判定－反饋均衡器以及更新濾波器係數的方法

2023-07-22 06:15:41 7

專利名稱：判定－反饋均衡器以及更新濾波器係數的方法
技術領域：
本發明的示範性實施例涉及數字視頻廣播，更具體地說，涉及一種可接收各種數字信息的判定-反饋(decision-feedback)均衡器，以及一種更新其參數的方法。
背景技術：
對於大量的數字信息來說，例如，聲音、數據、和/或視頻通信，可能需要一個用於數字視頻廣播的均衡器。這樣的數字信息可通過各種具有不同傳輸特性的傳輸媒介來傳輸。傳輸媒介會產生不同種類的重影(ghosting)，例如，與頻率相關的相位，幅度失真，多徑接收或聲音回音，以及信號中不同種類的衰落，例如瑞利衰落。數據傳輸還可能受噪聲幹擾，例如附加的白高斯噪聲。均衡器可用來減小回音和/或視頻重影和用於無線數據機和/或電話控制信號。
在數字通信中，通過碼間幹擾(ISI)信道進行數據傳輸可能是一個問題。在通過模擬信道傳輸例如電話線和/或天波信道發送脈衝信息例如調幅的數字傳輸的情況下可以發生ISI。
最大似然序列估計(MLSE)可獲得一個改進的符號差錯率(symbol errorrateSER)，但是可能由於信道的時間傳播(dispersion)長度而變得更加複雜。MLSE在軟體和/或硬體中的極高的複雜度可能限制了它的應用。
線性(linear)均衡器(LE)可檢測並均衡ISI。LE可以具有一定的複雜度，這可以是一個信道傳播長度的線性函數，也可能受到明顯的噪聲增大的影響。線性均衡器的性能可能比MLSE的性能更差。
判定-反饋均衡器(DFE)可具有更低的複雜度和/或更高的性能。
圖1是傳統DFE的結構示意圖的實例。DFE可使用預先解碼的數據符號來計算和減小碼間幹擾(ISI)。比如在數位電視廣播的單頻網絡操作期間，例如當信道引入了較強的重影時，DFE的性能由於判定反饋濾波器的不正確的判定而降低。
參照圖1，DFE可包括一個前饋濾波器102，一個反饋濾波器103，一個限幅器104，以及一個加法器105。所接收的數位訊號101可被輸入到前饋濾波器102中。
前饋濾波器102可使用一個具有與輸入數位訊號101幅度相反的幅度的濾波器來部分地校正信號誤差。限幅器104可以例如是基於所接收信號幅度的判定裝置，並且可將所接收信號按照判定的0、±2、±4的順序進行分類。所接收的信號可被分類為相應於±1、±3、±5和±7的標準化信號的符號(symbol)。限幅器104可以是一個多維限幅器，其可例如用於正交調幅(QAM)系統。
加法器105可將前饋濾波器102的輸出和反饋濾波器103的輸出相加，並將結果輸出到限幅器104。前饋濾波器102可使用具有與輸入數位訊號101幅度相反幅度的濾波器來減小噪聲。
判定-反饋序列估計(DFSE)的算法可提供一種性能和複雜度之間的折衷。
無線通信系統應用格形碼(trellis-coded)調製(TCM)。
圖2說明了用於傳統的8級調幅信號的TCM系統。
參照圖2，TCM編碼器可包括一個8-VSB格形碼編碼器201和一個8級符號映射器203。8-VSB格形碼編碼器201可應用8級3比特1維配置。8-VSB格形碼編碼器可使用2/3速率格形碼。
一種用於在無ISI的信道中檢測格式編碼符號的方法可以是MLSE。在用於TCM的編碼中的格形狀態的數量較小，而MLSE的複雜度可以不太高。MLSE可使用維特比算法(或維特比解碼算法)來實現。通過無ISI信道發送的TCM符號可以以更高性能檢測。
當信道引入ISI時，考慮了由於信道和TCM引入的ISI的MLSE檢測器將變得更複雜。DFE可用於信道ISI的補償，以及MLSE(維特比)解碼器解碼TCM。
圖3是與TCM解碼器相組合的傳統DFE的結構示意圖。
參照圖3，與TCM解碼器組合的DFE可包括一個前饋濾波器302，一個反饋濾波器303，一個限幅器304，以及一個加法器305和一個可以解碼格形編碼符號的TCM解碼器307。所接收的數位訊號通過輸入線301輸入到DFE，並通過連接到TCM解碼器307的輸出線306輸出。
DFE可在TCM解碼器使用未編碼符號之前來執行反饋操作，並且未編碼符號的可靠性可能較低。它的性能可能比聯合的(信道+TCM)MLSE的性能更差。
圖4是另一個與TCM解碼器組合的傳統DFE的結構示意圖。
DFSE算法可用於解碼通過ISI信道傳輸的TCM符號。
DFE可使用來自維特比解碼器的更有可能保存(Surviving)的路徑的符號判定來代替使用反饋濾波器中的限幅判定。這個系統，在某些時候被稱為「具有全局判定反饋的維特比解碼器」，其在圖4中示出。參照圖4，一個加法器407將前饋濾波器402的輸出和反饋濾波器403的輸出相加，並將結果輸出到TCM解碼器404。TCM解碼器404可解碼符號405並將解碼的符號405輸入到反饋濾波器403。具有全程判定反饋的維特比解碼器可使用來自TCM(維特比)解碼器404的更有可能保存的路徑的符號判定作為反饋濾波器403的輸入。解碼深度為N個符號，這可能是在TCM解碼器404的輸出中更可靠的符號，可成為輸出信號406。
如圖4所示的DFE和TCM(維特比)解碼器的組合，可提高如圖3所示系統的性能，因為來自TCM(維特比)解碼器的判定可能更加可靠。
圖5是傳統DFE的結構示意圖，使用最小均方(LMS)算法來更新反饋濾波器係數。
例如在MLSE和DFE的無線應用中，信道傳遞函數對於接收方來說可是未知的和/或隨時間變化的。任何在無線通信接收機中使用的檢測/均衡系統可以是自適應的，即可能能夠改變均衡器的係數和跟蹤信道變化。在LMS系統中，均衡係數可在算法每次迭代時遞歸的更新。例如DFE的反饋濾波器係數可根據如等式1所示的LMS算法來遞歸地更新。
bi(k+1)=bi(k)+ekd^k-i,i=1,2,...,LB---(1)]]>在這，bi(k)是DFE在第k次迭代時的第i個反饋係數(518，519，...，和520)，LB是反饋濾波器係數的數量， 是存儲在延遲線(521，522，...，和523)中的反饋濾波器中的判定，μ是步長(step-size)參數(正常數)，ek是誤差信號508，其可以是DFE的輸出524和判定 之間的差值。在一個訓練周期期間，傳輸數據序列dk可知並可被均衡器使用來根據等式1的LMS算法來更新係數bi(k)。
可以使用用等式1體現的LMS自適應系統的DFE如圖5所示。即圖5說明了將如等式1的LMS自適應系統應用到使用圖1的限幅器的DFE的實例。在一個訓練周期之後，在限幅器510的輸出的判定 可以更可靠，並且判定 可用於根據LMS算法更新均衡器係數。
圖6是傳統DFE的結構示意圖，其可以同時使用LMS算法和停止-和-起動算法來更新反饋濾波器係數。
LMS算法也可在沒有訓練序列的情況下使用。
如果判定是不可靠的，「停止-和-起動」算法將禁止自適應，並且如果判定更有可能會是正確時更新均衡器係數。欠可靠的判定的檢測和/或啟用/禁止標記623的產生可在「停止和起動」(SAG)模塊618中執行。
圖7是與格形解碼器結合的傳統DFE的結構示意圖，其可以使用LMS自適應算法來更新反饋濾波器係數。
如等式1所示的LMS算法和它的「停止-和-起動」變化可以由圖4所示的DDFSE系統所使用。
如圖7所示的具有LMS自適應算法的組合的均衡器/解碼器的結構將可能引入不穩定的問題。這個結構的不穩定的實例將由圖8來示出。
圖8是表示信噪比(SNR)與如圖7所示的DFE的迭代次數之間關係的曲線圖。
圖8表示與圖7所示的TCM維特比解碼器結合的DFE的模擬結果。一個信道可具有三個相等或基本相等的幅度路徑，以及一個傳輸系統可使用如圖2所示的8級調幅信號。如圖8所示的均衡器的穩定狀態操作可不取決於均衡器係數的分辨力或溢出作用，而可能是TCM判定反饋特性的結果。
對於第一時間周期，DFE可以這樣操作，以便信噪比(SNR)可以更加穩定。在一時間周期後，SNR的穩定性可能大大降低並且隨著迭代次數的增加其變化將周期重複。
在收斂(convergence)區域，均衡器的判定-反饋部分對於ISI補償的貢獻可能不明顯，因為判定可能欠可靠，並且圖7所示的均衡器將不依靠判定反饋機制。在這個區域中判定誤差將不影響均衡器的穩定，輸出的信噪比(SNR)可更穩定。
在一時間周期後當判定變得更加可靠時，均衡器將依靠這些判定並可使用反饋濾波器來進行ISI補償。
圖9A是表示作為時間的函數的限幅器和TCM解碼器中判定誤差的百分比實例的曲線圖。
TCM判定誤差可相互關聯並以誤差群(burst)分組而不是像在限幅器判定中那樣隨機分布。
即如果在TCM解碼器的輸出發生誤差，該誤差將引起一系列(或群)誤差，並且在一時間周期內反饋濾波器中的判定誤差的數量將提高。
圖9A表示在判定反饋濾波器中判定的誤差的百分比與時間的示例關係。在使用如圖7所示的TCM反饋系統時，反饋濾波器中判定誤差的數量將減小，但是有時候TCM解碼器可以引入誤差群，並且判定誤差數量可能增加。
使用圖5所示的限幅器時，判定誤差的百分率將更穩定(例如大約20％)。判定誤差的高百分率可以降低整個均衡器的性能，但是可以穩定自適應系統，因為LMS算法不需要過多地依靠反饋機制。
當使用TCM反饋機制時，反饋濾波器可以沒有誤差，LMS算法可以根據反饋濾波器的無誤差狀態來更新均衡器係數。均衡器可依靠反饋ISI補償並且可能對判定誤差變得更加靈敏。TCM解碼器將引入誤差群並且如圖8所示均衡器的性能可能會降低。
在「停止-和-起動」LMS算法中，執行的自適應系統可能在判定欠可靠時停止執行自適應。

發明內容
本發明的示範性實施例提供一種更新與解碼器(例如格形碼解碼器)結合的均衡器(例如判定反饋均衡器(DFE))的反饋係數的方法，其可減小在解碼器的輸出中誤差傳播的負面效應，並相對於傳統自適應方法，對與解碼器結合的均衡器保證更加平滑和穩定的恆穩態操作。
本發明的一種示範性實施例提供一種均衡器(例如判定反饋均衡器)。該均衡器可以包括解碼器和濾波器。濾波器進一步包括多個濾波器更新單元，可以接收來自解碼器的一個值和判定並可更新濾波器係數。濾波器更新單元進一步包括第一乘法器，其可以將解碼器的判定乘以一個值；第二乘法器，其可以將濾波器係數乘以一個常數，以及加法器，其可以將第一乘法器的輸出和第二乘法器的輸出相加並且更新濾波器係數。
本發明的另一種示範性實施例提供一種更新濾波器係數的方法。該方法可以包括計算輸出誤差信號，將該輸出誤差信號乘以一個參數，獲得一個部分值(partial value)，獲得另一個部分值，並通過將部分值相加來更新。
本發明的另一種示範性實施例提供一種濾波器。該濾波器可以包括用於更新濾波器係數的更新器。濾波器更新器可以包括第一乘法器，第二乘法器以及加法器。第一乘法器可以將來自解碼器輸出的判定輸出與一個第一值相乘。第二乘法器可以將濾波器係數乘以一個常數。第一加法器可以將第一乘法器的輸出和第二乘法器的輸出相加並且更新濾波器係數。
本發明的另一種示範性實施例提供一種更新器。該更新器可以包括第一乘法器，其可以將判定與一個第一值相乘，以及第二乘法器，其可以將濾波器係數乘以一個常數。第一加法器可以將第一乘法器的輸出和第二乘法器的輸出相加並且更新濾波器係數。
本發明的另一種示範性實施例提供一種邏輯選擇器。該邏輯選擇器可以包括平方器，其可以將濾波器係數值平方；乘法器，其可以將平方器產生的平方後的濾波器係數乘以一個常數；加法器，其可以將乘法器的輸出相加；累加器，其可以將加法器的輸出累加，以及比較器，其可以將來自累加器的輸出值和閾值進行比較並且基於該比較選擇常數。
本發明的另一種示範性實施例提供一種更新濾波器係數的方法。該方法可以包括將判定與一個第一值相乘來產生第一結果，將濾波器係數和常數相乘來產生第二結果，將第一個第二結果相加並更新濾波器係數。
本發明的另一種示範性實施例提供一種選擇常數的方法。該方法可以包括將濾波器係數值進行平方，將平方後的濾波器係數乘以常數，將相乘的值相加，將相加的值累加，將累加值與閾值進行比較並且基於該比較選擇常數。
在本發明的示範性實施例中，解碼器可以是格形碼調製(TCM)解碼器。
在本發明的示範性實施例中，均衡器可進一步包括第二加法器，其可以在解碼器的判定中減去均衡器的輸出並可以產生誤差信號。第三乘法器，其可以將來自第二加法器所產生的誤差信號乘以一個參數並可以產生第一個值。
在本發明的示範性實施例中，該參數可以是步長(stepsize)參數。
在本發明的示範性實施例中，濾波器可進一步包括第一和第二組單元，更新器和加法器。第一組單元可以接收來自解碼器輸出的判定和來自第一乘法器的輸出。第二組單元可以接收通過延遲解碼器的符號判定獲得的值。更新器可以更新濾波器係數。加法器可以將來自第一組單元和第二組單元的輸出相加。而且，第一組和第二組單元中的每個都包括更新器和係數乘法器，其可以將判定乘以濾波器係數並且產生結果。
在本發明的實施方式中，更新器將根據如下等式來更新濾波器係數。
bi(k+1)=ibi(k)+ekd^k-i,i=1,2,...,LB]]>αi可以是常數，其可以與相應於第i個追溯深度的判定符號的可靠性成比例。bi(k)可以是均衡器在第k次迭代時的第i個係數。LB可以是濾波器係數的數量， 可以是濾波器的判定，μ可以是參數，以及ek可以是誤差信號。
在本發明的示範性實施例中，邏輯選擇器可以計算一組常數，其們可以滿足等式i=(1+E|ui2|)-1.]]>E|ui2|可以是多個符號判定誤差的變量。符號判定誤差對應於第i個深度。
在本發明的示範性實施例中，邏輯選擇器可包括在濾波器中。
在本發明的示範性實施例中，係數可以滿足一個不等式並且i可以是第i個濾波器係數。
在本發明的示範性實施例中，均衡器可以包括另一個濾波器並且解碼器可以是維特比解碼器。
在本發明的示範性實施例中，解碼器可以包括N+1個追溯深度，濾波器可包括多個單元和一個加法器用來將來自多個單元的輸出相加。12個可靠度係數的每個第N+1個組可以具有一個第N+1值，其可以對應於第N個追溯深度。每個對應於第N個追溯深度的判定可輸入到延遲線的第N+1個組中，並且每個單元可以包括更新器和係數乘法器，其用於將每個判定乘以濾波器係數並產生結果。
在本發明的示範性實施例中，解碼器可以是為特別解碼器。
在本發明的示範性實施例中，均衡器可以進一步包括停止-和-起動(SAG)單元。SAG單元可以接收判定，檢測不可靠的判定，並且產生算法的啟用/禁止信號使得SAG單元可以在判定不可靠時禁止自適應，並且在判定可靠時更新濾波器係數。
在本發明的示範性實施例中，該方法可重複地用於多個濾波器係數。
在本發明的示範性實施例中，該方法可以進一步包括確定一個變量，將變量乘以一個參數，並且通過對結果與1的總和求倒數來獲得一個常數。
在本發明的示範性實施例中，該方法可進一步包括將濾波器係數平方，將平方值與常數相乘，相加並累加結果，比較累加值和閾值，基於該比較來選擇一個常數。


本發明的上述特徵和優點將通過詳細的示範性實施例並參考附圖的描述而變得更加顯而易見。
圖1是傳統DFE的結構示意圖的實例；圖2說明用於傳統的8級調幅信號的TCM系統；圖3是與TCM解碼器組合的傳統DFE的結構示意圖；圖4是另一個與TCM解碼器組合的傳統DFE的結構示意圖；圖5是傳統DFE的結構示意圖，其使用LMS算法來更新反饋濾波器係數；圖6是傳統DFE的結構示意圖，其同時使用LMS算法和停止-和-起動算法來更新反饋濾波器係數；圖7是與格形碼解碼器組合的傳統DFE的結構示意圖，格形碼解碼器使用LMS自適應算法來更新反饋濾波器係數；圖8是表示信噪比(SNR)與如圖7所示的DFE的迭代次數的曲線圖。
圖9A是表示作為時間的函數的限幅器和TCM解碼器中判定誤差的百分率曲線圖；圖9B是圖9A所示曲線圖的簡化模型，用於根據本發明的示範性實施例啟用穩定的自適應算法；圖10A是與解碼器組合的均衡器的結構示意圖，用於根據本發明的示範性實施例更新濾波器係數；圖10B是如圖10A所示的更新第i個反饋係數的部分電路的電路示意圖的示範性實施例；圖10C是邏輯選擇器的示範性實施例的結構示意圖的實例；圖11是根據本發明的示範性實施例的交織器和編碼器的結構示意圖的實例；圖12表示另一種與均衡器組合的解碼器的示範性實施例，其與解交織器一起使用；圖13是根據本發明的示範性實施例，可以與圖12所示的解交織器組合的解碼器的結構示意圖的另一個實例；圖14是根據本發明的示範性實施例，可以與解碼器相組合的均衡器的結構示意圖的實例；以及圖15是表示輸出信噪比(SNR)與組合解碼器的均衡器的迭代次數的比較的實例曲線圖，其可使用傳統的(LMS)算法和根據本發明實施方式的方法。
具體實施例方式
下面參考表示本發明的示範性實施例的附圖對本發明的示範性實施例將而進行充分描述。相同的參考標記在所有附圖中用來標註相同的部件。
圖9B是圖9A所示曲線圖的簡化模型，可以根據本發明的示範性實施例啟用穩定的自適應算法。
自適應可以通過使用如圖9B所示的反饋濾波器中的判定來執行，其可以具有更小的頻率誤差(例如可能是無誤差)。當反饋濾波器，包括判定誤差時(例如在誤差群期間)，算法可以按照減小的誤差(例如均方誤差(MSE))來執行，以便減小如圖8所示的信噪比的降低。
穩定的自適應算法的發展是基於上述模型和自適應濾波的。改進的算法可以減小如等式2的價值函數。
j＝E|(yk-dk)2| (2)yk可以是均衡器713(例如判定反饋均衡器(DFE))中的加法器707的輸出信號，即濾波器721(例如前饋濾波器)的輸出信號和濾波器722(例如反饋濾波器)的輸出信號的總和，以及dk可以是減小誤差的傳輸符號(例如無誤差傳輸信號)。函數(2)的簡化(reduction)可以產生了等式3所示的修改LMS算法，該函數可以是一個價值函數。
bi(k+1)=ibi(k)+ekd^k-i,i=1,2,...,LB---(3)]]>αi可以是常數(0＜αi＜1)，其可以與對應於第i個追溯深度的解碼器(例如TCM解碼器)符號判定的可靠性成比例。隨著i值的增加，TCM解碼器輸出的判定變得更可靠並且αi可以更接近1。隨著i值的增加，判定可能欠可靠並且αi值可以變小，例如，α1≤α2≤≤αLFB。αi的值可以基於步長參數μ。αi的值可以如等式4所表示。L
αi＝(1＝+μE|ui2|)-1(4)E|ui2|可以是解碼器(例如TCM解碼器)的符號判定誤差的變量，其可以對應於第i個深度。E|ui2|的值可通過例如模擬或計算來求出(例如理論計算)。例如，用於解碼器和三路徑相等幅度信道模型的E|ui2|的值在表1中給出。
表1

圖10A是與格形碼解碼器組合的均衡器(例如DFE)的結構示意圖的實例，其可以根據本發明的示範性實施例更新反饋濾波器係數。
與均衡器(例如DFE)結合的解碼器(例如自適應TCM解碼器)的結構如圖10A所示，其中均衡器可以使用等式3所示的算法。參照圖10A，均衡器可以包括一個濾波器(例如前饋濾波器)1021，濾波器(例如反饋濾波器)1022，加法器1007，以及解碼器(例如TCM解碼器)1019。在圖10A所示的均衡器中，等式3中濾波器係數(例如反饋濾波器係數)的更新可以通過乘法器1010_1到1010_5，加法器1011_1到1011_5，延遲線1012_1到1012_5，以及乘法器1009_1到1009_5來執行。延遲線1012_1到1012_5可以存儲濾波器係數值bi(k)並可以計算濾波器係數值bi(k+1)。
濾波器1022可以包括多個濾波單元(例如反饋濾波單元)和一個加法器。濾波器1022包括第一組單元，第二組單元，加法器1008，以及邏輯選擇器1023。第一組單元可以接收來自解碼器1019所輸出的判定和從第一乘法器的輸出信號。第二組單元中的每個可以接收通過時延的解碼器1019的符號判定(例如最後符號判定)所獲得的值和第一乘法器的輸出信號。第二單元組的每個包括一個更新器(例如反饋濾波器係數更新器)，可以更新濾波器係數(例如反饋濾波器係數)。加法器1008可以第一和第二組單元的輸出相加。邏輯選擇器1023可以從濾波器係數中計算常數。
第一和第二組的單元可以包括更新器和係數乘法器1013_i，可以將判定和濾波器係數相乘並可以輸出結果。
參照圖10A，bi(k)(i＝1，2，……，LB)可以是在第k次迭代時均衡器第i的反饋係數，LB可以是濾波器係數的數量， 可以是濾波器1022中的判定，其可以存儲在延遲線1012_1到1012_5中，μ可以是較小的步長參數(例如正的常數)，以及ek可以是誤差信號508，其可以是均衡器的輸出1015和判定 之間的差值。
圖10B是根據本發明的示範性實施例如圖10A所示的更新第i個反饋係數的部分電路的電路圖的例子。
參照圖10B，加法器1016可以產生誤差信號ek，其可以是均衡器的輸出1015和判定 之間的差值。乘法器1017可以將誤差信號ek乘以步長參數μ。乘法器1010-i可以該結果與判定 相乘並可以產生μekdk-1。乘法器1009-i可以將常數αi和第k次迭代的均衡器的第i個反饋係數bi(k)相乘，加法器1011-i可以把延遲線1012-i的輸出和乘法器1010-i的輸出相加並可以產生第i反饋濾波器係數bi(k+1)，其可以對應於均衡器的下一次(k+1)迭代。
如上所述，αi可以是判定常數(0＜αi＜1)，其可以與對應於第i個追溯深度的解碼器符號判定的可靠性成比例。判定常數αi可通過如圖10A和10B所示的邏輯選擇器1023計算。
常數0＜α1≤α2≤..≤αFLB＜1。可以是基於信道特性(profile)的(例如多徑信道特性)。例如，如果信道具有若干較強的重影，該重影可以沒有被濾波器1021所補償，均衡器可以遞增對濾波器1022中的判定的可靠性的敏感度。為了減小均衡器的不穩定性，可將較小的值指定給常數αi。如果信道沒有引入例如孤立的奇異(strange)重像，那麼均衡器可能不存在不穩定的問題，那麼較小的αi值可能將會降低均衡器的性能。
這種降低可能是不明顯的，並且常數α1，α2，...，αLB可被選擇為較強重像信道和較弱重像信道的性能折衷的值。常數α1，α2，...，αLB組可按照信道統計特性來選擇(例如自適應選擇)，並且可提高均衡器的性能。
圖10C是邏輯選擇器的結構示意圖的實例，可以選擇一組(例如優選的一組)常數(例如可靠性常數)。
如圖10C所示，濾波(例如反饋濾波)係數b1，b2，...，bLB的平方值(例如平方絕對值)可以在平方器(例如絕對值平方器)1502，1503，...，1504中計算。平方係數|b1|2，|b2|2，...，|bLB|2的值可以在乘法器1505中乘以加權係數w1，w2，...，wLB，其中w1≥w2≥...，wLB。相乘後的值可以在加法器1506中總加在一起。
相加後的值在累加器1507中進行累加並且可以減小噪音效應。累加時間可以是例如數百個符號。所累加的值在比較器1508中與多個閾值進行比較，並且可以基於上述比較結果而選擇一組常數α1，α2，...，αLFB。
圖11是編碼器(例如TCM編碼器)和交織器的結構示意圖的實例。
根據本發明的示範性實施例的自適應算法可以應用到該系統，該系統可以使用多個編碼器(例如TCM編碼器)和/或交織器，例如，可以用於例如數字視頻廣播的8-VSB格形碼編碼系統。這樣的系統可使用多個編碼器(例如相同的TCM編碼器)。根據本發明示範性實施例的這些編碼器的結構實例如圖11所示。
參照圖11，廣播系統(例如8-VSB廣播系統)可以包括12個編碼器(例如並行TCM編碼器)，可通過將例如第1，第13，第25...個符號編碼為第一組，第2，第14，第26...個符號編碼為第二組，第3，第15，第27...個符號編碼為第三組等來實現編碼交織，總共形成了例如12個組。
圖12說明了另一種與均衡器(例如DFE)組合的自適應解碼器(例如TCM解碼器)，其可以包括解交織器。
如圖12所示的根據本發明另一種示範性實施例的均衡器(例如DFE)的濾波器(例如反饋濾波器)1224，可以包括若干組單元，加法器1213和邏輯選擇器1231。每組單元例如包括12個單元。加法器1213可以將來自單元的輸出相加並且邏輯選擇器1231可以計算常數(例如可靠性常數)。
多組單元接收可以通過在解碼器(例如TCM解碼器)1216的輸出對判定和均衡器的誤差信號延遲(例如依次延遲)所獲得的值，該誤差信號已經被乘以一個補償參數μ。該各組的每個單元可以包括更新器，其可以更新濾波器(例如反饋濾波器)。該各組的單元也可包括乘法器1211，其可以將濾波器係數(例如反饋濾波器係數)和輸入判定相乘。
更新器(例如反饋濾波器更新器)可以包括乘法器1208，乘法器1210，延遲器1207，以及加法器1209。乘法器1208可以將判定乘以誤差信號，該誤差信號已經被乘以一個參數。乘法器1210可以將反饋濾波器係數bi乘以常數αi。延遲器1207可以將乘法器1210的輸出延遲。加法器1209可以將延遲器1207的輸出和乘法器1208的輸出相加，並可以產生濾波器係數(例如反饋濾波器係數)。
參照圖12，如圖12所示的與均衡器(例如DFE)組合的解碼器(例如TCM解碼器)的自適應算法，可以與參照圖10A所描述的相同或基本相同。至於圖12，第一組常數α1，α2，...，α12可以具有相同或基本相同的第一個值，其可以對應於第0個追溯深度(見表1)，第二組常數α13，α14，...，α24可以具有相同或基本相同的第二個值，其對應於第1個追溯深度，第三組常數α25，α26，...，α36可以具有相同或基本相同的第三個值，其對應於第2個追溯深度，...，以及第N+1組例如12常數具有相同或基本相同的第N+1個值，其對應於第N個追溯深度。對應於第0個追溯深度的判定可以輸入到第一組延遲線1225...1226，對應於第1個追溯深度的判定可以輸入到第二組延遲線1227...1228，...，以及對應於第N個追溯深度的判定可以輸入到第N+1組延遲線1229...1230.
圖13是根據本發明的示範性實施例，與解交織器1216相組合的解碼器(TCM解碼器)的結構示意圖的實例。
圖14是可以與解碼器(格形碼解碼器)相組合的均衡器(例如DFE)的結構示意圖的實例。該均衡器可以使用根據本發明示範性實施例的算法和「停止-和-起動」算法來更新濾波器係數(例如反饋濾波器係數)。
在本發明的另一種實施方式中，自適應算法可如圖14所示在「停止-和-起動」模式中執行。參照圖14，停止-和-起動單元1424可以產生標記1425，其可以用於在解碼器(TCM解碼器)的判定不可靠時禁止均衡係數的更新。
在如圖14所示的均衡器(例如DFE)中，濾波器(例如反饋濾波器)1415可包括多組單元、加法器1413和邏輯選擇器1431。每組可以包括例如12個單元。加法器1413可以將各單元的輸出相加並且邏輯選擇器1431可以計算常數(例如可靠性常數)。
多組單元可以接收通過在解碼器(例如TCM解碼器)1416的輸出對判定和誤差信號延遲(例如依次延遲)所獲得的值，該誤差信號可以被乘以一個步長參數μ。該多組的每個單元可以包括更新器，其可以更新濾波器(例如反饋濾波器)，以及乘法器1411，其可以將濾波器係數(例如反饋濾波器係數)和輸入判定相乘。
更新器(例如反饋濾波器更新器)可以包括乘法器1408，乘法器1410，延遲器1407，以及加法器1409。乘法器1408可以將判定乘以誤差信號，該誤差信號已經被乘以一個參數。乘法器1410可以將濾波器係數bi(反饋濾波器係數)乘以常數αi。延遲器1407可以將乘法器1410的輸出延遲。加法器1409可以將延遲器1407的輸出和乘法器1408的輸出相加，並產生濾波器係數(例如反饋濾波器係數)。
參照圖14，如圖14所示的與均衡器(例如DFE)組合的解碼器(例如TCM解碼器)的自適應算法，可以與參照圖12所描述的算法相同或基本相同。第一組常數α1，α2，...，α12可以具有相同或基本相同的第一個值，其可以對應於第0個追溯深度(見表1)，第二組常數α13，α14，...，α24可以具有相同或基本相同的第二個值，其可以對應於第1個追溯深度，第三組常數α25，α26，...，α36可以具有相同或基本相同的第三個值，其可以對應於第2個追溯深度，...，以及第N+1組例如12常數可以具有相同或基本相同的第N+1個值，其可以對應於第N個追溯深度。對應於第0個追溯深度的判定可以輸入到第一組延遲線1225...1226，對應於第1個追溯深度的判定可以輸入到例如第二組延遲線1227...1228，...，以及對應於第N個追溯深度的判定可以輸入到第N+1組延遲線1229...1230.
如圖14所示的均衡器(例如DFE)可進一步包括停止-和-起動(SAG)單元1426。
SAG單元1426可以接收判定，可以檢測比欠可靠的判定，並且可以產生啟用/禁止信號。SAG單元1426在判定比欠可靠時禁止自適應，並且在判定更有可能正確時更新均衡係數。
根據本發明示範性實施例，使用自適應算法的結果的實例如圖15所示。
圖15是表示輸出信噪比(SNR)與和解碼器(例如格形碼解碼器)組合的均衡器(例如DFE)的迭代次數的比較的實例的曲線圖。
如圖15所示，當使用了根據本發明實施方式的算法時，均衡器(例如DFE)的操作將變得更加平滑和得到改進。
可以對使用根據本發明示範性實施例的算法的電路進行不同的修改。例如，對應於第N個深度的解碼器(例如TCM解碼器)判定，可用於產生誤差信號ek並起動組適應處理。任意數量的交織編碼器可用在圖12或14所示的實例中。例如編碼器的數量可以是8或16。進一步，更有效的方法可用來在硬體中實現等式3的算法，其可利用移位器和/或加法器來代替乘法器或與乘法器一起使用。
儘管本發明的示範性實施例已經根據聲音，數據或視頻通信進行描述，應當理解的是本發明的示範性實施例也可用於任意適用的通信技術或其組合中。
儘管本發明的示範性實施例已經根據視頻重像和/或回音進行描述，應當理解的是本發明的示範性實施例如本領域技術人員所希望的用於減小任意形式的衰減和/或幹擾。
儘管本發明的示範性實施例已經根據無線數據機和/或電話進行描述，應當理解的是本發明的實施方式也可用於任意無線或地面通信系統中。
儘管本發明的示範性實施例已經根據格形碼或維特比解碼器進行描述，應當理解的是本領域普通技術人員可使用任意適用的解碼器。
儘管本發明的示範性實施例已經根據用於數字視頻廣播的8-VSB格形碼編碼系統進行描述，應當理解的是本發明的實施方式也可用於任意視頻，音頻和/或數據的適當的系統中。
儘管本發明的示範性實施例已經根據包括12個單元的均衡器進行描述，應當理解的是本領域技術人員可使用任意數量的單元。
如上所述，根據本發明的示範性實施例，使用與格形碼解碼器TCM組合的DFE來更新反饋濾波器係數的方法可減小DFE的不穩定性，這可能由於TCM解碼器誤差的傳播，可改進與格形碼解碼器TCM組合的DFE的性能，並且了加強例如HDTV8-VSB接收器的性能。
儘管本發明已參考示範性實施例來表示和描述，本領域技術人員應當理解的是在不脫離本發明的權利要求確定的思想和範圍的前提下，可對形式和細節方面進行不同的改變。
權利要求
1.一種均衡器，包括解碼器；以及第一濾波器，其包括多個濾波器更新器，用於接收來自解碼器的第一個值和多個判定，並且更新多個濾波器係數，多個濾波器更新器中的每個包括，第一乘法器，適於將解碼器的判定之一與第一個值相乘；第二乘法器，適於將濾波器係數之一與一個常數相乘；第一加法器，適於將第一乘法器的輸出和第二乘法器的輸出相加，並且更新濾波器係數。
2.如權利要求1所述的均衡器，其中解碼器是格形碼調製(TCM)解碼器。
3.如權利要求1所述的均衡器，進一步包括，第二加法器，適於從解碼器的判定之一中減去均衡器的輸出，並產生誤差信號；以及第三乘法器，適於將由第二加法器產生的誤差信號乘以一個參數，並產生第一個值。
4.如權利要求3所述的均衡器，其中的參數是一個步長參數。
5.如權利要求1所述的均衡器，其中第一濾波器，包括，第一組單元，用於接收自解碼器輸出的判定和第一乘法器的輸出；第二組單元，其中每個用來接收通過將解碼器的判定之一進行延遲而獲得的值；加法器，適於將來自第一組單元的多個輸出和第二組單元的多個輸出相加，其中第一和第二組單元中的每個包括適於更新濾波器係數的更新器，以及係數乘法器，適於將判定之一與濾波器係數之一相乘並產生一個結果。
6.如權利要求5所述的均衡器，其中多個更新器的每個根據下列等式更新濾波器係數，bi(k+1)=aibi(k)+ekd^k+i,]]>i＝1，2，...，LB其中αi是常數，其與對應於第i個追溯深度的判定的可靠性成比例，bi(k)是均衡器在第k次迭代時的第i個反饋係數，LB是濾波器係數的數量， 表示判定，μ是參數，ek是誤差信號。
7.如權利要求5所述的均衡器，進一步包括邏輯選擇器，用於計算一組常數，其滿足下列等式，αi＝(1＝+μE|ui2|)-1其中E|ui2|是多個判定誤差的變量。
8.如權利要求7所述的均衡器，其中判定誤差對應於第i個深度。
9.如權利要求7所述的均衡器，其中邏輯選擇器，包括在第一濾波器中。
10.如權利要求7所述的均衡器，其中邏輯選擇器進一步包括，多個平方器，適於將濾波器係數的值平方，多個第一乘法器，適於將平方後的濾波器係數乘以常數，第一加法器，適於將來自第一乘法器的多個輸出相加，累加器，適於將來自第一加法器的多個輸出累加；比較選擇器，適於將來自累加器的多個值與多個閾值相比較，並基於該比較選擇常數。
11.如權利要求8所述的均衡器，其中邏輯選擇器進一步包括，多個平方器，適於將濾波器係數的值平方，多個第一乘法器，適於將平方後的濾波器係數乘以常數，第一加法器，適於將來自第一乘法器的多個輸出相加，累加器，適於將來自第一加法器的多個輸出累加；比較選擇器，適於將來自累加器的多個值與多個閾值相比較，並基於該比較選擇常數。
12.如權利要求10所述的均衡器，其中的係數滿足一個不等式。
13.如權利要求5所述的均衡器，進一步包括第二濾波器，適於輸出信號到第四加法器。
14.如權利要求5所述的均衡器，其中的解碼器是維特比解碼器。
15.如權利要求3所述的均衡器，其中的解碼器具有N+1個追溯深度，濾波器，包括多個單元，以及加法器用來將來自單元的多個輸出相加，其中每個第N+1組的可靠度係數具有對應於第N個追溯深度的第N+1個值，以及每個對應於第N個追溯深度的判定輸入到第N+1組延遲線中，並且其中每個單元包括更新器和用於將每個判定乘以濾波器係數之一的係數乘法器，並產生一個結果。
16.如權利要求15所述的均衡器，其中多個更新器的每個根據下列等式更新濾波器係數，bi(k+1)=aibi(k)+ekd^k-i,]]>i＝1，2，...，LB其中αi可以是常數，其可以與相應於第i個追溯深度的判定的可靠性成比例；bi(k)可以是均衡器在第k次迭代時的第i個係數。LB可以是濾波器係數的數量， 可以是濾波器的判定，μ可以是參數，以及ek可以是誤差信號。
17.如權利要求15所述的均衡器，進一步包括邏輯選擇器，用於計算一組常數，其滿足下列等式，ai=(1+E|ui2|)-1(i=1,2,,LB)]]>E|ui2|是對應於第i個深度的判定誤差的變量。
18.如權利要求17所述的均衡器，其中的邏輯選擇器，包括在第一濾波器中。
19.如權利要求17所述的均衡器，其中的邏輯選擇器進一步包括，多個平方器，用於平方濾波器係數的值，多個第一乘法器，用於將平方後的濾波器係數乘以常數，第一加法器，用於將來自第一乘法器的多個輸出相加，累加器，用於將來自第一加法器的多個輸出累加；比較選擇器，用於將來自累加器的多個值與多個閾值相比較，並基於該比較選擇常數。
20.如權利要求18所述的均衡器，其中的邏輯選擇器進一步包括，多個平方器，用於平方濾波器係數的值，多個第一乘法器，用於將平方後的濾波器係數乘以常數，第一加法器，用於將來自第一乘法器的多個輸出相加，累加器，用於將來自第一加法器的多個輸出累加；比較選擇器，用於將來自累加器的多個值與多個閾值相比較，並基於該比較選擇常數。
21.如權利要求20所述的均衡器，其中的係數滿足一個不等式。
22.如權利要求15所述的均衡器，進一步包括第二濾波器，適於輸出信號到第四加法器。
23.如權利要求15所述的均衡器，其中的解碼器是維特比解碼器。
24.如權利要求15所述的均衡器，進一步包括停止-和-起動(SAG)單元，其接收判定，檢測不可靠的判定，並且產生啟用/禁止信號，使得SAG單元在判定不可靠時禁止自適應，在判定可靠時更新濾波器係數。
25.如權利要求24所述的均衡器，其中多個更新器的每個根據下列等式更新濾波器係數，bi(k+1)=aibi(k)+ekd^k+1,]]>i＝1，2，...，LB其中αi是常數，其與對應於第i個追溯深度的判定的可靠性成比例，bi(k)是均衡器在第k次迭代時的第i個反饋係數，LB是濾波器係數的數量， 表示判定，μ是參數，ek是誤差信號。
26.如權利要求24所述的均衡器，進一步包括邏輯選擇器用於計算一組常數，其滿足下列等式，αi＝(1＝+μE|ui2|)-1其中E|ui2|是多個判定誤差的變量。
27.如權利要求26所述的均衡器，其中邏輯選擇器，包括在第一濾波器中。
28.如權利要求26所述的均衡器，其中的邏輯選擇器進一步包括，多個平方器，用於平方濾波器係數的值，多個第一乘法器，用於將平方後的濾波器係數乘以常數，第一加法器，用於將來自第一乘法器的多個輸出相加，累加器，用於將來自第一加法器的多個輸出累加；比較選擇器，用於將來自累加器的多個值與多個閾值相比較，並基於該比較選擇常數。
29.如權利要求27所述的均衡器，其中的邏輯選擇器進一步包括，多個平方器，用於平方濾波器係數的值，多個第一乘法器，用於將平方後的濾波器係數乘以常數，第一加法器，用於將來自第一乘法器的多個輸出相加，累加器，用於將來自第一加法器的多個輸出累加，和比較選擇器，用於將來自累加器的多個值與多個閾值相比較，並基於該比較選擇常數。
30.如權利要求29所述的均衡器，其中的係數滿足一個不等式。
31.如權利要求24所述的均衡器，進一步包括第二濾波器，適於輸出信號到第四加法器。
32.如權利要求24所述的均衡器，其中解碼器是維特比解碼器。
33.一種用於更新濾波器係數的方法，該方法包括計算多個輸出誤差信號；將輸出誤差信號乘以一個參數來產生第一結果；通過將延遲解碼器判定乘以第一結果來獲得第一部分值；通過將一個常數乘以係數來獲得第二部分值；以及通過將第一部分值和第二部分值相加來獲得更新值。
34.如權利要求33所述的方法，其中對多個濾波器係數重複該方法。
35.如權利要求33所述的方法，進一步包括，確定對應於解碼器第i個追溯深度的判定的誤差的變量，將判定的誤差的變量乘以一個參數並產生第二結果，以及通過將第二結果和1相加來獲得常數，並對該結果求倒數。
36.如權利要求33所述的方法，進一步包括，將每個濾波器係數平方，將平方值乘以常數並產生多個第三結果，相加並累加多個第三結果，以及將累加值與閾值進行比較，並基於該比較選擇常數。
37.如權利要求36所述的方法，係數滿足一個不等式，其中i是第i個濾波器係數。
38.一種用於更新濾波器係數的濾波器，該濾波器，包括多個更新器，包括第一乘法器，第二乘法器和加法器；其中第一乘法器，適於將從解碼器輸出的判定乘以第一個值，第二乘法器，適於將濾波器係數乘以一個常數，以及第一加法器，適於將第一乘法器的輸出和第二乘法器的輸出相加，並更新濾波器係數。
39.一種更新濾波器係數的更新器，該更新器，包括第一乘法器，適於將判定乘以第一個值；第二乘法器，適於將濾波器係數乘以一個常數，以及第一加法器，適於將第一乘法器的輸出和第二乘法器的輸出相加，並更新濾波器係數。
40.一種邏輯選擇器，包括多個平方器，適於將濾波器係數的值平方，多個乘法器，適於把由多個平方器產生的多個平方後的濾波器係數相乘，加法器，適於將來自多個乘法器的多個輸出相加，累加器，適於將來自加法器的輸出累加；比較器，適於將從累加器輸出的多個值與至少一個閾值相比較，並基於該比較選擇至少一個常數。
41.一種更新濾波器係數的方法，該方法包括將判定乘以第一個值，並產生第一結果；將濾波器係數乘以一個常數，並產生第二結果；以及將第一結果和第二結果相加來更新濾波器係數。
42.一種選擇常數的方法，該方法包括將多個濾波器係數值平方；將多個平方後的濾波器係數值乘以多個常數；將多個相乘的值加在一起；將相加的值累加；以及將累加值與至少一個閾值相比較，並基於該比較選擇至少一個常數。
43.一種用於執行權利要求42所述方法的邏輯選擇器。
44.一種包括權利要求43所述邏輯選擇器的濾波器。
45.一種包括權利要求44所述濾波器的均衡器。
46.一種執行權利要求41所述方法的更新器。
47.一種包括權利要求46所述更新器的均衡器。
48.一種包括權利要求40所述邏輯選擇器的更新器。
49.一種包括權利要求48所述更新器的濾波器。
50.一種包括權利要求49所述濾波器的均衡器。
全文摘要
本發明的示範性實施例提供一種與解碼器相組合的均衡器以及一種更新濾波器係數的方法。該方法可以包括計算輸出誤差信號e
文檔編號H03K5/159GK1735082SQ20051006979
公開日2006年2月15日 申請日期2005年2月5日 優先權日2004年2月5日
發明者瑟蓋·齊得科夫 申請人:三星電子株式會社