開關穩功率電源的製作方法
2023-12-03 16:43:01
專利名稱：開關穩功率電源的製作方法
技術領域：
本發明涉及開關電源，尤其是一種開關穩功率電源，屬於電源技術領域。
本發明的開關穩功率電源能夠將輸入的直流電和整流後的交流電變換成為電流和電壓可分別從極小值至限定值雙向隨機調整的直流電輸出給負載，因電功率是電壓與電流的乘積，故本發明開關穩功率電源包含開關穩流電源和開關穩壓電源，本發明的開關穩流電源或開關穩壓電源只不過是本發明開關穩功率電源的一種表現形式，這裡所說的「穩」字，除了有使電源的輸出電壓、電流和電功率穩定在某一數值的含義外，還有使電源的輸出電壓、電流和電功率限定在某一數值範圍的含義，不僅如此，它還有使電源的輸出電壓、電流和電功率按預先給定的某個函數關係改變的含義，因此，也可以將本發明的開關穩功率電源稱之為開關函數電源。
開關電源作為一門獨立的電源技術出現以來已經歷了近半個世紀，在這段時間裡，與開關電源技術有關的電源理論、變換器設計、控制方法、材料器件、生產工藝、產品應用等方面都獲得了很大的進步和發展，然而，當我們對該技術進行深入研究後卻發現它仍然存在著一些問題需要解決，而且有的問題還帶有全局性，以下試列出幾個與本發明主題有關的，在本發明開關穩功率電源中已基本得到解決的問題作一簡要的闡述。
假如向從事電源技術專業並有一定設計經驗的工程師們提問在現有材料器件的基礎上，「理想」的電源設計應具有哪些特徵？以下的一些內容很可能會在「答案」中出現1)、電源的工作電流最好是連續的。——現有開關電源的工作電流一般都不連續的，造成這一狀況的原因與目前普遍採用的開關電源控制方式及其所依據的控制理論有關，如以目前最常用的控制方式「定頻調寬制」為例，它是以固定開關的工作周期、調整開關的導通時間來控制輸出的一種開關電源控制方式，這種控制方式所基於的控制理論認為在同一開關周期所包含的開關導通和開關截止兩個時間裡，只要調整其中的一個——開關導通時間，就可以控制電源的輸出，因此，凡採用定頻調寬的控制方式來設計電源，都以輸出功率最大時所需的續流時間為依據來預留開關截止時間的，如此，則當負載所需的功率小於電源的最大輸出功率時就必然造成了工作電流的不連續，不難理解，「固定開關工作周期」和「預留開關截止時間」是一種「限制性措施」，它實質是「放棄」開關截止時間對輸出的調整作用，而僅僅利用開關導通這一部分時間來調整電源的輸出，正是由於這種「單調」控制理論和方法存在的局限性，除導致電源的工作電流不連續外，還造成了電源設計中的其它許多「盲點」。
2)、最好能有一種降低高頻變壓器反峰電壓的辦法，使今後僅用一隻低耐壓，如耐壓600V的一般開關管就能對220V工頻電源進行變換。——這是目前AC-DC開關電源普遍存在的問題，幾十年來，人們為了解決這一難題，已圍繞高頻變壓器設計了不計其數的變換器電路，但至今仍未找到一個令人滿意的解決方案，這個問題之所以「久拖不決」，我們認為與長期佔主導地位的定頻調寬的控制理論和方法有關，不妨可以將它看作是由這種「單調」的控制理論和方法導致的一個設計盲點，目前，有代表性的單端正激、半橋或全橋變換器都是用兩隻開關管串聯起來去共同承受高頻變壓器的反峰電壓的，這種辦法雖然「有效」，但也帶來了重複、浪費、低效和可靠性差等消極的一面。我們知道，「反峰電壓」是開關導通期間存入高頻變壓器的勵磁能量在開關關斷時的一種表現，而勵磁能量只能在、也必須在開關關斷後的截止期間處理掉，既能高效處理勵磁能量又能有效限制反峰電壓的辦法是存在的，那就是要及時地為勵磁能量提供一個「低阻抗通道」，並且為勵磁能量的通過提供一段時間，但以上「單調」控制方法不具備這一條件。
3)、是否能將單端正激變換器中高頻變壓器的勵磁能量不回輸給輸入電源，而用其他更積極的辦法來解決高頻變壓器的磁通復位問題。——高頻變壓器的磁通復位問題和上述反峰電壓問題同源，都是由勵磁能量引起的，而勵磁能量的處理途徑大約有三種1、返還給輸入電源；2、輸出給負載；3、就地消耗掉。可是，受定頻調寬控制的單端正激變換器除「就地消耗掉」這一處理途徑外，就只能選擇將勵磁能量返還給電源一種作法了，將已經輸入高頻變壓器的能量再返還給電源做的是「無用功」，這樣做不僅造成高頻變壓器和開關管等器件的工作效率低、損耗大的缺陷，它還「浪費」了傳輸能量的時間！如果一隻電源的勵磁能量不是返還給輸入電源而是輸出給了負載，那就意味著我們將可得到以下「收益」1、可用較小體積的高頻變壓器獲得較大的輸出功率，從而可減小電源的體積。2、可以較低的開關工作頻率獲得較大的輸出功率，從而可減少開關管的開、關損耗。3、可以較短的開關導通時間獲得較大的輸出功率，從而可減少開關管的管壓降損耗。4、可為降低高頻變壓器的反峰電壓提供一條「低阻抗通道」，進而為採用較低耐壓的開關管來變換220V工頻電源創造條件。
4)、最好能有一種可取代在功率迴路裡串聯電阻的傳統電流取樣方法的新的高效率的電流取樣方法。——這個問題向來是電源技術，尤其是以小體積、高功率密度見長的開關電源技術發展的「瓶頸」，它更是本發明開關穩功率電源必須摒除的「障礙」。
5)、最好一個電源的輸出電流和電壓能夠分別從極小值到限定值雙向隨機調整。——這也許是每一位從事電源設計的專業人員都有過的想法，它也是本發明開關穩功率電源的主要任務，從專業理論和應用的角度來看，電源一旦具備了以上性能，不但其用途會得到極大擴展，而且它的內在技術指標也必將得到顯著提高。
6)、最好能解決高頻開關電源的並聯同步輸出問題，以突破開關電源最大設計功率的局限性。——目前，由於存在著多種限制因素，一隻開關電源的最大設計功率一般只能做到幾千瓦，專業界公認開關電源只有實現並聯同步輸出才能最終突破開關電源的設計功率限制，才能滿足諸如電解、電鍍一類電流以千安、萬安計的電源的高頻化需要，才能發揮高頻開關電源的優勢。
以上的問題看似彼此獨立，其實它們之間存在著一定的關聯性，如果試圖一個一個地去解決這些問題，人們的努力已經表明，這也許還是一條艱難而漫長的路，那麼，這些問題的「癥結」究竟在哪裡呢？長期以來我們在研究開關電源變換器的結構時發現不論是只含單電感的變換器，或者是同時包含電感和高頻變壓器的變換器，它們都有一個「變換中心」，這個變換中心就是那個被置於變換器的輸出端最貼近負載的電感器，即本發明所稱的「輸出電感」，以往，可能是受交流變壓器電源影響的緣故，人們似乎也習慣地將高頻變壓器作為開關電源的變換中心來對待了，其實不然，電能變換、尤其是用開關電源技術進行的電能變換離不開電感、電容和開關等，但可以不用變壓器！關於這一點，我們只要深入地考察一下開關電源中的最簡單的單電感變換器，就不難明白這個道理，因此，將開關電源可以不用的東西作為開關電源變換器的變換中心來對待開始就是一個「誤解」。輸出電感之所以能成為開關電源變換器的變換中心，是因為它「扼守」在變換器輸出電流的必經通道上，它是變換器中唯一通過全部輸出電流的器件，輸出電感本身就擔負著能量傳遞、限流、蓄能、釋能等關鍵作用，不論你主觀上只想利用輸出電感的某一部分特性，但是客觀上它也要對所有通過它的電能進行「最後的變換」，在同時包含高頻變壓器和輸出電感的變換器中，電能實際上被變換了兩次，一次是在高頻變壓器中進行的，另一次是在輸出電感中進行的，兩次變換相比後者的變換是主要的，而前者高頻變壓器的變換則是輔助的、次要的，由於輸出電感是開關電源的變換中心，所以開關電源設計應圍繞這個中心來進行，在所有組成開關電源的諸多功能器件和單元電路中，我們只有先處理好了輸出電感才能處理好電路的其他部分，才能為開關電源出現的各種問題找到最為恰當的解決方案，而處理好輸出電感的關鍵在於能否讓它工作在「最佳狀態」，也就是說，我們不應主觀地去為輸出電感安排一種工作模式，而應當按輸出電感工作在最佳狀態時的自然狀況來適時控制，我們知道，輸出電感工作在最佳狀態時的電流波形表現為「連續三角波」，那麼能否使輸出電感上的電流波形保持連續三角波就成了設計開關電源控制器「關鍵」，本發明開關穩功率電源將「保持輸出電感上電流的連續三角波」作為「設計原則」，按照這一設計原則開關電源控制器的控制方式將必然是「開關雙調製」，這是一種既調整開關的開啟導通時間又調整開關的關斷截止時間來控制輸出的開關電源控制方式，唯有開關雙調的控制方式才能與輸出電感上電流的連續三角波相適配；按照這一設計原則開關電源控制器無需設置獨立的「振蕩器」，控制器本身將不直接決定開關的開啟、導通時間和關斷、截止時間，開關的開啟、導通時間和關斷、截止時間是由輸出電感上連續三角波的上升和下降的時間曲線來決定的，最終輸出電感上連續三角波的上升和下降的時間曲線則是由輸出電感和輸入、輸出參數來決定的。
本發明的目的在於提供一種開關穩功率電源，該電源可將輸入的直流電和整流後的交流電變換成限流穩壓、限壓穩流、穩壓穩流以及穩功率的直流電高效率、高功率、智能化地提供給負載。
本發明的另一目的在於提供一種用途廣泛的開關穩功率電源，該電源除了可被用在電鍍電源、電解電源、焊接電源、充電電源、直流不間斷電源、通信電源、超聲電源、醫療電源、工具電源、直流電機調速電源等專用電源領域外，還可以將它設計成系列化、模塊化的穩功率通用電源。
本發明的又一目的在於提供一種輸出功能多、調整範圍大、負載適應性強；功率器件工作效率高、損耗小、溫升低；僅用一隻耐壓600V以下的開關管即可對220V工頻電源進行變換；設有並聯同步輸出功能；通用性好、系列化、模塊化的序列少；以及整機體積小、重量輕、造價低的開關穩功率電源。
本發明的最終目的在於通過本發明促進電源技術、電源工業以及電源應用的進步和發展。
為了達到上述發明目的，本發明的開關穩功率電源包括輸出電感(L1)，還包括輸入電路(Vi)；開關(U1)以及觸發電路；續流二極體(D1)；輸出電路(RL和C1並聯)；電壓比較器(IC1)電路及其輸出(OUT)；由分壓電阻(R2和R3串聯)以及隔離二極體(D2)和(D5)構成的電壓採樣電路；由輸出電感(L1)和採樣電阻(R1)、採樣電容(C2)以及阻斷二極體(D6)、洩流二極體(D3)構成的LRC電流同步峰值採樣電路；由輸出電感(L1)和開關二極體(D4)構成的LD開關電路；由加速電阻(R6)和加速電容(C3)構成的RC加速和防震電路；由運算放大器(IC2)、分壓電阻(R4和R5串聯)、限流電阻(R8)、濾波電容(C5)構成的電壓隨機基準電壓電路；由運算放大器(IC3)、限流電阻(R9)、濾波電容(C6)、隔離二極體(D7)構成的電流隨機基準電壓電路；由削峰電容(C0)、削峰電阻(D0)和緩衝二極體(D0)構成的CRD削峰緩衝電路，另外，它還包括由續流二極體(D1)、輸出二極體(D9)以及二級管(D01)和(D09)組成的全波整流電路；可調或固定電流基準電壓源(VIOR)電路；可調或固定電壓基準電壓源(VVOR)電路；固定電流基準電壓(W1)電路；由輸出電感(L1)、開關二極體(D4)、同步二極體(D8)和並聯輸出端子(X1)構成的LDD並聯同步輸出開關電路等。
本發明的有些單元電路的名稱前帶有字母，如「RC」、「LRC」、「LDD」等，這是本文採取的一種表達方式，其中的每一個字母一般僅代表一個元器件，並依慣例「R」代表電阻、「C」代表電容、「L」代表電感、「D」代表二極體等，採取這種表達方式的目的在於加強電路的專指性，儘可能地將用途不同而又容易混淆的電路區別開來，譬如以「LD和LDD開關」電路為例，這是利用輸出電感(L)在工作時其端電壓的高、低變化而使一隻二極體(D)或兩隻二極體(DD)工作在導通、截止兩種狀態的一種開關電路，但我們不能將這兩個電路都簡單地稱為「開關」即是。
本發明的主導思路為以輸出電感為電源的變換中心；保持輸出電感的電流波形為連續三角波；用開關雙調控制方式調整電源的輸入和輸出；將高頻變壓器和輸出電感的勵磁能量串聯輸出給負載；利用降壓變換器輸出端呈現的低阻抗來降低高頻變壓器的反峰電壓；採用LRC電流同步採樣電路對輸出電流進行採樣控制；利用運算放大器產生電流隨機基準電壓和電壓隨機基準電壓；利用各並聯電源輸出電感的連續三角波波形在時間上的一致性實現電源的並聯同步輸出，本發明具有以下要點1)、變換器和控制器是開關電源的兩個基本組成部份，在此，為了便於敘述，將本發明的開關穩功率電源也分為變換器和控制器兩部份，並將它們稱為穩功率變換器和穩功率控制器。但是，在此需要特別說明的是由於本發明開關穩功率電源沒有獨立振蕩器，因此本發明的穩功率變換器和穩功率控制器與傳統的變換器和控制器不同，組成本發明穩功率變換器的某些器件同時也參與穩功率控制器的工作，它們同時也是穩功率控制器的一部分，比如「輸出電感」它就是一個既屬於穩功率變換器又屬於穩功率控制器的「共享」器件，因此嚴格地說，本發明的開關穩功率電源是一個不可分割的整體，它的「控制器」沒有「通用性」。
2)、從「電能變換」的本質來看，組成以上穩功率變換器的所有器件中只有高頻變壓器和輸出電感是「蓄能器件」，因而它們是電能變換的「主令變換器」，如變換器以含主令變換器的多少來劃分，那麼穩功率變換器既可包含高頻變壓器和輸出電感兩個主令變換器，也可以只含有輸出電感一個主令變換器，本發明開關穩功率電源與傳統的開關電源不同，它將輸出電感這一主令變換器作為本發明穩功率變換器的「中心變換器」，而將另一主令變換器高頻變壓器作為「輔助變換器」，其理由已在前文中論及，概而言之，這樣做不過是還它們的本來面目而已。
3)、由中心變換器和輔助變換器可以組成兩種穩功率變換器1、DC-DC降壓型穩功率變換器——將輸入的直流高電壓或整流後的直流高電壓由中心變換器直接降壓變換為直流低電壓輸出的穩功率變換器。2、預降壓或升壓DC-DC降壓型穩功率變換器——將輸入的直流電壓或整流後的直流電壓經高頻變壓器預降壓或升壓再由中心變換器降壓變換為直流低電壓輸出的穩功率變換器。
以上兩種穩功率變換器有一個共同特點，即它們都是以中心變換器的「降壓變換」來最後完成對輸入電源的變換的，而輔助變換器在此的作用只不過是向中心變換器提供一個高於輸出電壓的合適電壓，它是中心變換器的「電壓源」。
如單從「功能」的角度來看，只要用以上兩種穩功率變換器中的第二種即預降壓或升壓DC-DC降壓型穩功率變換器就可以對所有輸入的電壓進行變換了，而未必要採用第一種DC-DC降壓型穩功率變換器，由此可見，第一種穩功率變換器只不過是在輸入電壓恰好適合直接變換的特定條件下對第二種穩功率變換器的一種「簡化」。
4)、本發明穩功率變換器以輸出電感為中心變換器，開關穩功率電源的設計將圍繞輸出電感來進行，而輸出電感的最佳工作狀態表現為電流的「連續三角波」，因此本發明將「保持輸出電感上電流的連續三角波」確定為開關穩功率電源的「設計原則」，採取開關雙調製的控制方式與之相適配，該控制方式的一般定義為以既調整開關導通時間又調整開關截止時間來控制輸出的一種開關電源控制方式。除此以外，本發明採取「開關雙調製」的另一思想出發點是開關電源在開關導通期間輸入變換器的能量實際被分成了兩部分，一部分經過變換器輸出給了負載，另一部分則作為勵磁能量被儲存在了高頻變壓器和輸出電感中，勵磁能量需要在開關截止期間處理掉，而處理勵磁能量的最佳選擇是將它輸出給負載，並且使開關截止時間等於勵磁能量輸出給負載所需的時間。因此，可將本發明開關穩功率電源應用的開關雙調控制方式進一步定義為以調整開關導通時間控制輸入變換器的能量，並以調整開關截止時間使之等於將勵磁能量輸出給負載所需的時間來控制輸出的一種開關電源控制方式，本發明的開關雙調控制方式是由穩功率變換器和穩功率控制器兩者結合在一起來完成的。
綜上所敘，以輸出電感為中心變換器、保持輸出電感上的連續三角波電流波形、不設獨立的振蕩器、採取開關雙調控制方式、將勵磁能量輸出給負載並使開關截止時間等於勵磁能量輸出給負載所需的時間是本發明開關穩功率電源的重要特徵。
5)、含高頻變壓器的穩功率變換器即存在高頻變壓器勵磁能量的處理和磁芯復位問題，本發明為了實現將高頻變壓器的勵磁能量輸出給負載並使其磁芯復位，特別在高頻變壓器的副邊增設了一組「續流復位繞組」，並將它與輸出電感串聯起來，安排在開關截止的「續流時間」裡將高頻變壓器的勵磁能量和輸出電感的勵磁能量一道輸出給負載，同時使高頻變壓器和輸出電感的磁芯復位。
6)、因本發明的穩功率變換器都是「降壓型」變換器，所以將高頻變壓器的勵磁能量輸出給負載即意味著為勵磁能量提供了一條「低阻抗通道」，因此，本發明進一步將高頻變壓器續流復位繞組的匝數和高頻變壓器輸出繞組的匝數設置為相等，以此來降低續流復位繞組反射給高頻變壓器輸入繞組的反峰電壓，進而實現僅用一隻耐壓600V以下的開關管來變換220V工頻電源的目的。
將高頻變壓器的勵磁能量輸出給負載還意味著在提高對高頻變壓器的利用率，因此，可用較輕、較小的高頻變壓器重量、體積得到較大的輸出功率；將高頻變壓器的勵磁能量輸出給負載也意味著提高了開關的工作效率，因此可減小開關管的損耗、減輕電源的散熱負擔；另外，將高頻變壓器的勵磁能量輸出給負載產生了一種通過調整勵磁能量來調整電源工作參量的方法，我們可以通過增大高頻變壓器的勵磁能量來相對延長開關截止時間和縮短開關導通時間，以及降低電源的工作頻率，從而優化電源設計。
7)、由於本發明的開關雙調控制方式將輸出電感的電流波形始終保持為連續三角波，因而輸出電感輸出的峰值電流與其輸出的平均電流之間恆保持著二分之一的關係，這一「關係」，為「LRC電流同步峰值採樣」等技術的產生和應用提供了條件。
8)、組成本發明穩功率控制器的單元電路有電壓比較器電路、RC加速和防震電路、LRC電流同步峰值採樣電路、電流隨機基準電壓電路、電壓採樣電路、電壓隨機基準電壓電路、LD或LDD開關和並聯同步輸出端子X1電路、CRD削峰緩衝電路、開關觸發電路和光電耦合器電路等單元電路組成。如前所敘，本發明穩功率控制器沒有獨立的振蕩器，電源的工作頻率是由穩功率控制器和穩功率變換器共同產生的，如果說「振蕩器」之對於開關電源猶如是一個「心臟」，那麼組成本發明開關穩功率電源的每一個器件或電路都從屬於這個心臟，它們都參與了心臟的工作。
9)、「電壓比較器」是本發明穩功率控制器的核心電路，本發明穩功率控制器僅用一隻電壓比較器，其它電路都將產生的信號送到電壓比較器的正、負輸入端進行比較，電壓比較器再將其比較後產生的高、低電平信號，通過光電耦合器和開關觸發電路等去控制開關，進而控制穩功率變換器的工作。
本發明開關穩功率電源的穩功率控制器僅用一隻電壓比較器無疑為最大限度地壓縮信號傳輸時間創造了條件，實踐證明本發明用普通速度的電壓比較器就能輕易地將電源的工作頻率提高到1兆的水平，這對於降低電源的功耗、擴展電源的調整範圍、提高電源工作的穩定性是有利的。
10)、「RC加速和防震電路」是電壓比較器的一個附加電路，它有兩個作用1、提高電壓比較器輸出的高、低電平信號的翻轉速度，從而提高開關的開關速率以減小開關損耗、減輕輸出過衝和提高控制精度。2、將高電壓比較器翻轉後的狀態延遲一段時間以防止發生電路振蕩，並為輸出電感轉入續流狀態、LDD開關翻轉提供時間保證。RC加速和防震電路關係到電源工作的穩定性，它是本發明開關穩功率電源的一個不可忽缺的電路，11)、「LRC電流同步峰值採樣電路」是建立在輸出電感的電流波形始終為連續三角波、且輸出的平均電流恆為峰值電流的二分之一條件基礎上的一種峰值電流採樣技術，該技術運用電阻和電容串聯充電、電容兩端的電壓隨時間上升的曲線前段近似呈線性的原理，將採樣電阻和採樣電容串聯後再並聯接在輸出電感的兩端，採樣電阻的另一端與輸出電感的輸入端相聯，這樣，當開關開啟導通、輸出電感的輸入端為高電位時採樣電阻即給採樣電容充電，採樣電容兩端的電壓上升曲線與輸出電感上的電流上升曲線同步，隨將輸出電感上的峰值電流同時轉變成了採樣電容上的「採樣電壓」，在此同時，該採樣電壓要與由電流隨機基準電壓電路等設置的「電流基準電壓」進行對比抵消，對比抵消後產生的電壓將被輸入電壓比較器並促使電壓比較器翻轉，進而控制輸出電流；另外，還要利用輸出電感在開關關斷截止後輸入端出現的低於地的電位，使採樣電容上的電壓恢復到初始狀態。
12)、「電流隨機基準電壓電路」的任務是為LRC電流同步峰值採樣電路中的採樣電容提供一個電流基準電壓，與一般的電流基準電壓不同，本電流基準電壓電路要為本發明開關穩功率電源大範圍隨機調整輸出電流的需要提供一個可隨機調整的電流基準電壓，並且本電流基準電壓電路還要能與LRC電流同步峰值採樣電路相適配、要在輸入電壓比較器之前完成電流採樣電壓和電流基準電壓的比較，為此，本發明圍繞採樣電容設計了三種預置電流基準電壓的方法和電路1、採樣電容前並聯穩壓管固定預置電流基準電壓電路。2、採樣電容後充電預置電流基準電壓電路。3、採樣電容前後混合預置電流基準電壓電路。其中，採樣電容後充電預置電流基準電壓電路的充電電壓可以來自一般固定或手動可調穩壓源，也可以來自運算放大器等隨機提供的電壓源，並且，採樣電容後充電預置電壓的預置時間安排在輸出電感的續流期間，它是利用輸出電感在續流時輸入端出現的低於地的電位來為採樣電容反向充電預置的。
本發明開關穩功率電源以LRC電流同步峰值採樣電路和電流隨機基準電壓電路，取代傳統在功率迴路裡串聯電阻進行電流採樣和控制的老辦法，有以下優點1、消除了用串聯電阻進行電流採樣的功耗。2、為隨機大範圍調整輸出電流創造了條件。3、為僅用一隻電壓比較器控制輸出電流和電壓創造了條件，從而為本發明開關穩功率電源提供了技術支持。
13)、「電壓採樣電路和電壓隨機基準電壓電路」是為滿足本發明開關穩功率電源隨機大範圍調整輸出電壓的需要而設計的，其中的電壓隨機基準電壓的提供方式與一般的基準電壓提供方式有所不同它除了可以由一般的固定或手動可調穩壓源提供外，它還來自運算放大器等隨機提供的電壓源。
14)、「LD或LDD開關以及電源並聯同步輸出引出端子」是兩個相關聯的電路，其中的LD或LDD開關是為了貫徹輸出電流的「連續三角波原則」而專門設置的，它是將至少一隻二極體、當需要將電源並聯輸出時用兩隻二極體同向串聯起來，再串聯接在輸出電感的輸入端和電壓比較器的一個正或者負輸入端之間，利用輸出電感輸入端高、低變化的工作電壓，使一隻二極體或兩隻二極體也同時工作在截止或者導通的狀態，以此來降低電壓比較器正輸入端或負輸入端的電位，並起到保持電壓比較器輸出電平的作用，從而使輸出電感的續流時間與開關的截止時間同步對應，以保持輸出電流的波形連續。
由於二極體的截止、導通狀態與輸出電感輸入端高、低變化的電壓相對應，也即二極體的關斷、開啟的切換時間與輸出電感上電流三角波的波谷和波峰相對應，因此，當我們將若干只電源並聯輸出時，只要再將每隻電源的LDD開關中兩隻二極體的聯結點引出一個接線端子並將它們並聯接在一起，這樣，只要一隻電源進入了續流狀態，並聯的其餘電源就緊跟著也會進入續流狀態；反之，只要有一隻電源的續流狀態沒有結束，並聯的其餘電源也就不能結束續流狀態，如此，就可以實現電源的並聯同步輸出，達到擴大電源輸出電流和功率的目的。
15)、「CRD削峰緩衝電路」是本發明開關穩功率電源不可省缺的一個功能電路，它在本發明中有以下作用1、吸收消除穩功率變換器中的開關、高頻變壓器、輸出電感、續流二極體等功率器件工作時產生的尖峰電壓。2、避免穩功率變換器發生自激震蕩。3、為輸出電感續流結束後的反向電流提供一個短時間的通路，以迅速提高輸出電感輸入端的電位，促使LD或LDD開關關斷並維持一段時間直至開關再次開啟導通，使穩功率變換器能正常、穩定地工作。
16)、由於本發明的開關穩功率電源本身已具備一定的「緩啟動」和「短路保護」功能，因此一般不必再重複附加緩啟動或短路保護的電路，但不排除出於某種考慮另增加某一類的保護電路，由於本發明開關穩功率電源電路基本是「暴露」的，所以加保護電路一般比較簡單、方便，而且形式也多樣，這裡就不再列舉。需要特別指出的是短路保護的結果一般有兩種，一種是輸出端被短路後無輸出，另一種是輸出被短路後仍有輸出，用本發明開關穩功率電源設計方法設計的電源一般為後者。
以下將結合電路圖和公式對本發明開關穩功率電源的構造、工作原理以及技術特徵等進行詳細描述。
圖1(A)至(C)是DC-DC降壓型變換器在輸出電流連續時的工作原理示意圖。
圖2(B)和(C)是本發明DC-DC降壓型開關穩功率電源電路及其工作原理示意圖。
圖3(A)至(H)是圖2所示的本發明DC-DC降壓型開關穩功率電源的工作波形圖。
圖4是在圖2電路基礎上將電壓比較器的輸出設置為高電平控制的DC-DC降壓型開關穩功率電源電路。
圖5是在圖2電路的基礎上增加同步二極體D8和並聯輸出端子X1，形成具有並聯同步輸出功能的DC-DC降壓型開關穩功率電源電路。
圖6是將若干只(圖中為三隻)圖5所示的DC-DC降壓型開關穩功率電源並聯使用的電路。
圖7是在圖6所示電源並聯使用電路的基礎上，保留其中的一隻電源為主電源，刪除其餘電源的大部分控制器電路等為從電源，形成的將若干只DC-DC降壓型開關穩功率電源以主、從電源並聯使用的電路。
圖8為採用採樣電容前置固定電流基準和可調電壓基準，形成的限流穩壓DC-DC降壓型開關穩功率電源電路。
圖9為利用電源輸出的低電壓形成採樣電容後置固定電流基準電壓和採用可調電壓基準，形成的兼有緩啟動和短路保護功能的限流穩壓DC-DC降壓型開關穩功率電源電路。
圖10為採用採樣電容後置固定電流基準和可調電壓基準，形成的兼有緩啟動和短路保護功能的限流穩壓DC-DC降壓型開關穩功率電源電路。
圖11為採用採樣電容後置可調電流基準和固定電壓基準，形成的兼有緩啟動和短路保護功能的限壓穩流DC-DC降壓型開關穩功率電源電路。
圖12為採用採樣電容後置可調電流基準和可調電壓基準，形成的兼有緩啟動和短路保護功能的穩流穩壓DC-DC降壓型開關穩功率電源電路。
圖13為用兩隻運算放大器隨機產生並控制電流基準和電壓基準的DC-DC降壓型開關穩功率電源電路。
圖14是在圖13電路的基礎上插入降壓或升壓隔離高頻變壓器，形成的預降壓或升壓DC-DC降壓型開關穩功率電源電路。
圖15是在圖14的基礎上將高頻變壓器的輸出繞組和續流復位繞組合二而一後增加兩隻二極體，形成的另一種預降壓或升壓DC-DC降壓型開關穩功率電源電路。
參見圖1。圖1由(A)、(B)、(C)三幅圖組成。三幅圖繪的是同一個DC-DC降壓型變換器電路，但表示開關U1的符號有所不同(A)圖用的是N型場效應管符號，表示變換器在實際工作時最常採用的器件，而(B)、(C)圖則用了兩種開關符號，以表示開關U1處在開關導通時間TON和開關截止時間TOFF的兩種不同工作狀態。三幅圖中間所示的波形將在下文說明。
圖1中由輸入電路Vi、開關U1、輸出電感L1、以及由濾波電容C1和負載RL並聯的輸出電路Vo順序串聯形成閉環迴路，另續流二極體D1並聯在輸出電感L1的輸入端和地之間，續流二極體D1的正極接地組成的電路通常被稱為「串聯降壓型DC-DC變換器」，這是被公認為所含元件最少、結構最簡單、變換效率最高、也是最常用的基本變換器之一，本發明開關穩功率電源即以該變換器電路作為本發明穩功率變換器的電路基礎。
參見圖1(A)，當用一電壓幅度為VGS、時間為TON，如圖中波形圖所示的方波信號去觸發開關U1時，開關U1開啟並導通，參見圖1(B)，電源的輸入電壓Vi通過開關U1加在了輸出電感L1的輸入端，如忽略開關U1的管壓降不計，且電路已處於穩態時，加在輸出電感L1兩端的電壓為輸入電壓Vi和輸出電壓VO之差，輸出電感L1在此電壓的作用下電流從零開始線性上升，電流方向如圖中連線上的箭頭所示，經過TON時間，通過輸出電感L1的電流上升至峰值IL1P，如圖1(B)中的波形圖所示，以上關係可用公式表示為(Vi-VO)*TON＝L1*IL1P(1)式中Vi——輸入電壓(V)；VO——輸出電壓(V)；TON——開關導通時間(S)；
L1——輸出電感(H)；IL1P——輸出電感上的峰值電流(A)。
開關U1在導通了TON時間後關斷截止，此時，參見圖1(C)，輸出電感L1上的電壓換向，將其在開關導通期間積蓄的勵磁能量通過續流二極體D1繼續向負載輸出，電流方向如連線上的箭頭所示，輸出電流在TOFF時間裡從峰值電流IL1P線性下降到零，如圖中的波形圖所示，在此同時，輸出電感L1的磁通復位，如忽略續流二極體D1的管壓降不計，以上關係可用公式表示為IL1P2*L1/2＝V0*IO*TOFF(2)式中IO——輸出電流(A)；TOFF——開關截止時間(S)。
由於輸出電感在開關導通和截止期間輸出電流的波形是線性和連續的，因此輸出電感上的平均電流等於輸出電流IO，即IL1P/2＝IO(3)在式(2)中消去式(3)後得IL1P*L1＝Vo*TOFF(4)對比式(1)和式(4)，「IL1P*L1」為共有項，因此有(Vi-VO)*TON＝IL1P*L1＝Vo*TOFF(5)式(5)簡明地表述了傳統串聯降壓型DC-DC變換器的輸入、變換、輸出三個環節之間所存在的一種數學關係，將式(3)引入式(5)，則有(Vi-VO)*IL1P*TON/2＝IL1P2*L1/2＝Vo*IO*TOFF(6)式(6)清晰地表達了傳統串聯降壓型DC-DC變換器的輸入、變換、輸出三個環節之間存在的一種功率變換關係，式(6)的中間一項式「IL1P2*L1/2」是輸出電感的勵磁能量，它是開關導通期間積蓄在輸出電感中的能量，在而後的開關截止期間輸出了給負載。
式(6)以及以上各式所表明的數學關係揭示了傳統串聯降壓型DC-DC變換器的一種輸出電流保持連續的工作模式，它們也是本發明開關穩功率電源賴以建立的數學基礎和本發明穩功率變換器的工作模式，並且是本發明穩功率變換器的唯一工作模式。式(6)及以上各式還表明1)、輸出電感L1是傳統串聯降壓型DC-DC變換器的「變換中心」，它既是輸入和輸出之間的通道和橋梁，它又是將輸入能量變換為輸出能量的主要變換環節，變換器的所有時間、參數和「動作」都與輸出電感L1有關，都是圍繞輸出電感L1來進行的。
2)、式(3)是式(6)成立的條件，也就是說，只有當輸出電流IO恆等於輸出電感L1上的峰值電流IL1P的二分之一時式(6)才能成立，而要滿足以上條件，輸出電感L1上的電流波形就必須始終保持連續三角波，這就自然成為了本發明開關穩功率電源必須尊守的一條原則。
3)、輸出電感L1在實際電源中通常是固定的，即輸出電感L1的電感量在式(6)以上各式中將是個不變量，而其他參數則都是可變的，分析式中各變量之間的位置和關係，不難看出當輸出電流IO改變時，輸出電感L1上的峰值電流IL1P也要跟著改變，而且必須同時調整開關U1的導通時間TON和截止時間TOFF才能使關係式平衡；當輸出電壓VO改變時，加在輸出電感兩端的輸入電壓(Vi-VO)也將跟著變，同樣，也只有同時調整開關U1的導通時間TON和截止時間TOFF才能使關係式平衡，因此，本發明開關穩功率電源唯有採取開關雙調的控制方法才能控制和穩定輸出。
4)、開關的導通時間TON和截止時間TOFF在輸出電感L1上也同時體現為峰值電流的上升時間和勵磁能量的輸出時間，同時輸出電感L1還以改變工作電壓的極性與這兩個時間相對應，如圖3(B)和(C)中輸出電感L1兩端的正、負符號所示，因此，本發明就利用輸出電感L1兩端電壓高、低變化以及其上電流波形為連續三角波的特點，對應設計了開關雙調的控制方法，另外，同樣利用輸出電感L1的以上特點，設計了一種LRC電流同步峰值採樣的電流採樣方法以及電流基準電壓的預置方式等。
參見圖2。圖2由(B)、(C)兩幅圖組成，兩幅圖的電路相同，它們與圖1中的(B)、(C)兩幅圖相對應，分別表示的是同一個變換器在開關導通時間TON和開關截止時間TOFF的不同工作狀態，與圖1不同的是，圖2中增加了穩功率控制器電路部分，由於圖2所示的電路已具備對輸出電流和電壓的調整能力，因此我們從本圖2的電路出發來逐步深入地揭示本發明開關穩功率電源的結構和工作原理1)、如圖2，以DC-DC降壓型穩功率變換器電路為基礎，在此電路基礎上先設置一電壓比較器IC1；在電壓比較器IC1的一輸入端(圖中為正輸入端)接入一組分壓電阻R2和R3，電阻R3的另一端接地，電阻R2的另一端一方面通過二極體D2引入輸出電壓VO，作為「輸出電壓採樣信號」送到電壓比較器IC1的正輸入端；另一方面電阻R2還將接受由二極體D5送來的「輸出電流控制信號」，這裡，二極體D2和D5的作用是互相防止對方送來的信號被分流，因此稱它們為隔離二極體。接下來，再在電壓比較器IC1的另一輸入端(圖中為負輸入端)接入另一組分壓電阻R4和R5，電阻R5的另一端接地，電阻R4的另一端接在電壓基準電壓VVOR上，目的在於為電壓比較器IC1的負輸入端提供一個「電壓基準電壓」。當輸出電壓採樣信號在電壓比較器IC1中與電壓基準電壓進行比較並高於後者時，電壓比較器IC1的輸出OUT為高電平，該電平將通過光電耦合器和開關觸發電路(圖中未示出)去關斷開關U1，進而控制電源的輸出電壓等。為了使電壓比較器IC1的正、負輸入端輸入的電壓信號具有可比性，在一般情況下，組成以上功能電路的各個電阻的取值應符合以下關係式(VO-VD2)*R3/(R2+R3)＝VVOR*R5/(R4+R5) (7)式中VD2——二極體D2的管壓降(V)；VVOR——電壓基準電壓(V)；R2、R3、R4、R5——電阻(Ω)。
2)、接下來，從電壓比較器IC1的負輸入端接出一被稱為開關二極體的二極體D4，開關二極體D4的負極接在輸出電感L1的輸入端，此即形成了所謂「LD開關」，LD開關利用輸出電感L1在換向時其輸入端電壓的高、低變化，以及該電壓高、低變化的切換時間與輸出電感L1上連續三角波電流的波谷和波峰相對應的特徵，通過降低和恢復電壓比較器一輸入端(圖中為負輸入端)的電位，來切換電壓比較器IC1的輸出電平，從而使開關U1的截止時間TOFF和輸出電感L1的續流時間之間保持對應相等的關係。
3)、接下來，根據電阻和電容串聯充電、電容兩端的電壓隨時間上升的曲線前段近似呈線性的原理，利用串聯降壓型DC-DC變換器輸出電感L1上的電流波形呈連續三角波時其輸出的平均電流恆等於峰值電流二分之一的關係，將電阻R1、電容C2以及二極體D6串聯後再並聯聯接在輸出電感L1上，電阻R1的另一端與輸出電感L1的輸入端相聯，二極體D6的負極接在輸出電感L1的輸出端，此即形成了所謂「LRC電流同步峰值採樣電路」，我們將電路中的R1稱為「採樣電阻」，C2稱為「採樣電容」，其中二極體D6的作用是阻斷輸出電壓VO對採樣電容C2充電。以上採樣電阻R1的阻值與電阻R3和R4的阻值之間以及它們與輸入電壓Vi和輸出電壓VO之間的關係應符合下式[R1∶(R3+R4)]＞[(Vi-VO)∶VO](8)式中R1——採樣電阻(Ω)。
另外，還需要在電阻R1上並聯一隻洩流二極體D3，D3的正極與採樣電容C2相聯，設置D3的目的在於為採樣電容C2提供一條放電和反向充電的快速通路。
4)、用一隻穩壓管W1與隔離二極體D5的的正極相聯，穩壓管W1的負極聯接在採樣電阻R1和採樣電容C2的聯結點上，即形成了所謂「採樣電容C2前置固定電流基準電壓」；再在採樣電容C2和二極體D6的聯結點上接入二極體D7，並由D7的正極引入電流基準電壓VIOR，此即形成了所謂「採樣電容C2後置電流基準電壓」，此電壓與前敘採樣電容C2前置固定電流基準電壓不同，它是利用輸出電感L1在續流時其輸入端的電位、即圖中「A」點的電位低於「地」電位時，經由VIOR、D7、C2、D3而建立在採樣電容C2上的電流基準電壓VIOR。設置採樣電容C2前置固定電流基準電壓W1時，應使它小於輸入電壓與輸出電壓之差，即(Vi-VO)＞W1(9)式中W1——穩壓管(V)。
5)、由於本發明開關穩功率電源不專設震蕩器，整機的工作頻率即是以輸出電感L1為中心的穩功率變換器的「變換頻率」，這個變換頻率需要由電壓比較器IC1集中各單元電路送來的信號比較處理後產生，因此電壓比較器IC1的工作穩定與否將關係到整機的穩定、可靠和安全，為此，本發明特別在電壓比較器IC1上附設了一個「RC加速和防震電路」，如圖將一被稱為「加速電容」的電容C3的一端接在電壓比較器IC1的正輸入端上、加速電容C3的另一端接電壓比較器IC1的輸出端；再將一被稱為「防震電阻」的電阻R6的一端接在輔助電源VCC上，防震電阻R6的另一端也接電壓比較器IC1的輸出端，如此，則當電壓比較器IC1的輸出的OUT在高、低電平之間切換時，加速電容C3被充、放電，加速電容C3的充、放電電壓作用在電壓比較器IC1正輸入端上時即產生一短時間的正反饋電壓，該電壓的主要作用有二1、提高電壓比較器IC1輸出的切換速率，進而縮短開關U1的開啟、關斷時間。2、防止電壓比較器IC1的輸出出現振蕩，從而使電壓比較器IC1以及整機穩定地工作。
加速電容C3的數值在輔助電源VCC的電壓高於電壓比較器IC1正輸入端電壓幾伏的前提下，一般取幾十微微法，加速電阻R6的對地電流取幾毫安。
6)、接下來，再將電容C0與電阻R0和二極體D0並聯的電路串聯起來，電容C0的另一端接在開關U1和輸出電感L1的聯結點上，電阻R0和二極體D0的另一端接地，此即形成了所謂「CRD削峰緩衝電路」，電容C0被稱為削峰電容，電阻R0被稱為削峰電阻，二極體D0被稱為緩衝二極體，該電路有以下作用1、利用其對在路電流產生的瞬間「吸收」作用，消除開關U1和輸出電感L1等器件工作時產生的電壓尖峰。2、為輸出電感L1轉入續流狀態提供短時間的電流補償，減緩高頻變壓器續流復位繞組上的電流上升速率，從而減小直至消除疊加在反峰電壓上的電壓尖峰。3、為輸出電感L1續流結束後的電壓換向提供一條電流通道，以便輸出電感L1的輸入端、即圖中的「A」點及時出現高電位，進而使開關二極體D4由導通轉為截止，恢復「C」點的電位，促使電壓比較器IC1的輸出電平翻轉。4、減小開關U1的關斷損耗。
如上所敘，DC-DC降壓型穩功率變換器加上穩功率控制器電路，包括聯接在電壓比較器IC1的輸出OUT上的光電耦合器、開關觸發電路和輔助電源VCC電路(圖中未示出)等，就形成了本發明DC-DC降壓型開關穩功率電源電路。由於光電耦合器、開關觸發電路和輔助電源VCC電路有多種電路類型，而且這些電路人們也比較熟悉，故在附圖中就不再予以示出。
繼續參見圖2(B)和(C)，本圖所示為本發明DC-DC降壓型開關穩功率電源在開關導通時間TON和開關截止時間TOFF的工作原理示意圖，圖中連線上的「箭頭」表示電流方向。
如圖2(B)所示當電壓比較器IC1的「C」點電位高於「B」點電位時，電壓比較器IC1的輸出OUT為低電平，設開關U1在輸出OUT低電平時開啟、導通，如忽略開關U1的管壓降不計，那麼，輸入電壓Vi經過開關U1一方面使輸出電感L1上的電壓上正下負、電流從零線性上升並輸出給負載，同時輸出電感L1積蓄勵磁能量；另一方面輸入電壓Vi還通過採樣電阻R1給採樣電容C2充電，如採樣電容C2上已經建立有後置電流基準VIOR，那麼採樣電容C2的端電壓將從負值逐漸上升為正值，經過時間TON當採樣電容C2上的電壓上升至超過穩壓管W1的穩壓值時，穩壓管W1被擊穿，致使「B」點的電位迅速上升並高於「C」點的電位，(此時，由二極體D2引入的輸出電壓VO還不足以使「B」點的電位高於「C」點的電位，即電源此時的穩流控制超前於穩壓控制，如果在此之前，輸出電壓VO已率先使「B」點的電位高於了「C」點的電位，那麼電源將先實行穩壓控制。)電壓比較器IC1的輸出翻轉為高電位，開關U1關斷並截止。
接下來，如圖2(C)所示開關U1關斷截止後，輸出電感L1上的電壓換向，轉為上負下正，致使續流二極體D1導通，電路進入續流狀態，輸出電感L1將其積蓄的勵磁能量輸出給負載；同時，輸出電感L1還使開關二極體D4導通，並迅速地將「C」點的電位降到了接近於地電位，從而維持電壓比較器IC1輸出的高電平不變，將開關U1也維持在了截止狀態；另外，輸出電感L1還使二極體D3和二極體D7導通，使採樣電容C2放電並同時建立後置電流基準電壓VIOR。輸出電感L1在經過了TOFF時間後其勵磁能量釋放完畢，輸出電感L1上的電壓再次換向改為向削峰電容C0和削峰電阻R0串聯電路充電，同時將「A」點的電位上升至等於輸出電壓VO，致使開關二極體D4截止，「C」點的電位恢復並高於「B」點的電位，電壓比較器IC1的輸出OUT又翻轉為低電平，開關U1再次開啟導通，周而復始地進行以上過程，不斷地將輸入的高壓電能變換為低壓電能輸出給負載。根據以上所敘的電流採樣和控制過程，可以列出下式(Vi+VIOR-W1-VO)*TON＝(W1+VIOR)*C2*R1 (10)式中VIOR——採樣電容C2後置電流基準(V)；C2——採樣電容(F)。
如預先已設置VIOR＝W1。那麼(10)式可改寫為(Vi-VO)*TON＝(W1+VIOR)*C2*R1(11)(11)式說明，如果將VIOR和W1的數值設置為等值，就可以將它們從(10)式等號前項式中消掉，這樣，(10)式等號後項式中W1和VIOR的位置由於一個在採樣電容C2前而另一個在採樣電容C2後，這就意味我們可以將採樣電容C2兩端的電壓上升曲線以「線性的」來對待。
如再對比(11)式和(1)式，等號前的項式完全相同，因此有(W1+VIOR)*C2*R1＝L1*IL1P(12)(12)式從數學角度說明採樣電容C2上的電壓(W1+VIOR)和輸出電感L1上的峰值電流IL1P是同步上升的。
(11)式和(12)式告訴我們通過調整採樣電容C2或者採樣電阻R1都可以調整峰值電流IL1P；另外，通過等量增、減VIOR和W1的數值也可以調整峰值電流IL1P，由於峰值電流IL1P和輸出電流IO之間恆保持著二分之一的關係，故調整峰值電流IL1P即是調整了電源的輸出電流IO。至此，我們在實現了電流線性同步採樣的同時也實現了對電源輸出電流的線性控制。但同時應當看到，雖然通過調整採樣電容C2或採樣電阻R1都可以使輸出電流從限定值調整到極小值，可是調整採樣電容C2和採樣電阻R1在實際操作時一般只能採取「手動」的方式，很難達到「隨機」控制的要求，因此它們只能用於有限的場合。
此外，這裡需要說明的是，不論調整採樣電容C2或調整採樣電阻R1都不可能將本發明開關穩功率電源的輸出電流調整到「零」，因為電路中的電壓比較器、二極體、場效應管等器件都存在「存儲效應」，它們傳遞信號需要時間，將這些傳遞信號的時間累加起來已足以使開關U1開啟並輸出一定量的電流，這就是我們以「極小值」來表示輸出電流底限的原因。
參見圖3。圖3(A)至(H)是圖2所示的本發明DC-DC降壓型開關穩功率電源在穩流工作時的波形示意圖，本圖忽略二極體的管壓降。
圖3(A)所示為開關U1採用場效應管作時，加在場效應管U1上的觸發信號VGS的波形圖，圖中表示的時間關係為T＝TON+TOFF。(13)式中T——開關周期(S)。
圖3(B)所示為場效應管U1的漏、源極工作電壓VDS的波形圖。
圖3(C)所示為輸出電感L1上的工作電壓VL1的波形圖。
圖3(D)所示為場效應管U1的漏極工作電流ID的波形圖。
圖3(E)所示為採樣電容C2的工作電壓波形圖，圖中的虛線為採樣電容C2前置固定電流基準電壓W1和採樣電容C2後電流基準電壓VIOR。
圖3(F)所示為輸出電感L1的輸出電流IL1的波形圖。
圖3(G)所示為續流二極體D1的工作電流波形圖。
圖3(H)所示為電源的輸出電流波形圖，圖中的橫直線表示平均輸出電流IO。
參見圖4。當需要將圖2的電壓比較器IC1的低電平觸發改為高電平觸發，即需要將電壓比較器IC1的正、負輸入端交換時，如圖4所示，須將加速電容C3仍然置於電壓比較器IC1輸出OUT與正輸入端之間，其他電路及其連接關係不變，以保持加速電容C3對電壓比較器IC1輸出OUT的正反饋作用。
參見圖5。圖5是在圖2的基礎電路上增加了被稱為同步二極體的二極體D8和並聯輸出端子X1，同步二極體D8插入在開關二極體D4和輸出電感L1的輸入端之間，然後在同步二極體D8的正極與D4的負極相聯的結點上引出一個接線端子X1即「並聯輸出端子」，以上的輸出電感L1、同步二極體D8、開關二極體D4和並聯輸出端子X1等形成了所謂「LDD開關以及並聯同步輸出端子」，當需要將本發明開關穩功率電源並聯輸出時，可同時將並聯輸出電源的並聯同步輸出端子連接起來，就能使所有電源並聯同步輸出。
參見圖6。圖6是將若干只(圖中用三隻電源表示)圖5所示的本發明開關穩功率電源並聯起來使用的接線圖，除了要將各電源的輸入、輸出部分分別並聯起來外，還要將所有電源的並聯同步輸出端子X1也連接起來，如此，凡並聯在一起的電源就發生了以下關係只要其中任一電源的輸出電感率先進入了續流狀態，必將帶動其他所有電源也同時進入續流狀態，也即，只要其中有一個電源的輸出電感還保持在續流狀態，就會將其他所有電源的電壓比較器的輸出OUT牽制在高電平不變，從而使這些電源的開關U1都保持截止，反之，只有當最後一個電源的輸出電感結束了續流狀態，其它並聯電源的開關才能開啟導通，因此，以上並聯電源的輸出將是同步的。
如圖6所示將若干只獨立電源並聯在一起工作的電路，如果其中的一隻電源出現了故障，波及其他電源的可能性較小，電路還不至於整體遭到毀壞，這時電路的輸出電流雖然小了，但可能還能繼續維持工作，這是採用獨立電源並聯工作的優點，如果我們對圖8所示電源的並聯電路深入觀察一下，就會發現電源中的有些東西似已重複，不免多餘，可以去掉。
參見圖7。圖7是在圖6的基礎上保留一個完整電源作為「主電源」，而刪去其餘電源的部分控制器電路作為「從電源」，並將所有從電源的開關U1(須保留光電耦合器和開關觸發電路部分，圖中未示出)都集中由主電源的輸出OUT來驅動，從而形成的主、從電源並聯電路。如圖所示，圖中的(A)電源為主電源，其電壓比較器IC1的輸出OUT(A)將控制所有主、從電源的開關U1；圖中的(A+1)和(A+2)電源是從電源，(A+1)從電源中被虛線圍繞的部分指被刪除的電路部分，(A+2)從電源所示為刪除了部分電路後的情形。不難看出，從電源的電路雖然被簡化了，但各並聯從電源仍需將本發明開關穩功率電源並聯同步輸出所不可缺少的部分輸出電感L1、同步二極體D8以及並聯同步輸出端子X1等保留下來，因此圖7所示的主、從電源並聯電路仍能保持如圖6所示的獨立電源並聯電路所具有的並聯同步輸出關係，但是圖7中並聯的電源(A)不能發生故障，否則，電源整體將有被毀壞的危險，因此，不論是圖6的獨立電源並聯電路，還是圖7的主、從電源並聯電路，都應當另採取在每一併聯電源的功率迴路裡串聯熔斷器等保護辦法，隨時將損壞的電源從並聯電路中「隔離」出去。
如前所敘，圖2的電路雖然已具備了線性調整輸出電流的能力，但由於調整採樣電容C2和採樣電阻R2等存在著諸多不便，所以它不具備「隨機」控制輸出電流的條件，因此必須對該電路進行改造，根據電阻、電容串聯充電，電容兩端的電壓隨時間上升的曲線前段近似呈線性的原理，我們只要在採樣電容C2的前置固定電流基準W1和後置電流基準VIOR兩個中採用其中的一個，並使它遠小於輸入電壓Vi與輸出電壓VO之差，這樣也可以將採樣電容C2上電壓的上升曲線看作是線性的，即
W1＜＜(Vi-VO) (14)或者VIOR＜＜(Vi-VO)(15)採用前置固定電流基準W1或後置電流基準VIOR兩個中的一個作為電流基準後，從圖5的DC-DC降壓型開關穩功率電源電路就可派生出限流穩壓、限壓穩流、穩流穩壓和穩功率等多種不同輸出特性和用途的開關穩功率電源電路。
參見圖8。圖8是在圖7的基礎上取消採樣電容C2後置電流基準VIOR，僅採用採樣電容C2前置固定電流基準W1，而形成的一種限流穩壓DC-DC降壓型開關穩功率電源電路，圖中電壓基準VVOR的符號上有一條斜線，表示它是一個可調電壓源，調整電壓基準VVOR能將輸出電壓VO從極小值調整到限定值，由於圖中穩壓管W1的穩壓數值是固定的，因此，當輸出被短路時，輸出電流仍將為設定值。
參見圖9。如果圖8所示的限流穩壓電源的輸出電壓VO只需穩定在一個較低的(譬如5V)電壓值，我們就可以直接利用輸出電壓VO形成採樣電容C2後置電流基準電壓，這樣可省掉穩壓管W1、二極體D6和D7三個元件，從而形成了另一種限流穩壓DC-DC降壓型開關穩功率電源電路。由於該電路的電流基準電壓即是輸出電壓VO，因此每當電源啟動時，該電流基準電壓將隨著輸出電壓VO的逐漸上升而上升，致使該電路具有緩啟動和短路保護功能。每當該電路的輸出短路時，由於器件的存儲效應、響應速度和分布參數等因素的影響，該電源的輸出電流不為零，但輸出為最小值。
參見圖10。圖10是在圖5基礎上取消採樣電容C2前置固定電流基準W1，僅採用採樣電容C2後置電流基準VIOR，而形成的又一種限流穩壓DC-DC降壓型開關穩功率電源電路。圖中電流基準VIOR的符號上沒有斜線，表示它是一個固定電壓源，由於圖中電流基準VIOR通過二極體D7和D6接在了輸出電壓VO上，因此電流基準VIOR將會跟隨輸出電壓VO上升或下降，只有當輸出電壓VO上升並超出電流基準VIOR的設定值時，電流基準VIOR才能最終被建立起來，該特徵賦予了本圖的限流穩壓DC-DC降壓型開關穩功率電源緩啟動和短路保護的功能。而每當輸出被短路時，由於有二極體D6的管壓降等因素存在，該電源的輸出電流將維持在一個較小的數值。
參見圖11。圖11是將圖10的固定電流基準VIOR改為可調電壓源，可調電壓基準VVOR改為固定電壓源，從而形成的限壓穩流DC-DC降壓型開關穩功率電源電路，調整電流基準VIOR能將輸出電流IO從最小值調整到限定值。由於圖中的電流基準VIOR通過二極體D7和D6接在了輸出電壓VO上，因此電流基準VIOR將跟隨VO上升或下降，只有當輸出電壓VO上升並超出電流基準VIOR的設定值時，電流基準VIOR才能最終被建立起來，因此，圖11的限壓穩流DC-DC降壓型開關穩功率電源電路兼有緩啟動和短路保護的功能，當輸出短路時，電源的輸出電流將維持在一個較小的數值。如果電流基準VIOR已被調整到零，那麼由於有器件的存儲效應、響應速度和分布參數等因素存在，該電源的輸出電流不為零，但輸出為最小值。
參見圖12。圖12是將以上圖10、圖11的電流基準VIOR和電壓基準VVOR都改成可調電壓源，而形成的穩流穩壓DC-DC降壓型開關穩功率電源電路，該電路兼有緩啟動和短路保護的功能。調整VVOR可將輸出電壓從零調到限定值，而調整VIOR可將輸出電流從最小值調到限定值，它是一個兼具限流穩壓和限壓穩流功能的「雙穩」電源。
參見圖13。圖13用兩隻運算放大器IC2和IC3分別取代了圖12電路中的可調電流基準VIOR和可調電壓基準VVOR，使VIOR和VVOR擺脫手調的限制而具有了「隨機」調整的功能，從而最終形成了完整意義上的「DC-DC降壓型開關穩功率電源」電路，本圖的電路可以實現12圖以上各圖所示的電源電路所有的輸出特性和功能。圖中的C5、C6是濾波電容。R8、R9為限流電阻。採用運算放大器來控制電源的輸出電流和電壓1、有利於提高改變電源輸出波形的速度和精度。2、有利於對電源的輸出波形進行簡單的函數控制。2、有利於對電源的輸出波形採取複雜的電腦程式控制。3、有利於利用各種傳感器實現對電源的智能控制。
到目前為止，以上各圖所示的開關穩功率電源電路都是在本發明DC-DC降壓型穩功率變換器的基礎上演變而來的，如從功率變換的角度來看，以上DC-DC降壓型開關穩功率變換器的功率變換關係可用公式表示為Vi*TON*IL1P/2＝(Vi-VO)*TON*IL1P/2+VO*TON*IL1P/2(16)(16)式表明在開關導通的TON時間裡，輸入的電能實際被分成了兩部分，一部分輸出給了負載，另一部分則被儲存在了輸出電感中。而儲存在輸出電感中的能量必須在、也只能在開關關斷的TOFF時間裡輸送給負載，因此有TOFF＝[(Vi-VO)*TON*IL1P/2]/[VO*TON*IL1P/2]＝(Vi-VO)/VO(17)(17)式表明，輸入電壓Vi與輸出電壓VO相比越高則所需的開關關斷時間TOFF就越長，因此，在設計電源時為了能將電源的工作周期T限定在50微秒內以避開音頻，就需要將輸入電壓Vi高出輸出電壓VO的數值限制在一定的範圍，當輸入電壓Vi過高時則需要插入高頻降壓變壓器，當輸入電壓Vi過低時則需要插入高頻升壓變壓器。除此以外，當輸入的直流電為整流後的交流電時，還需要利用變壓器的「隔離」特性以保證電源的安全；不僅如此，有時還純粹為了加強用電設備的安全保護也需要插入隔離高頻變壓器。「高頻變壓器」在本發明穩功率變換器中是以輔助變換器出現的，但高頻變壓器無疑能使本發明開關穩功率電源更為完善。
參見圖14。圖14是在圖13的電路基礎上插入降壓或升壓隔離高頻變壓器T1後所形成的開關穩功率電源電路，我們將它稱為「預降壓或升壓DC-DC降壓型開關穩功率電源」，同樣，高頻變壓器T1也可以插入以上除圖13以外的其他圖中，從而形成預降壓或升壓限流穩壓DC-DC降壓型開關穩功率電源或預降壓或升壓限壓穩流DC-DC降壓型開關穩功率電源電路。
圖14插入的高頻變壓器T1共含有N1、N2和N3三個繞組，其中N1是輸入繞組；N2是輸出繞組；N3是續流復位繞組，顧名思義，「續流復位繞組」是為了將高頻變壓器的勵磁能量輸出給負載並使磁芯復位而設置的一個繞組。如圖14，輸入繞組N1的輸入端接在開關U1即場效應管的源級「S」上，輸出端接輸入電壓Vi的負極(輸入繞組N1的另一種接法是將輸入繞組N1的輸入端接輸入電壓Vi的正極，輸入繞組N1的輸出端接場效應管U1的漏級「D」，而場效應管U1的源級「S」則接輸入電壓Vi的負極)；輸出繞組N2與輸入繞組N1的輸入端同名的一端為輸出端，該輸出端接一被稱為輸出二極體的二極體D9的正級，輸出二極體D9的負極接在輸出電感L1的輸入端，輸出繞組N2的另一端接地，輸出二極體D9的作用是只允許輸出繞組N2的電流在開關U1導通期間單向流動作為輸出電感L1的電壓源；續流復位繞組N3與輸入繞組N1的輸入端同名的一端如圖接續流二極體D1的負極，續流二極體D1的另一端接地，續流復位繞組N3的另一端接在輸出電感L1的輸入端，續流二極體D1的作用是只允許續流復位繞組N3的電流在開關U1截止期間單向流動將高頻變壓器T1的勵磁能量通過與輸出電感L1串聯輸出給負載，另外，還需將原同步二極體D8的負極改接在續流二極體D1與續流復位繞組N3的聯結點上，利用開關U1截止期間續流復位繞組N3與續流二極體D1聯結的一端出現的低於地的電位吸收電壓比較器IC1負輸入端的電流，以保持電壓比較器IC1輸出OUT的高電平不變，從而保持電源的續流輸出狀態。
插入高頻變壓器T1後，電壓比較器IC1的輸出OUT與開關U1的觸發電路之間應當通過一個光電耦合器再去觸發開關U1，這在電路圖中未示出，雖然該光電耦合器在本發明中從電路原理的角度看並非是不可替代或取消的，但由於有了它將使驅動電路更簡約、合理、可靠和安全。
如圖14的預降壓或升壓DC-DC降壓型開關穩功率電源在開關U1開啟、導通期間，高頻變壓器T1的輸入繞組N1上的電流線性上升，如忽略變壓器的漏感和損耗不計，這時輸入高頻變壓器T1的能量被分成輸出能量和勵磁能量兩部分，其中，輸出能量通過輸出繞組N2傳遞給輸出電感L1，而勵磁能量則被儲存在了高頻變壓器T1中，從而有以下關係式(Vi*N2/N1-VO)*TON＝L1*IL1P(18)式中N1——輸入繞組(匝)；N2——輸出繞組(匝)。
(18)式與(1)式相比，僅輸入電壓Vi多乘了一個係數「N2/1」，N2/1＝N2/N1(19)式中N2/1——輸出繞組與輸入繞組的匝數比。
如N2/1小於1，說明高頻變壓器T1是降壓變壓器；N2/1大於1，則說明高頻變壓器T1是升壓變壓器。
開關U1在導通了TON時間後關斷截止，儲存在高頻變壓器T1中的勵磁能量將通過續流復位繞組N3和輸出電感L1的勵磁能量一道輸出給負載，所需的續流時間TOFF可由下式得出TOFF＝[(Vi*TON/LN1)2*LN1/2+(Vi*N2/1*TON/L1)2*L1/2]/V0*IO(20)式中LN1——輸入繞組N1的電感量(H)。
比較式(20)與式(2)，式(20)在續流期間所輸出的能量多出了整整一項，即高頻變壓器T1在開關U1導通期間TON所積蓄的勵磁能量WLN1＝(Vi*TON/LN1)2*LN1/2(21)式中WLN1——通過LN1引入T1的勵磁能量(Wh)。
本發明開關穩功率電源採取將高頻變壓器T1的勵磁能量WLN1輸出給負載而不回輸給輸入電源的方式來解決T1的磁芯復位有以下優點1、可提高高頻變壓器T1和開關U1的工作效率，如不計器件損耗，則通過開關U1輸入高頻變壓器T1的能量全部得到了利用。2、為調整高頻變壓器T1的勵磁能量WLN1，優化電源設計提供了條件。3、為降低整機工作頻率減小開關U1的開關損耗，進而降低整機的功耗和溫升提供了條件。4、為充分利用高頻變壓器T1等器件的輸出能力，以減小整機的體積和重量提供了條件。5、為降低加在開關U1上的反峰電壓提供了條件。實踐證明開關U1的耐壓一般在600V就可以用來變換220V工頻電源，如此不僅可以大幅度地降低AC-DC大功率開關電源的製作成本，而且電源工作的穩定性和可靠性也將因此而得到提高。
如圖14的預降壓或升壓DC-DC降壓型開關穩功率電源，在有了CRD削峰緩衝電路之後，當開關U1關斷截止，高頻變壓器T1的續流復位繞組N3進入續流狀態，續流復位繞組N3反射疊加在開關U1上的反峰電壓可用下式求得VDSU1＝Vi+(N1/N3)*VO(22)式中VDSU1——開關U1上的反峰電壓(V)；N3——續流復位繞組(匝)；N1/N3——輸入繞組與續流復位繞組的匝數比。
由於本發明開關穩功率電源的中心變換器是一個「降壓型變換器」，它要求輸出繞組N3提供給輸出電感L1的電壓必須始終高於輸出電壓VO；又由於通常我們將續流復位繞組N3的匝數與輸出繞組N2的匝數設置為相等，如設輸出繞組N3的輸出電壓為輸出電壓VO的兩倍，那麼式(22)可改為VDSU1＝Vi+(Vi/2VO)*VO＝Vi+Vi/2(23)將輸入電壓Vi替換為整流後的220V工頻電源，則有VDSU1=220V*2+220V*2/2]]>≈311V+155V＝466V (24)(24)式表明，在此開關U1最低耐壓為466V，如加上一定餘量，開關U1的耐壓有600V已可滿足要求，當然，我們還可以將輸出繞組N3的電壓設置的比輸出電壓VO的兩倍更高一些，來進一步降低對開關管U1的耐壓要求。
至此，圖14所示的預降壓或升壓DC-DC降壓型開關穩功率電源電路能夠實現本圖以外其它各圖所示電源電路的所有輸出特性和功能，其它各圖只不過是本圖在特定條件下的一種「簡化」，因此圖14是本發明開關穩功率電源的代表圖。
如圖14的預降壓或升壓DC-DC降壓型開關穩功率電源電路，如續流復位繞組N3和輸出繞組N2的線圈匝數相等，就意味著可以將它們合二而一，而僅用一個繞組來擔任高頻變壓器T1的輸出和續流復位任務，這就又派生出了圖15的電路。
參見圖15。圖15的電路與圖14的電路相比少了一個繞組N3，但多用了兩隻二級管D01和D09，四隻二極體D1、D01、D9、和D09如圖組合接成全波整流的形式插在繞組N2和輸出電感L1之間，另還要將同步二極體D8的負極改接在輸出二極體D9的正極上，如此則形成了繞組N2在開關U1導通時起到上圖輸出繞組N2的作用，而在開關U1關斷後則又起到續流復位繞組N3的作用，從圖上看，圖13的高頻變壓器的確簡單了一些，但電源多用了兩隻二極體，這兩隻二極體將要產生的功耗在設計電源時將不容忽略，因此該圖一般只能用來設計小電流的電源，如用來設計大電流、大功率的電源則並非合適。
電源是提供電能的裝置，而開關電源與工頻交流電、蓄電池等電源不同，它既不發電也不儲存電，它僅僅在電源和負載之間充當「橋梁」，對於負載來說開關電源是電源，但對於工頻交流電和蓄電池等電源來說它又是負載。
一般地說，一個電源的輸出特性是根據負載特性來設計的，如穩壓電源與阻性負載相適配，而穩流電源則與容性或感性負載較相適配，而需要採用穩功率電源的負載目前似乎還不多，一個常見的例子是直流電機調速，由於直流電機的轉矩是電流的函數，轉速是電壓的函數，因此需要一個電流、電壓能雙向調節的電源與之匹配，只有這樣才能充分發揮直流電機的優良調速性能。
廣泛地說，對電源輸出特性的要求並不僅僅來自負載。譬如鉛酸蓄電池的容量要受其放電電流的影響，放電電流大時它的容量變小，兩者呈反比關係；如果放電電流超過了一定限度，還會影響電池的壽命。因此，為了使鉛酸蓄電池能達到預期容量和壽命，就必須適時限制它的放電功率。
進一步說，電源並非只能被動地從屬於負載，如我們可以通過控制穩功率電源的輸出波形，使它形成除一般直流電外的低頻、中頻甚至高頻直流電能，或使其頻率和幅度在某一時域有規律地改變的電能，直接去操縱「外設」，賦予負載某些功用，開發新穎的電源產品。
權利要求
1.一種開關穩功率電源，包括輸出電感(L1)，其特徵在於它還包括輸入電路(Vi)；開關(U1)以及觸發電路；續流二極體(D1)；輸出電路(RL和C1並聯)；電壓比較器(IC1)及其輸出(OUT)電路；由分壓電阻(R2和R3串聯)以及隔離二極體(D2)和(D5)構成的電壓採樣電路；由所述輸出電感(L1)和採樣電阻(R1)、採樣電容(C2)以及阻斷二極體(D6)、洩流二極體(D3)構成的LRC電流同步峰值採樣電路；由所述輸出電感(L1)和開關二極體(D4)構成的LD開關電路；由加速電阻(R6)和加速電容(C3)構成的RC加速和防震電路；由運算放大器(IC2)、分壓電阻(R4和R5串聯)、限流電阻(R8)、濾波電容(C5)構成的電壓隨機基準電壓電路；由運算放大器(IC3)、限流電阻(R9)、濾波電容(C6)、隔離二極體(D7)構成的電流隨機基準電壓電路；由削峰電容(C0)、削峰電阻(D0)和緩衝二極體(D0)構成的CRD削峰緩衝電路；所述輸出電感(L1)與所述輸出電路(RL和C1並聯)、輸入電路(Vi)、開關(U1)相串聯成閉環迴路，另所述續流二極體(D1)的負極接所述開關(U1)和輸出電感(L1)的聯結點，所述續流二極體(D1)的正極接地，構成穩功率變換器；所述分壓電阻(R2和R3串聯)聯結點接在所述電壓比較器(IC1)的一個輸入端，所述分壓電阻中(R3)的另一端接地，所述分壓電阻中(R2)的另一個端接所述隔離二極體(D2)和隔離二極體(D5)的負極，所述隔離二極體(D2)的正極接所述輸出電路(RL和C1並聯)的正端，所述隔離二極體(D5)的正極接所述採樣電阻(R1)和所述採樣電容(C2)的聯結點；所述分壓電阻(R4和R5串聯)聯結點接在所述電壓比較器(IC1)的另一個輸入端，所述分壓電阻中(R5)的另一端接地，所述分壓電阻中(R4)的另一端接所述濾波電容(C5)和限流電阻(R8)的聯結點，所述限流電阻(R8)的另一端接所述運算放大器(IC2)的輸出，所述濾波電容(C5)另一端接地；所述採樣電阻(R1)和採樣電容(C2)以及阻斷二極體(D6)順序串聯，所述採樣電阻(R1)的另一端接所述開關(U1)和輸出電感(L1)的聯結點，所述阻斷二極體(D6)的負極接所述輸出電路(RL和C1並聯)的正端，另在所述採樣電阻(R1)的兩端並聯所述洩流二極體(D3)，所述洩流二極體(D3)的正極接所述採樣電容(C2)；所述採樣電容(C2)和阻斷二極體(D6)的聯結點接入所述隔離二極體(D7)，所述隔離二極體(D7)的正極接所述濾波電容(C6)和限流電阻(R9)的聯結點，所述限流電阻(R9)的另一端接所述運算放大器(IC3)的輸出，所述濾波電容(C6)另一端接地；所述電壓比較器(IC1)的負或者正輸入端接出所述開關二極體(D4)，所述開關二極體(D4)的負極接所述輸出電感(L1)的輸入端；所述加速電阻(R6)和所述加速電容(C3)先串聯，再將串聯聯結點接在所述電壓比較器(IC1)的輸出(OUT)上，所述加速電容(C3)的另一端接在所述電壓比較器(IC1)的正輸入端，所述加速電阻(R6)的另一端接輔助電源VCC；所述削峰電阻(D0)和所述緩衝二極體(D0)先並聯再與所述削峰電容(C0)串聯，所述削峰電阻(D0)的另一端和所述緩衝二極體(D0)的正極接地，所述削峰電容(C0)的另一端接在所述開關(U1)和輸出電感(L1)的聯結點上，以上構成穩功率控制器；由以上所述穩功率變換器和所述穩功率控制器構成DC-DC降壓型開關穩功率電源電路。
2.如權利要求1所述的開關穩功率電源，其特徵在於刪除所述電壓隨機基準電壓電路中的所述運算放大器(IC2)、限流電阻(R8)和濾波電容(C5)，增加可調電壓源(VVOR)為可調電壓基準；刪除所述電流隨機基準電壓電路中的所述運算放大器(IC3)、限流電阻(R9)和濾波電容(C6)，增加可調電壓源(VIOR)為可調電流基準，簡化形成具有穩流穩壓功能的DC-DC降壓型開關穩功率電源。
3.如權利要求2所述的開關穩功率電源，其特徵在於將所述可調電壓源(VVOR)設置為固定電壓基準，簡化形成具有限壓穩流功能的DC-DC降壓型開關穩功率電源。
4.如權利要求2所述的開關穩功率電源，其特徵在於將所述可調電壓源(VIOR)設置為固定電流基準，簡化形成具有限流穩壓功能的DC-DC降壓型開關穩功率電源。
5.如權利要求2所述的開關穩功率電源，其特徵在於刪除所述可調電壓源(VIOR)以及刪除所述隔離二極體(D7)和阻斷二極體(D6)，將所述採樣電容(C2)直接接在所述輸出電路(RL和C1並聯)的正端，利用輸出的穩定低電壓為固定電流基準，簡化形成另一具有限流穩壓功能的DC-DC降壓型開關穩功率電源。
6.如權利要求2所述的開關穩功率電源，其特徵在於刪除所述可調電壓源(VIOR)，在所述採樣電容(C2)和隔離二極體(D5)之間增加穩壓管(W1)為固定電流基準電壓，所述穩壓管(W1)的正極接所述隔離二極體(D5)的正極，簡化形成又一具有限流穩壓功能的DC-DC降壓型開關穩功率電源。
7.如權利要求1至6所述的開關穩功率電源，其特徵在於進一步包括降壓或升壓隔離高頻變壓器(T1)以及輸出二極體(D9)，以構成預降壓或升壓DC-DC降壓型開關穩功率電源電路；所述高頻變壓器(T1)包括輸入繞組(N1)、輸出繞組(N2)、續流復位繞組(N3)三個繞組；所述輸入繞組(N1)的輸入端接所述開關(U1)的輸出即如場效應管的源極(S)，所述輸入繞組(N1)的輸出端接所述輸入電路(Vi)的負極，所述開關(U1)的輸入即如場效應管的漏極(D)接輸入電路(Vi)的正極；或者所述輸入繞組(N1)的輸入端接所述輸入電壓(Vi)的正極，所述輸入繞組(N1)的輸出端接所述開關(U1)的輸入即如場效應管的漏級(D)，所述開關(U1)的輸出即如場效應管的源級(S)接所述輸入電路(Vi)的負極；所述輸出繞組(N2)與所述輸入繞組(N1)的輸入端同名的一端為輸出端，該輸出端接輸出二極體(D9)，所述輸出二極體(D9)的負極接所述輸出電感(L1)的輸入端，所述輸出繞組(N2)的另一端接地；所述續流復位繞組(N3)與輸入繞組(N1)的輸入端同名的一端接所述續流二極體(D1)的負極，續流二極體(D1)的另一端接地，所述續流復位繞組(N3)的另一端接所述輸出電感(L1)的輸入端；另將所述開關二極體(D4)的負極改接在所述續流復位繞組(N3)和續流二極體(D1)聯結點上。
8.如權利要求7所述的開關穩功率電源，其特徵在於進一步將所述續流復位繞組(N3)和所述輸出繞組(N2)的匝數設置為相等。
9.如權利要求8所述的開關穩功率電源，其特徵在於刪除所述續流復位繞組(N3)，增加兩隻二級管(D01)和(D09)，所述兩隻二極體(D01和D09)與所述續流二極體(D1)和所述輸出二極體(D9)組合聯接成全波整流的形式插在所述輸出繞組(N2)和輸出電感(L1)之間，以所述輸出繞組(N2)兼所述續流復位繞組(N3)。
10.如權利要求1至6和8、9所述的開關穩功率電源，其特徵在於還包括同步二極體(D8)和並聯同步輸出端子(X1)，所述同步二極體(D8)插入接在所述開關二極體(D4)和輸出電感(L1)的輸入端或者所述續流復位繞組(N3)和續流二極體(D1)聯結點之間，在所述同步二極體(D8)的正極和開關二極體(D4)的負極的聯結點上引出並聯同步輸出端子(X1)。
11.如權利要求10所述的開關穩功率電源，其特徵在於將如 10所述的開關穩功率電源中的若干只同類型電源的所述輸入電路(Vi)和輸出電路(RL和C1並聯)以及並聯同步輸出端子(X1)分別並聯起來。
12.如權利要求11所述的若干只並聯同步輸出的相同類型開關穩功率電源，其特徵在於保留其中的一隻電源為主電源，而將其它電源的穩功率控制器部分刪除為從電源，並將所述從電源的所述開關(U1)的觸發電路集中於所述主電源來控制而形成的另一種同類型開關穩功率電源以主、從電源並聯同步輸出的結構。
全文摘要
本發明公開了一種開關穩功率電源,它包括以輸出電感為變換中心的穩功率變換器和穩功率控制器電路,它能夠將輸入的直流電和整流後的交流電變換成為電流和電壓可分別從極小值至限定值雙向隨機調整的直流電輸出給負載,本發明具有輸出功能多、調整範圍大、負載適應性強、功率器件工作效率高、用一隻耐壓600V的開關管即可變換220V工頻電源以及整機溫升低、體積小、重量輕、造價低等優點。
文檔編號H02M3/156GK1349143SQ0111374
公開日2002年5月15日 申請日期2001年7月1日 優先權日2001年7月1日
發明者周符明 申請人:周符明