＝2S』(n)-S』(n-1)；128.在準備接下來的迭代中，將相位校正更新為預測器輸出的復共軛P(n+1)＝conj(S」(n))；以上步驟有效地更新了相位校正轉子的相位exp(-j)，由此，通過對導頻的公共相位誤差取平均而獲得所述相位。
(d)在數據碼元的接收期間執行與定時校正相關的以下處理
129.對於定時跟蹤電路的輸入處的每個導頻載波，確定其頻率索引的符號，並隨後對乘以導頻的索引的符號的導頻的虛部求和V(n)＝sum(imag(Z(KP，n))sign(KP))(即，考慮到KP的每個值的符號的所有KP的總和)對於802.11a，這產生V(n)＝imag(Z(7，n))+imag(Z(14，n))-imag(Z(-7，n))-imag(Z(-14，n))考慮到反饋定時校正將在電路中的這一點處的定時誤差引起的導頻的相位保持較小，可以通過導頻的虛部分量的和來逼近該相位。此外，考慮到對於給定延遲，將正頻率的相位誤差的符號相對於負頻率的相位誤差的符號取反；130.利用低通濾波器、例如作為具有係數的一階IIR的洩漏積分器(LI)來對公共相位旋轉進行濾波，並且，施加增益以獲得相位增量V』(n)V』(n)＝V(n)+(1-)V』(n-1))。以上配置允許利用2的冪來逼近濾波器係數和增益中的每一個，從而消除了對支持二進位移位器的固定點乘法器的需要。所建議的值是131.累加相位增量，以獲得定時校正的相位V」(n)＝V」(n-1)+V』(n)利用V」(3)＝0來初始化；132.在準備下一次迭代中，將所述相位轉換為每個副載波的單獨共軛轉子T(K，n+1)＝exp(-j V」(n)K)。利用CORDIC電路來最佳地執行此步驟；133.增大碼元計數器n＝n+1；以及134.在所有數據碼元的持續時間內重複步驟114至133。
在IEEE 802.11a中，在數據碼元之前，長碼元後面首先跟隨有BPSK信號碼元。在上面的上下文中，應當將信號碼元當作數據碼元。
相位校正電路確保向定時校正電路呈遞解調後的導頻，其中所述導頻基本上沒有公共相位誤差，從而允許通過在考慮其頻率索引的符號的同時對相量(phasor)的虛部求和來提取定時誤差相關的相位。
定時校正電路確保向相位校正電路以及定時校正電路自身呈現解調後的導頻，其中所述導頻基本上沒有定時誤差相關的導頻相位誤差，從而允許利用導頻相位的虛部分量來逼近定時誤差相關的導頻相位誤差。
可以將本發明實現為硬體和軟體二者的組合。具體地，可以將本發明實現為存儲在微處理器——數位訊號處理器(DSP)中的一系列計算機可讀指令，其中所述微處理器理論上適合於如上所述的均衡化的數字密集的需要。可以用程序程式語言(例如，「C」)或面向對象的語言(例如，「C++」)來對計算機可讀指令編程。這一系列計算機指令實現先前在這裡描述的全部或部分功能性。可替換地，可以全部用諸如用於數字接收機中的集成電路的硬體來實現本發明。
還可將本發明的實施例實現為用於與計算機系統一起使用的電腦程式產品。這樣的實現可以包括固定在諸如計算機可讀介質(例如盤、CD-ROM、ROM或固定盤)的有形介質上、或者可經由數據機或諸如通過介質連接到網絡的通信適配器的其它接口設備傳送到計算機系統的一系列計算機指令。所述介質可以是有形介質(例如，光或電通信線路)或利用無線技術(例如，微波、紅外線或其它傳送技術)實現的介質。預期可以將這樣的電腦程式產品作為附有利用計算機系統預先加載(例如，在系統ROM或固定盤上)的列印或電子文檔(例如，壓縮包裝的軟體)的可移動介質來分發，或者通過網絡(例如，網際網路或全球資訊網)從伺服器分發。
儘管已經公開了本發明的各種示例實施例，但對於本領域技術人員來說應當清楚的是可以進行各種改變和修改，其將在不背離本發明的真實範圍的情況下實現本發明的一些優點。
現在，理解此發明的人可以構想以上內容的可替換結構和實施例或者變化，其全部意欲落入如由所附權利要求限定的本發明的範圍中。
權利要求
1.一種用來補償在所接收的覆信號中產生的無線通信時間恆定和時變信道影響、剩餘載波頻率偏移和採樣頻率偏移的頻域均衡系統，包括(a)均衡器抽頭計算電路，其與均衡器抽頭跟蹤電路相配合，用於校正所述時間恆定和時變信道影響；(b)相位跟蹤電路，用於校正所述剩餘載波頻率偏移；以及(d)定時跟蹤電路，用於校正所述採樣頻率偏移，其中，從快速傅立葉變換(FFT)電路輸入所述所接收的覆信號，並且將校正後的覆信號輸出到軟判決映射器；並且其中，在所述均衡器抽頭計算電路中產生校正抽頭信號，以便在校正所述覆信號時使用；並且其中，提取導頻信號，以便在所述相位和定時跟蹤電路中使用。
2.如權利要求1所述的頻域均衡系統，其中，所述覆信號包括52個復副載波。
3.如權利要求2所述的頻域均衡系統，其中，通過向所述52個復副載波應用符號最小均方算法，來生成所述校正抽頭信號。
4.如權利要求3所述的頻域均衡系統，其中，所述均衡器抽頭跟蹤電路還包括限幅器，並且其中，所述均衡器抽頭跟蹤電路利用限幅器誤差的運行時間平均來更新所述校正抽頭信號。
5.如權利要求1所述的頻域均衡系統，其中，對於與所述所接收的覆信號相關聯的每個副載波，計算相應的校正抽頭信號。
6.如權利要求1所述的頻域均衡系統，其中，所述均衡器抽頭計算電路還執行譜平滑。
7.如權利要求1所述的頻域均衡系統，其中，所述定時跟蹤電路使用時間平均來跟蹤所述導頻信號的相位。
8.如權利要求2所述的頻域均衡系統，其中，將相應的相位和定時轉子施加到所述導頻和所述52個復副載波上，以便校正所述所接收的覆信號。
9.如權利要求1所述的頻域均衡系統，其中，計算4個導頻信號。
10.如權利要求1所述的頻域均衡系統，其中，所述相位跟蹤電路被置於所述定時跟蹤電路中。
11.一種在無線數字接收機中校正所接收的覆信號的方法，包括(a)從包含在所接收的數據分組前同步碼中的長序列訓練碼元FFT 1和FFT 2估計信道響應；(b)在所述FFT 1和FFT 2長序列訓練碼元的每一個中處理導頻音，以便評估載波頻率偏移和採樣頻率偏移；(c)補償在隨後接收的數據分組中的所述載波頻率或採樣頻率偏移中的任一個；(d)在隨後的數據分組的接收期間跟蹤信道失真；以及(e)修改所述信道響應，以補償任何檢測到的失真。
12.如權利要求11所述的方法，其中，通過將所接收的所述長序列訓練碼元FFT 1和FFT 2的幅度和相位與參考相比較，來執行所述信道估計的步驟。
13.如權利要求12所述的方法，其中，所述比較的步驟還包括在所述長序列訓練碼元FFT 1和FFT 2上取平均，並將與所述所接收的覆信號相關聯的每個副載波解調。
14.如權利要求11所述的方法，其中，所述估計的步驟還包括產生校正抽頭信號，並將所述校正抽頭信號施加到所述所接收的長序列訓練碼元FFT 1和FFT 2上。
15.如權利要求14所述的方法，其中，所述跟蹤的步驟包括通過跟蹤剩餘相位和定時誤差以及信道變化，改進所述校正抽頭信號。
16.如權利要求14所述的方法，其中，所述估計的步驟還包括譜平滑。
17.如權利要求11所述的方法，其中，所述補償的步驟還包括將相應的相位和定時轉子施加到與所述所接收的覆信號相關聯的所述導頻和副載波上，以校正所述相應的載波頻率和採樣頻率偏移。
18.如權利要求17所述的方法，其中，所述處理的步驟還包括使用時間平均來跟蹤跨越所述導頻音的相位。
19.如權利要求11所述的方法，其中，所述處理的步驟還包括利用與所述數字接收機相關聯的時鐘，在模擬-數字轉換器(ADC)處對所述所接收的覆信號進行採樣，並確定所述數字接收機時鐘和與發射機相關聯的時鐘之間的時鐘頻率差。
全文摘要
本發明涉及無線通信，並且具體適用於用於校正在無線信號傳送之後引入該無線信號的誤差的設備和模塊。提供了均衡器，其補償由信號處理或傳送介質引入的對所接收的無線電信號的不利影響。在操作中，均衡器將復接收信號與補償這些影響的復校正信號相乘。抽頭校正信號校正時變信道影響(即，信道失真)，定時跟蹤信號校正載波頻率偏移誤差，並且相位跟蹤信號校正採樣頻率偏移誤差。
文檔編號H04L27/01GK101048955SQ200480029531
公開日2007年10月3日 申請日期2004年8月26日 優先權日2003年9月12日
發明者阿揚·塞德 申請人:扎爾巴納數字投資公司