頻譜幅度的雙子幀量化的製作方法

2023-08-11 00:39:31

專利名稱：：頻譜幅度的雙子幀量化的製作方法
技術領域：
：本發明涉及語音編碼與解碼。語音的編碼和解碼有大量的應用並有了廣泛的研究。通常，一種語音編碼，比如語音壓縮，尋求在沒有實際地降低語音質量和可懂性的前提下，能降低表達語音信號所需的數據率。語音壓縮技術可以用語音編碼器實現。語音編碼器一般包括編碼器和解碼器。編碼器由數位化的語音信號生成壓縮的位流，例如一個麥克風產生的模擬信號通過一個模/數變換器所生成的信號。解碼器將壓縮的位流轉換成語音的數字表達方式以適於通過數/模變換器和揚聲器將語音信號重現。在許多應用中，編碼器和解碼器是分開的，位流在二者之間的信道上傳輸。語音編碼器的一個關鍵參數是編碼器所達到的壓縮量，它可以用編碼器產生位流的位速率來衡量。編碼器的位速率一般是所需逼真度(即語音質量)和所用語音編碼器類型的函數。不同類型的編碼器被設計為在高速率(8kbs以上)，中速率(3～8kbs)和低速率(低於3kbs)下工作。近來，中速率和低速率的語音編碼器在大範圍的移動通信應用(例如蜂窩電話，衛星電話，地面移動無線電話，和飛行中的電話)中受到注意。這些應用典型地需要高質量語音和容忍由聲學噪聲和通道噪聲(如位錯誤)造成的影響。聲碼器是一種明顯極適合用於移動通信的語音編碼器。聲碼器將語音模擬成一個系統在短時間間隔內對一激勵的響應。聲碼器的實例包括線性預測聲碼器，同態聲碼器，通道聲碼器，正弦變換編碼器(「STC」)，多帶激勵(「MBE」)聲碼器，和改進多帶激勵(「IMBE」)聲碼器。在這些聲碼器中，語音被分為許多短段(典型值為10～40ms)，每段由一組模型參數來表徵。這些參數一般表達每個語音段的幾個基本單元，如段音調、聲音狀態和譜包絡。聲碼器可以用大量的已知方法之一來表達這些參數中的每一個。例如音調可以表達為音調周期、基音頻率、或長期預測延遲。類似地，聲音狀態可以表達為一個或多個濁音/清音判決，聲音概率度量、或周期性能量對隨機性能量的比值。頻譜包絡經常表達為全極點濾波器響應，也可以表達為一組頻譜幅度或其它頻譜度量值。既然允許用少量參數來表達一個語音段，那麼基於模型的語音編碼器，比如聲碼器，一般能夠在中到低的數據率下運行。然而，基於模型的系統的質量依賴於底層模型的精度。所以，如果要求這些語音編碼器得到高的語音質量的話就必須使用高逼真度的模型。由Griffin和Lim開發的多帶激勵語音模型展示給人們的性能是可提供高質量的語音並可在中到低的位速率上良好地工作。這一模型採用一個靈活的聲音結構，這一結構允許它產生聽起來更自然的語音，而且更能容忍聲學背景噪聲的出現。這些特性使得MBE語音模型被大量的商用移動通信所採用。MBE語音模型用一個基音頻率，一組二進位濁音/清音(V/UV)的度規(metric)和一組譜幅度來表達語音段。MBE模型對於較傳統模型的一個基本優勢是在語音表達上。MBE模型將傳統的每段單V/UV判決推廣為一組判決，每一判決代表一特定頻帶上的聲音狀態。語音模型中這種增加的靈活性使得MBE模型可以更好地適應混合聲音，比如一些摩擦音。另外，這種增加的靈活性使得被聲學背景噪聲所汙染的語音可以更精確地表達出來。廣泛的測試顯示了這種推廣提高了語音的質量和可懂性。基於MBE語音編碼器中的編碼器為每個語音段估計一組模型參數。MBE模型參數包括一個基音頻率(音調周期的倒數)、一組表徵聲音狀態的V/UV度規或判決、和一組表徵譜包絡的譜幅度。為每段估計了MBE模型參數後，編碼器對參數進行數位化以產生一數據位幀。在交錯處理並傳輸所生成位流到相應解碼器之前，編碼器可以用糾錯碼/檢錯碼選擇性地保護一些位。解碼器將收到的位流轉換回各個幀。作為此變換的一部分，解碼器可以進行解交錯處理和差錯控制解碼以檢錯和糾錯。然後，解碼器用位幀重構MBE模型參數，解碼器利用這些參數合成一語音信號，這一信號感覺上極象原語音信號。解碼器可以合成各個濁音和清音份，然後可以增加濁音和清音成份來產生最終的語音信號。在基於MBE的系統中，編碼器用譜幅度表徵所估計的基音頻率的每一諧波的譜包絡。典型地，根據包含相應諧波的頻帶是否已被定為濁音或清音，將每一諧波標識為濁音或清音。然後編碼器為每一諧波頻率估計一個譜幅度。當一諧波頻率已被定為濁音，編碼器可以使用幅度估計器，此估計器有別於一個諧波頻率已被定為清音時所用的幅度估計器。在解碼器一方，要識別濁音和清音的諧波，並且各個濁音和清音成份用不同的程序合成。清音成份可用加權重疊相加方法來合成，以濾除白噪聲信號。此濾波器設置為將定為濁音部分的頻率區域歸零，而將其它區域與被定為清音部分的譜幅度進行匹配。濁音成份用一個可調諧振蕩器組來合成，其中給每一個被標識為濁音的諧波分配一個振蕩器。對瞬時幅度、頻率和相位進行內插以與相鄰段的相應參數匹配。基於MBE的語音編碼器包括IMBETM語音編碼器和AMBE_語音編碼器。AMBE_語音編碼器是作為早期基於MBE技術的改進型而開發的。它包含一個估計激勵參數(基音頻率和V/UV判決)的更強方法，此方法可更好地跟蹤實際語音中出現的變化與噪聲。AMBE_語音編碼器採用了一個濾波器組和一個非線性方法來產生一組通道輸出，此濾波器組一般包括十六個通道。由通道輸出可以可靠地估計出激勵參數。結合併處理通道輸出來估計基音頻率，然後處理在幾個(如八個)聲音頻帶中每一頻帶的這些輸出，來估計每一濁音段的一個V/UV判決(或其它聲音度規)。AMBE_語音編碼器也可以不依賴於聲音判決來估計譜幅度。做這一步，語音編碼器要為每一加窗的語音子幀做快速付利葉變換(FFT)，然後在頻率值為估計的基音頻率的倍數的頻率範圍內平均能量。此方法可以進一步包括補償處理，以在估計的譜幅度中去掉由FFT採樣間隔所引入的人為因數。AMBE_語音編碼器也可包含一個相位合成成份，在沒有從編碼器到解碼器清晰地傳輸相位信息的情況下，再生成用於濁音語音合成中的相位信息。與1MBETM語音編碼器的情況相似，可以應用基於V/UV判決的隨機相位合成。另一方面，解碼器可以對重構的譜幅度進行一平滑核心操作(smoothingkernel)以產生相位信息，這樣產生的信號在感覺上比用隨機產生相位信息的方法產生的信號更接近於原語音。以上所提到的這些技術在以下的文獻中有所描述Flanagan，《語音分析，合成和識別》，Springer-Verlag，1972，378頁～386頁(描述一個基於頻率的語音分析-合成系統)；Jayant等，《波形的數字編碼》，Prentice-Hall，1984，(描述通常的語音編碼)；美國專利4,885,790號(描述一個正弦處理方法)；美國專利5,054,072號(描述一個正弦編碼方法)；Almeida等，「濁音語音的非定點模型」，IEEETASSP，Vol.ASSP-31，No.3，June1983，664-667頁，(描述諧波模型和相關的編碼器)；Almeida等，「可變-頻率合成一個改進的諧波編碼方案」，IEEEProc.ICASSP84，27.5.1-27.5.4頁(描述一個多項式的濁音合成方法)；Quatieri等，「基於正弦表示的語音變換」，IEEETASSP，Vol，ASSP34，No.6，Dec.1986，1449-1986頁(描述一個基於正弦表示的分析-合成技術)；McAulay等，「基於語音正弦表示的中速率編碼」，Proc.ICASSP85，945-948頁，Tampa，FL，March26-29，1985(描述一個正弦變換的語音編碼器)；Griffin，「多帶激勵聲碼器」，博士論文，M.I.T.，1987(描述多帶激勵(MBE)語音模型和一個8000bps的MBE語音編碼器)；Hardwick，「一個4.8kbps的多帶激勵語音編碼器」，碩士論文，M.I.T.，May1988(描述一個4800bps的多帶激勵語音編碼器)；電信工業聯合會(TIA)，「APCO方案25聲碼器描述」，Version1.3，July15，1993，IS102BABA(描述一個在APCO方案25標準下的7.2kbps的IMBETM語音編碼器)；美國專利5,081,681號(描述IMBETM隨機相位分析)；美國專利5,247,579號(描述一種減輕通道錯誤的方法和基於MBE語音編碼器的共振峰強化方法)；美國專利5,226,084號(描述基於MBE語音編碼器的量化和錯誤減輕方法)；美國專利5,517,511號(描述基於MBE語音編碼器的位優先級處理和FEC差錯控制方法)本發明的目的是提供一種用於衛星通信系統的新AMBE_語音編碼器，它可從經移動衛星信道傳輸的一個低數據率位流生成高質量的語音。這一語音編碼器同時具有低數據率，高聲音質量，和對背景噪聲和信道位錯誤的容忍力。本發明有希望提高在移動衛星通信的語音編碼方面的技術水平。新語音編碼器利用新的雙子幀譜幅度量化器實現高性能，其中的量化器統一地量化估計出的連續兩個子幀的譜幅度。此量化器達到的逼真度可與前面的現有技術系統相比擬，而它用於量化譜幅度參數的位數卻較少。AMBE_語音編碼器在以下文獻中有一般性描述美國專利申請No08/222,119，申請日為April4,1994，標題為「激勵參數的估計」；美國專利申請No.08/392,188，申請日為February22，1995，標題為「多帶激勵語音編碼器的譜表示」；和美國專利申請No.08/392,099，申請日為February22，1995，標題為「利用再生成相位信息的語音合成」，列出的這些文獻供參考。本發明的一個一般特徵是，一種將語音編碼為在衛星信道中傳輸的90毫秒位幀的方法。語音信號被數位化為一列數字語音樣本，數字語音樣本被分到標稱時間間隔為22.5毫秒的一列子幀中，同時為每一子幀估計出一組模型參數。一個子幀的模型參數包括一組表示子幀譜信息的譜幅度參數。在此子幀序列中的兩個連續子幀結合為一塊，一塊中兩子幀的譜幅度參數被統一地量化。統一量化包括用前一塊中的量化的譜幅度參數生成預測的譜幅度參數，計算作為該塊的譜幅度參數和預測譜幅度參數之差的餘量參數，將一塊中的兩子幀的餘量參數結合，並用矢量量化器將餘量參數量化為一組編碼的譜位。然後，將冗餘差錯控制位加到每一塊的編碼譜位上以防止該塊中的編碼譜位出現位錯誤。然後，兩個連續塊中的附加冗餘差錯控制位和編碼譜位被結合到一個用於在衛星信道中傳輸的90毫秒的位幀上。本發明的實施例可以包括如下的一個或多個特點。一塊中兩子幀的餘量參數的結合可包括將每一子幀的餘量參數分到各頻率塊中，對一個頻率塊中的餘量參數實施線性變換，以生成每一子幀的一組變換餘量係數，將全部頻率塊中的少數變換餘量係數集合成一個PRBA矢量，並且將每一頻率塊中剩下的變換餘量係數集合成本頻率塊的一個HOC矢量。對每個子幀的PRBA矢量實施變換可以產生PRBA變換矢量，並且可計算一塊的子幀中PRBA變換矢量的矢量和差，來結合變換PRBA矢量。相似地，也可計算每一頻率塊的矢量和差，來結合本頻率塊的兩子幀的兩個HOC矢量。譜幅度參數可以表示多帶激勵(「MBE」)語音模型中估計的對數譜幅度。譜幅度可從一個不依賴於聲音狀態計算的譜中估計出。預測的譜幅度參數可通過對前一塊最後一幀的量化譜幅度的線性內插施加小於一的增益來形成。每塊的差錯控制位可用包含Golay(格雷)碼和Hamming(漢明)碼的塊碼生成。例如這些碼可包含一個[24，12]擴展Golay碼，三個[23，12]Golay碼，和兩個[15，11]Hamming碼。對每個頻率塊，採用離散餘弦變換(DCT)後在兩個最低階的DCT係數上執行一線性2×2變換，可算出變換餘量係數。四個頻率塊可用於此計算，每一頻率塊的長度近似與子幀中的譜幅度參數的數目成正比。矢量量化器可包括一個對於PRBA矢量和採用8位加6位加7位的三分路矢量量化器，還包括一個對於PRBA矢量差採用8位加6位的兩分路相位量化器。位幀可包括表示由矢量量化器引入的變換餘量係數中錯誤的附加位。本發明的另一個一般特徵是，一種將語音編碼為一個在衛星信道中傳輸的90毫秒位幀的系統。該系統包括一個數位化器，將語音信號轉換成數字語音樣本序列；一個子幀發生器，將數字語音樣本分到子幀序列中，每個子幀包括許多數字語音樣本；一個模型參數估計器，估計每一子幀的包括一組譜幅度參數的一組模型參數；一個結合器，將子幀序列中的兩個連續子幀結合成一個塊；一個雙幀譜幅度量化器，統一地量化此塊中的兩個子幀的參數。統一量化包括如下過程由前一塊的量化譜幅度參數生成預測譜幅度參數，計算作為譜幅度參數和預測譜幅度參數之差的餘量參數，結合一塊中兩子幀的餘量參數，用矢量量化器將結合的餘量參數量化為一組編碼譜位。此系統也包括一個差錯碼編碼器，它將冗餘差錯控制位加到每一塊的編碼譜位，以保證一塊中至少一部分編碼譜位沒有位錯誤；還有一個結合器，它將兩個連續塊的附加冗餘差錯控制位和編碼譜位結合成一個用於在衛星信道中傳輸的90毫秒位幀。本發明的再一般特徵是，如上文所述，一種從編碼的90毫秒幀中解碼語音的方法。解碼過程包括將一個位幀分成兩個位塊，其中每一位塊代表兩個語音子幀。差錯控制解碼應用於每一位塊，採用本塊中的冗餘差錯控制位來生成至少部分地防止出現位錯誤的差錯解碼位，此位。差錯解碼位用來為一塊的兩子幀統一地重構譜幅度參數。統一重構包括用矢量量化器碼本重構一組結合餘量參數，由此可為兩子幀計算出各個餘量參數；從前一塊的重構譜幅度參數中生成預測譜幅度參數；並且將各個餘量參數加到預測譜幅度參數，來生成此塊中的每一子幀的重構譜幅度參數。然後用子幀的重構譜幅度參數為每一子幀合成數字語音樣本。本發明的又一般特徵是，一種從經衛星信道接收的90毫秒位幀中解碼語音的解碼器。解碼器包括一個分割器，把位幀分成兩個位塊。每一位塊代表兩個語音子幀。差錯控制解碼器用包含於位塊中的冗餘差錯控制位對每個位塊進行差錯解碼，以生成至少部分地防止出現位錯誤的差錯解碼位。雙幀譜幅度重構器為一塊中兩子幀統一地重構譜幅度參數，其中統一重構包括用矢量量化器碼本重構一組結合餘量參數，由此可為兩子幀計算出各個餘量參數；從前一塊的重構譜幅度參數中生成預測譜幅度參數；並且將各個餘量參數加到預測譜幅度參數，以生成此塊中每一幀的重構譜幅度參數。合成器用子幀的重構譜幅度參數為每一子幀合成數字語音樣本。本發明的其它特點及優勢可在下面的參考附圖的描述以及後附權利要求書中明顯地看出來。圖1是衛星系統簡化框圖。圖2是圖1所示系統的一個通信鏈路的框圖。圖3和圖4是圖1所示系統的編碼器和解碼器的框圖。圖5是圖3所示編碼器組件的總框圖。圖6是編碼器的聲音和單音檢測功能的流程圖。圖7是圖5所示編碼器的雙子幀幅度量化器的框圖。圖8是圖7所示的幅度量化器的平均矢量量化器的框圖。本發明的實施例在上下文中描述為一個新的AMBE語音編碼器，或聲碼器，用在IRIDIUM_移動衛星通信系統30上，如圖1所示。IRIDIUM_是一個全球移動衛星通信系統，它由66顆低地球軌道衛星40組成。IRIDIUM_通過手持或機載用戶終端(比如行動電話)45提供語音通信。參考圖2，信息傳輸頂點的用戶終端通過麥克風60和模數(A/D)變換器70以8kHz的頻率採樣語音50，完成語音50數位化工作，實現聲音通信。數位化的語音信號通過下文述及的語音編碼器80而得到處理。然後發送器90將信號送到通信鏈路上。在通信鏈路的另一端，接收器100把信號接收下來並送到解碼器110。解碼器把信號轉換為合成數字語音信號。然後，數模(D/A)變換器120將合成數字語音信號轉換為模擬語音信號，此信號由揚聲器130轉換為可聽的語音140。通信鏈路用脈衝傳輸時分復用(TDMA)傳送一個90ms的幀。支持兩種不同的聲音數據率3467bps的半速率模式(每90ms的幀312位)和6933bps的全速率模式(每90ms的幀624位)。每幀的位被分成語音編碼和前向糾錯(「FEC」)編碼以降低通過衛星信道時經常出現的位錯誤的概率。參考圖3，每個終端的語音編碼器包括一個編碼器80和一個解碼器110。編碼器包括三個主功能塊語音分析200、參數量化210、和錯誤糾正編碼220。相似地，如圖4所示，解碼器分成錯誤糾正解碼器230，參數重構240(比如逆量化)和語音合成250等功能塊。語音編碼器可在兩個不同的數據率下工作4933bps的全速率和2289bps的半速率。這些數據率代表聲音或源位而不計FEC位。FEC位使得全速率和半速率的聲碼器的數據率分別提高到6933bps和3467bps，如上所述。系統使用一個90ms的聲音幀的大小，此幀被分成四個22.5ms的子幀。語音分析與合成是基於子幀執行的，而量化和FEC編碼是基於包含兩個子幀的45ms的量化塊執行的。使用量化和FEC編碼的45ms塊導致半速率系統中每塊有103聲音位加53個FEC位，而全速率系統中每塊有222個聲音位加90個FEC位。另一方面，聲音位和FEC位的數目僅可在一個性能影響效果平緩的範圍內進行調整。半速率系統中，FEC位在76位到36位的範圍內作相應的調整時，就可實現聲音位80位到120位範圍內的調整。相似地，在全速率系統中，FEC位在132位到52位變化時，聲音位就可在180位到260位的範圍內調整。量化塊中的聲音位和FEC位結合而形成一個90ms的幀。編碼器80首先進行語音分析200。語音分析的第一步是每幀的濾波器組處理，緊接著是每幀的MBE模型參數的估計。此步包括用分析窗將輸入信號分成重疊的22.5ms的子幀。對於每一個22.5ms子幀，一個MBE子幀參數估計器估計出一組包括一個基音頻率(音調周期的倒數)、一組濁音/清音判斷(V/UV)和一組譜幅度的模型參數。這些參數用AMBE技術產生。AMBE_語音編碼器在以下文獻中有一般性描述美國專利申請No.08/222,119，申請日為April4，1994，標題為「激勵參數的估計」；美國專利申請No.08/392,188，申請日為February22，1995，標題為「多帶激勵語音編碼器的譜表示」；和美國專利申請No.08/392,099，申請日為February22，1995，標題為「用再生成相位信息合成語音」，列出的所有文獻供參考。另外，全速率聲碼器包括一個時間片ID，以幫助識別在接收器端無序到達的TDMA包，接收器可用這一信息在解碼之前將信息調整到正確的順序。全面描述了語音信號的語音參數被送到編碼器的量化器210塊，以作進一步的處理。參考圖5，只要為一幀中的兩個連續22.5ms子幀估計出子幀模型參數300和305，基音頻率和濁音量化器310就把為兩子幀估計出的基音頻率編碼為一個基音頻率位的序列，而且把濁音/清音(V/UV)判決(或其它聲音度規)編碼為聲音位序列。在所描述的實施例中，用十位來量化和編碼兩個基音頻率。典型地，基音頻率被基本估計限制在大約的範圍內，此處1.0為奈奎斯特頻率(8kHz)，並且基本量化器被限制在一個相似的範圍。既然一給定子幀的量化基音頻率的倒數一般與L成正比，L為此子幀的譜幅度數(L＝帶寬/基音頻率)，基音頻率的最高有效位(MSB)一般對位錯誤有敏感性，所以在FEC編碼中賦予高級優先級。上述實施例在半速率時用八位且在全速率時用十六位來對兩子幀的聲音信息編碼。聲音量化器利用分配的位在選定的八個聲音頻帶的各頻帶上編碼二進位聲音狀態(如1＝濁音，0＝清音)，此處聲音狀態由語音分析時估計的聲音度規確定。這些聲音位對位錯誤有中度的敏感性，所以在FEC編碼時就分配了中級優先級。在結合器330中，結合基音頻率位和聲音位與由雙子幀幅度量化器320來的量化譜幅度位，並且為45ms的塊執行前向糾錯(FEC)。然後，在結合器340中形成90ms的幀，它將兩個連續的45ms的量化塊結合成一個單獨幀350。編碼器含有一個自適應聲音活動檢測器(VAD)，它用程序600將每個22.5ms的子幀分類為聲音類、背景噪聲類、或單音類。如圖6所示，VAD算法用本地信息區別聲音子幀和背景噪聲(步驟605)。如果每一45ms塊的兩子幀被分為噪聲類(步驟610)，那麼編碼器將當前的背景噪聲量化成特定的噪聲塊(步驟615)。當組成一個90ms幀的兩個45ms塊同時被分成噪聲類時，系統可選擇不傳輸此幀到解碼器而且解碼器將用以前接收到的噪聲數據填補丟失的幀。這種語音活性傳輸技術用僅傳輸必要的聲音幀和個別的噪聲幀的方法，提高了系統的性能。本編碼器的特點也在於支持DTMF、呼叫進程(如撥號，佔線和回鈴)和單個單音的單音檢測和傳輸。編碼器檢查每個22.5ms子幀以確定當前子幀是否包括一個有效的單音信號。如果在45ms塊中的兩個子幀中的一個中檢測到單音(步驟620)，編碼器就量化在一個如表1所示的特定單音塊中檢測到的單音參數(幅度和指數)(步驟625)，並在將此塊傳輸到解碼器作後續分析之前進行FEC編碼。如果沒有檢測到單音，就對一個標準的聲音塊進行量化，如下所述(步驟630)。表1單音塊中位表示<聲碼器包含VAD和單音檢測以將每個45ms的塊分成以下幾類標準聲音塊，特定單音塊，或特定噪聲塊。當一個45ms塊沒有分類為特定單音塊，那麼組成該塊的子幀對的(由VAD確定的)聲音和噪聲信息被量化。將可用位(半速率為156，全速率為312)分配給模型參數和FEC編碼，如表2所示，此處時間片ID是一個特定的用於全速率接收機的參數，用它可以確定接收時次序混亂的幀的正確次序。恢復用於激勵參數(基音頻率和聲音度規)、FEC編碼和時間片ID的位後，在半速率系統中有85位提供給譜幅度，而在全速率系統中則有183位提供給譜幅度。為支持具有最小附加複雜度的全速率系統，全速率幅度量化器使用與半速率系統相同的量化器，再加上一個用標量量化來編碼未量化譜幅度和半速率量化器量化輸出之差的差錯量化器。表245ms聲音或噪聲塊的位分配雙子幀量化器用來量化譜幅度。此量化器結合了對數壓縮擴展、譜估計、離散餘弦變換(DCT)及矢量和標量量化方法。以每位的逼真度來衡量，它效率高且複雜度適當。此量化器可以看作一個兩維的預測變換編碼器。圖7示例了雙子幀幅度量化器，它接收自兩連續22.5ms子幀的MBE參數估計器來的輸入1a和1b。輸入1a代表奇數22.5ms子幀的譜幅度並給定一個標號1。子幀號1的幅度數標為L1。輸入1b代表偶數22.5ms子幀的譜幅度並給定一個標號0。子幀號0的幅度數標為L0。輸入1a通過一個對數壓縮擴展器2a，對包含在輸入1a的L1個幅度中每一個作以2為底的對數運算，同時以下列方式產生有L1單元的另一個矢量y[i]＝log2(x[i])(i＝1，2，…，L1)此處，y[i]表示信號3a。擴展器2b對包含在輸入1b的L0個幅度中的每一個作以2為底的對數運算，並以相似的方式產生有L1單元的另一個矢量y[i]＝log2(x[i])(i＝1，2，…，L0)此處y[i]表示輸入信號3b。在壓縮擴展器2a和2b之後，均值計算器4a和4b計算每一子幀的均值5a與5b。均值，或增益值，代表子幀的平均語音電平。在每幀中，通過計算兩個子幀每一個的對數譜幅度的均值並在這一子幀中加上依賴於諧波數目的偏移量來確定二增益值5a，5b。對數譜幅度3a的均值計算方法為y=1L1i=1L1x[i]+0.5log2(L1)]]>此處的輸出y代表均值信號5a。對數譜幅度3b的均值4b計算方法相似，為y=1L0i=1L0x[i]+0.5log2(L0)]]>此處的輸出y代表均值信號5b。均值信號5a和5b由一個量化器6來量化，圖8示例了此量化器，圖中均值信號5a和5b被分別稱作均值1和均值2。首先，平均器810平均這兩個均值信號。平均器的輸出為0.5×(均值1+均值2)。然後，平均值由一個五位的均勻標量量化器820量化。量化器820的輸出形成量化器6的輸出的首先五位。然後，量化器的輸出位被五位逆均勻標量量化器830作逆量化。減法器835在輸入值均值1和均值2中減去逆量化器830的輸出，以產生給五位矢量量化器840的輸入。這兩個輸入就構成了一個要量化的二維矢量(z1和z2)。此矢量與附錄A(增益VQ碼本(5位))的表中每一個二維矢量(由x1(n)和x2(n)組成)相比較。可用平方距離e對二者進行比較，如下式e(n)＝[x1(n)-z1]2+[x2(n)-z2]2，(n＝0，1，…，31)附錄A中使平方距離e最小的矢量選出來產生塊6輸出的最後五位。矢量量化器840的輸出的五位與五位均勻標量量化器的五位輸出通過結合器850結合起來。結合器850輸出為10位，它構成塊6的輸出，此輸出用作圖7中結合器22的一個輸入，其標號為21c。進一步參考量化器的主信號通路，對數壓縮擴展的輸入信號3a和3b通過結合器7a和7b減去由量化器的反饋部分而來的預測器的值33a和33b，生成一個D1(1)信號8a和一個D1(0)信號8b。下一步，利用附錄O的查找表，將信號8a和8b分到四個頻率塊中。根據被分子幀的幅度總數，此表提供分配給四個頻率塊中每一個的幅度數。因為任一子幀的幅度總數在最小值9和最大值56之間變化，所以此表包含了相同範圍的值。將每個頻率塊的長度調節到互相的比例為0.2∶0.225∶0.275∶0.3，同時使長度和等於當前子幀的譜幅度數。然後，每一頻率塊經過一個離散餘弦變換器(DCT)9a或9b以高效地對每一頻率塊中的數據解相關。每一頻率塊中的頭兩個DCT係數10a或10b被分出，並通過一個2×2的旋轉運算12a或12b以生成變換係數13a或13b。然後，對變換係數13a和13b執行一個八點DCT14a或14b，以產生一個PRBA矢量15a或15b。每一頻率塊的剩餘DCT係數11a和11b形成一組四個變長度高階係數(HOC)矢量。如上所述，頻率分割後，每塊經離散餘弦變換器9a和9b處理。DCT塊使用的輸入項數量W、和每一項的值x(0)，x(1)，…，x(W-1)，如下式y(k)=1Wi=0W-1x(i)cos(2i+1)k2W-----0k(W-1)]]>y(0)和y(1)的值(由10a確定)與其它的輸出y(2)到y(W-1)(由11a確定)是分開的。然後，利用一個旋轉算法作一個2×2的旋轉運算12a和12b以將二單元的輸入矢量10a和10b(x(0)，x(1))轉換成二單元的輸出矢量13a和13b(y(0)，y(1))，如下式y(0)＝x(0)+sqrt(2)×x(1)，與y(1)＝x(0)-sqrt(2)×x(1)然後，根據下式對由13a和13b來的四個二單元矢量，作一個八點(x(0)，x(1)，…，x(7))的DCTy(k)=18i=07x(i)cos(2i+1)k16---0k7]]>輸出y(k)是一個八單元的PRBA矢量15a和15b。只要單個子幀幅度的預測和DCT變換完成了，兩個PRBA矢量就被量化。首先用和差轉換16把兩個八單元矢量結合成一個和矢量和一個差矢量。具體是，和/差操作16是在兩個八單元PRBA矢量15a和15b上執行，產生一個16單元矢量17，其中，15a和15b分別由x和y來代表，17由z來代表，如下式z(i)＝x(i)+y(i)，和z(8+i)＝x(i)-y(i)，i＝0，1，…，7。然後，這些矢量用一個分散矢量量化器20a進行量化，這裡，和矢量的單元1-2、3-4，5-7分別用8位，6位和7位，而差矢量中的單元1-3和4-7分別用8位和6位。因為每一矢量的單元0在功能上等效於分別量化所得的增益值，所以它被忽略掉。PRBA分散矢量量化器20a量化PRBA和差矢量17，產生一個量化矢量21a。二單元z(1)和z(2)構成一個待量化的二維矢量。此矢量與(由附錄B的表(「PRBA和[1，2]VQ碼本(8位)」)中x1(n)和x2(n)組成的)每個二維矢量比較。可用平方距離e進行比較，如下式e(n)＝[x1(n)-z(1)]2+[x2(n)-z(2)]2，n＝0，1，…，255。在附錄B中選出使平方距離e最小的矢量，以產生輸出矢量21a的首先8位。下一步，二單元z(3)和z(4)構成一個二維矢量進行量化。此矢量與(由附錄C的表(「PRBA和[3，4]VQ碼本(6位)」)中x1(n)和x2(n)組成的)每一個二維矢量比較。用平方距離e進行比較，如下式e(n)＝[x1(n)-z(3)]2+[x2(n)-z(4)]2，n＝0，1，…，63。在附錄C中選出使平方距離e最小的矢量，以產生輸出矢量21a的跟著的6位。下一步，三單元z(5)，z(6)和z(7)構成一個三維矢量作量化。此矢量與(由附錄D的表(「PRBA和[5，7]VQ碼本(7位)」)中x1(n)，x2(n)和x3(n)組成的)每個三維矢量比較。可用平方距離e進行比較，如下式e(n)＝[x1(n)-z(5)]2+[x2(n)-z(6)]2+[x3(n)-z(7)]2，n＝0，1，…，127。在附錄D中選出使平方距離e最小的矢量，以產生輸出矢量21a的跟著的7位。下一步，三單元z(9)，z(10)和z(11)構成一個三維矢量作量化。此矢量與(由附錄E的表(「PRBA差[1，3]VQ碼本(8位)」)中x1(n)，x2(n)和x3(n)組成的)每個三維矢量比較。可用平方距離e進行比較，如下式e(n)＝[x1(n)-z(9)]2+[x2(n)-z(10)]2+[x3(n)-z(11)]2，n＝0，1，…，255。在附錄E中選出使平方距離e最小的矢量，以產生輸出矢量21a的跟著的8位。最後，四單元z(12)，z(13)，z(14)和z(15)構成一個四維矢量作量化。此矢量與(由附錄F的表(「PRBA差[4，7]VQ碼本(6位)」)中x1(n)，x2(n)，x3(n)和x4(n)組成的)每個四維矢量比較。可用平方距離e進行比較，如下式e(n)＝[x1(n)-z(12)]2+[x2(n)-z(13)]2+[x3(n)-z(14)]2+[x4(n)-z(15)]2，n＝0，1，…，63。在附錄F中選出使平方距離e最小的矢量，以產生輸出矢量21a的最後6位。HOC矢量的量化與PRBA矢量相似。首先，對應於四個頻率塊中的每一個，相應兩子幀中的HOC矢量對用一個和-差變換18結合起來，其中，和-差變換18為每個頻率塊產生一個和-差矢量19。分別對每一個頻率塊在兩個HOC矢量11a和11b上執行和/差操作，產生一個矢量zmJ＝max(Bm0，Bm1)-2K＝min(Bm0，Bm1)-2zm(i)＝0.5[x(i)+y(i)]1≤i≤K如果L0＞L1，zm(i)＝y(i)否則zm(i)＝x(i)，K＜i≤Jzm(J+i)＝0.5[x(i)-y(i)]0≤i≤K此處，Bm0和Bm1分別是子幀零和子幀一的第m個頻率塊的長度，如附錄O所列出，為每個頻率塊確定z(即m等於0到3)。為所有的四個頻率塊(m等於0到3)結合J+K個單元的和差矢量zm，以形成HOC的和/差矢量19。由於每個HOC矢量的大小不同，所以和差矢量也具有變化的而且可能是不同的長度。在矢量量化步驟中通過忽略每個矢量的前四個單元之外的單元來處理這一問題。剩餘的單元作矢量量化，和矢量用七位，差矢量用三位。矢量量化執行後，對量化後的和差矢量進行原始和-差變換的逆變換。由於對全部四個頻率塊應用了此過程，所以總共四十位(4×(7+3))用來對兩子幀對應的HOC矢量作矢量量化。HOC分散矢量量化器20b分別在全部四個頻率塊上量化HOC和差矢量19。首先，代表第m個頻率塊的矢量zm分別與附錄中相應和差碼本的每個備選矢量相比較。一個碼本按它所對應的頻率塊標識，並標識出它是一個和碼還是一個差碼。那麼，附錄G的「HOC和0VQ碼本(7位)」代表頻率塊0的和碼本。其它的碼本是附錄H(「HOC差0VQ碼本(3位)」)，附錄I(「HOC和1VQ碼本(7位)」)，附錄J(「HOC差1VQ碼本(3位)」)，附錄K(「HOC和2VQ碼本(7位)」)，附錄L(「HOC差2VQ碼本(3位)」)，附錄M(「HOC和2VQ碼本(7位)」)，附錄N(「HOC差3VQ碼本(3位)」)。每個頻率塊的矢量zm與相應和碼本的每個備選矢量的比較用平方距離表示，其中，對每個備選和矢量(由x1(n)，x2(n)，x3(n)和x4(n)組成)用e1n計算，如下式e1n=i=1min(J,4)[z(i)-xi(n)]2----0n128,]]>對每個備選差矢量(由x1(n)，x2(n)，x3(n)和x4(n)組成)用e2m計算，如下式e2m=i=1min(K,4)[z(J+i)-xi(m)]2---0m8,]]>此處，按前文所述計算J和K。相應和記錄碼本中能使平方距離e1n最小的一個備選和矢量的指數n用七位表示。而能使平方距離e2m最小的一個備選差矢量的指數m用三位表示。在全部四個頻率塊中結合這十位，形成40個HOC的輸出位21b。塊22多路複合量化的PRBA矢量21a、量化均值21b、和量化均值21c，以生成輸出位23。這些位23是雙子幀幅度量化器的最終輸出位，同時提供給量化器的反饋部份。雙子幀量化器的反饋部份塊24代表圖中標為Q的大框中執行功能的逆功能。塊24根據量化位23產生D1(1)和D1(0)(8a和8b)的估計值25a和25b。在標為Q的大框中沒有量化錯誤的前提下，這些估計將等於D1(1)和D1(0)。塊26將一個等於0.8×P1(1)的標量預測值33a加到D1(1)25a的估計值，以產生一個估計值M1(1)27。塊28將估計值M1(1)27延時一幀(40ms)，以產生估計值M1(-1)29。然後，預測器塊30內插並再採樣估計的幅度，生成L1個估計幅度，之後從L1個估計幅度中的每個減去估計幅度的均值以生成P1(1)輸出31a。接著，對輸入的估計幅度內插和再採樣來產生L0個估計幅度，從L0個估計幅度中的每個減去估計幅度的均值以生成P1(0)輸出31b。塊32a對每一個P1(1)31a中的幅度乘以0.8，以生成輸出矢量33a，此矢量用於反饋單元結合器塊7a中。同樣地，塊32b對每一個P1(0)31b中的幅度乘以0.8以生成輸出矢量33b，此矢量用於反饋單元結合器塊7b中。這一處理過程的輸出是量化幅度輸出矢量23，然後，此輸出與如上文所述的其它兩個子幀的輸出矢量結合起來。只要編碼器為每個45ms塊量化了模型參數，量化的位就要在傳輸之前被賦予優先級，作FEC編碼，並作交錯處理。首先，根據量化位對位錯誤的估計敏感度的次序賦予其優先級。實驗顯示PRBA和HOC的和矢量一般要比相應的差矢量對位錯誤更敏感。而且，PRBA和矢量一般比HOC和矢量更敏感。在一個優先級方案中利用了這些相關的敏感度。通常地，給平均基音頻率和平均增益位分配最高的優先級，其次為PRBA和位和HOC和位，再次為PRBA差位和HOC差位，最後為剩下的一些位。然後，利用[24，12]擴展Golay碼、[23，12]Golay碼和[15，11]Hamming碼的混合碼，給較敏感的位加上較高冗餘度，而給較不敏感的位加上較低冗餘度或不加冗餘度。半速率系統採用一個[24，12]Golay碼，後有三個[23，12]Golay碼，再後是兩個[15，11]Hamming碼，剩下的33位不受保護。全速率系統採用兩個[24，12]Golay碼，後有六個[23，12]Golay碼，剩下的126位不支持。這種分配的設計是為了高效地使用對FEC可用的有限的位數。最後一步是在每個45ms塊中交錯處理FEC編碼位，以分散短突發錯誤的影響。然後，兩個連續45ms塊的交錯位被結合到一個形成編碼器輸出位流的90ms幀中。編碼位流信號在信道中傳送並接收後，設計相應的解碼器來從編碼的位流中再現高質量的語音。解碼器首先將每個90ms的幀分為兩個45ms的量化塊。之後，解碼器對每一塊進行解交錯，並進行糾錯解碼，以糾正和/或檢測某些可能的位錯誤模式。為得到通過移動衛星信道的足夠的性能，所有糾錯碼一般被解碼到其最高的糾錯能力。下一步，解碼器用FEC解碼位為此塊再組合量化位，從這些位中重構代表此塊的兩子幀的模型參數。AMBE_解碼器用重構對數譜幅度合成一組相位，聲音合成器用這些相位生成感覺自然的語音。使用合成相位信息大大地降低了與在編碼器與解碼器之間直接傳送此信息或等效物的系統有關的數據傳輸速率。然後，解碼器對重構的譜幅度採用譜加強措施，以提高語音信號的感覺質量。如果本地估計的通道參數指示可能有不可糾正的位錯誤存在，則解碼器進一步檢測位錯誤並平滑重構參數。加強及平滑的模型參數(基音頻率，V/UV判決，譜幅度和合成相位)用於語音合成。重構參數形成解碼器的語音合成器算法的輸入，此算法將順序的模型參數幀內插成平滑的22.5ms的語音段。合成算法用一組諧波振蕩器(或一個高頻率的FFT等效器)合成濁音語音。它被加到一個加權的疊加算法的輸出以合成清音語音。這些總和形成合成語音信號，輸出到一個D/A變換器，再到揚聲器上重放。然而，此合成語音信號可能在逐個採樣點的意義上與原始信號並不接近，但是一個人聽上去感覺是相同的。其它的實施例也包含在權利要求書的範圍之內。附錄A增益VQ碼本(5位)值表附錄BPRBA和[1，2]VQ碼本(8位)值表附錄CPRBA和[3，4]VQ碼本(6位)值表附錄DPRBA和[5，7]VQ碼本(7位)值表附錄EPRBA差[1，3]VQ碼本(8位)值表附錄FPRBA差[4，7]VQ碼本(6位)值表附錄GHOC和OVQ碼本(7位)值表>附錄HHOC差0VQ碼本(3位)值表附錄IHOC和IVQ碼本(7位)值表>附錄JHOC差1VQ碼本(3位)值表附錄KHOC和2VQ碼本(7位)值表附錄LHOC差2VQ碼本(3位)值表附錄LHOC差2VQ碼本(3位)值表附錄NHOC差3VQ碼本(3位)值表附錄NHOC差3VQ碼本(3位)值表權利要求1.一種將語音編碼為經衛星信道傳輸的90毫秒位幀的方法，此方法包括如下步驟將一個語音信號數位化為一列數字語音樣本；將數字語音樣本分到一列子幀中，每一子幀包含許多個數字語音樣本；為每一子幀估計一組模型參數，其中模型參數包含一組代表此子幀譜信息的譜幅度參數；將該子幀序列中的兩個連續子幀結合為一個塊；統一地量化一塊中的兩子幀的譜幅度參數，其中統一量化包括從前一塊的量化譜幅度參數中形成預測譜幅度參數，計算作為譜幅度參數和預測譜幅度參數之差的餘量參數，結合一塊兩子幀中的餘量參數，並用許多矢量量化器將結合的餘量參數量化為一組編碼的譜位；給每塊的編碼譜位增加冗餘差錯控制位，以防止該塊中的至少部分編碼譜位出現位錯誤；和將兩個連續塊中的增加的冗餘差錯控制位和編碼譜位結合為一個經衛星信道傳輸的90毫秒位幀。2.如權利要求1所述的方法，其中一塊中兩子幀的餘量參數的結合進一步包括將每個子幀中的餘量參數分到許多頻率塊中對每個頻率塊中的餘量參數執行一個線性變換，以生成每一子幀的一組變換餘量係數；將所有頻率塊中的少數變換餘量係數組合成一個PRBA矢量，並將每一頻率塊中的剩下的變換餘量係數組合成一個該頻率塊的HOC矢量；變換PRBA矢量以生成一個變換PRBA矢量，並計算矢量的和差以結合兩子幀中的兩個變換PRBA矢量；和計算每一頻率塊的矢量和差，以結合此頻率塊的兩子幀的兩個HOC矢量。3.如權利要求1或2所述的方法，其中譜幅度參數代表一個多帶激勵(MBE)語音模型估計的對數譜幅度。4.如權利要求3所述的方法，其中譜幅度參數是從不依賴於聲音狀態所計算的譜中估計出來的。5.如權利要求1或2所述的方法，其中預測譜幅度參數是將小於一的增益施加到對前一塊的最後子幀的量化譜幅度進行的線性插值而形成的。6.如權利要求1或2所述的方法，其中每塊的冗餘差錯控制位由包括Golay碼和Hamming碼的許多塊碼形成。7.如權利要求6所述的方法，其中那些塊碼包括一個[24，12]擴展Golay碼，三個[23，12]Golay碼，和兩個[15，11]Hamming碼。8.如權利要求2所述的方法，其中每個頻率塊的變換餘量係數是用離散餘弦變換(DCT)之後跟一個在兩個最低階DCT係數上進行線性2乘2變換而計算出的。9.如權利要求8所述的方法，其中使用四個頻率塊，並且每個頻率塊的長度近似與該子幀中譜幅度參數的數目成正比。10.如權利要求2所述的方法，其中那些矢量量化器包括一個三分路矢量量化器，它對於PRBA矢量和使用8位加6位加7位；和一個兩分路矢量量化器，它對於PRBA矢量差使用8位加6位。11.如權利要求10所述的方法，其中位幀包括附加位，它代表由矢量量化器引入的變換餘量係數中的錯誤。12.如權利要求1或2所述的方法，其中子幀序列標稱發生間隔為每個子幀22.5毫秒。13.如權利要求12所述的方法，其中位幀在半速率模式中由312位組成，在全速率模式中由624位組成。14.一種從經衛星信道接收到的90毫秒位幀中解碼出語音的方法，此方法包括以下步驟將位幀分成兩個位塊，其中每一位塊代表兩個語音子幀；使用每塊中的冗餘差錯控制位對每一位塊實施差錯控制解碼，以生成至少部分地防止出現位錯誤的差錯解碼位；利用差錯解碼位統一地重構一塊中兩子幀的譜幅度參數，其中的統一重構包括使用許多矢量量化器碼本重構一組結合餘量參數並由此計算兩子幀的各個餘量參數，從前一塊的重構的譜幅度參數中形成預測譜幅度參數，並在預測譜幅度參數中加上各個餘量參數，以形成此塊中每個子幀的重構譜幅度參數；和用每個子幀的重構譜幅度參數合成此子幀的許多數字語音樣本。15.如權利要求14所述的方法，其中從一塊的結合餘量參數計算兩子幀的各個餘量參數還包含步驟將此塊的結合餘量參數分到一些頻率塊中；形成該塊的變換PRBA和差矢量；從結合餘量參數形成每個頻率塊的HOC和差矢量；對變換PRBA和差矢量進行逆和差運算及逆變換，以形成兩子幀的PRBA矢量；和對HOC和差矢量進行逆和差運算，以形成每個頻率塊的兩子幀的HOC矢量；和結合每一子幀的每一頻率塊的PRBA矢量和HOC矢量以形成此塊中的兩子幀的各個餘量參數。16.如權利要求14或15所述的方法，其中重構譜幅度參數代表一個多帶激勵(MBE)語音模型的對數譜幅度。17.如權利要求14或15所述的方法，還包含一個解碼器，它利用重構的譜幅度參數合成一組相位參數。18.如權利要求14或15所述的方法，其中預測譜幅度參數是將小於一的增益施加到對前一塊的最後子幀的量化譜幅度進行的線性插值而形成的。19.如權利要求14或15所述的方法，其中每塊的差錯控制位是由包括Golay碼和Hamming碼的一些塊碼形成的。20.如權利要求19所述的方法，其中那些塊碼包括一個[24，12]擴展Golay碼，三個[23，12]Golay碼，和兩個[15，11]Hamming碼。21.如權利要求15所述的方法，其中每個頻率塊的變換餘量係數是用離散餘弦變換(DCT)之後跟一個在兩個最低階DCT係數上的線性2乘2變換而計算出的。22.如權利要求21所述的方法，其中使用四個頻率塊，並且每個頻率塊的長度近似與該子幀中譜幅度參數的數目成正比。23.如權利要求15所述的方法，其中那些矢量量化器碼本包括一個三分路矢量量化器碼本，它對於PRBA和矢量使用8位加6位加7位；和一個兩分路矢量量化器碼本，它對於PRBA差矢量使用8位加6位。24.如權利要求23所述的方法，其中位幀包括附加的位，它代表由矢量量化器碼本引入的變換餘量係數中的錯誤。25.如權利要求14或15所述的方法，其中子幀的標稱持續時間為22.5毫秒。26.如權利要求25所述的方法，其中位幀在半速率模式中由312位組成，在全速率模式中由624位組成。27.一個將語音編碼為在衛星信道中傳輸的90毫秒位幀的編碼器，包括一個數位化器，設置為將一個語音信號轉換成一列數字語音樣本；一個子幀發生器，設置為將數字語音樣本分到一列子幀中，每個子幀包括多個數字語音樣本；一個模型參數估計器，設置為估計每個子幀的一組模型參數，其中，模型參數包含一組代表本子幀的譜信息的譜幅度參數；一個結合器，設置為將該子幀序列中的兩個連續子幀結合成一塊；一個雙幀譜幅度量化器，設置為統一量化此塊的兩子幀的參數，其中，統一量化包括從前一塊的量化譜幅度參數中形成預測譜幅度參數，計算作為譜幅度參數和預測譜幅度參數之差的餘量參數，結合一塊的兩子幀的餘量參數，並用許多矢量量化器將結合的餘量參數量化為一組編碼的譜位；一個差錯碼編碼器，設置為在每一塊的編碼譜位中增加差錯控制位以防止此塊中的至少部分編碼譜位出現位錯誤；和一個結合器，設置為將兩個連續塊中的增加的冗餘差錯控制位和編碼譜位結合成一個經衛星信道傳輸的90毫秒位幀。28.如權利要求27所述的編碼器，其中雙幀譜幅度量化器設置為用如下方法結合此塊中兩子幀的餘量參數將每一子幀的餘量參數分到一些頻率塊中；對每個頻率塊中的餘量參數實施一個線性變換，以生成每個子幀的一組變換餘量係數；將所有頻率塊中的少數變換餘量係數組合成一個PRBA矢量，並將每一頻率塊中的剩下的變換餘量係數組合成一個該頻率塊的HOC矢量；變換PRBA矢量以生成一個變換PRBA矢量，並計算矢量的和差以結合兩子幀中的兩個變換PRBA矢量；和計算每一頻率塊的矢量和差以結合此頻率塊的兩子幀的兩個HOC矢量。29.一個從經衛星信道接收到的90毫秒位幀中解碼語音的解碼器，包括一個分割器，設置為將位幀分成兩個位塊，其中每一位塊代表兩個語音子幀；一個差錯控制解碼器，設置為使用包含於此塊中的冗餘差錯控制位對每一位塊實施差錯控制解碼，以生成至少部分地防止出現位錯誤的差錯解碼位；一個雙幀譜幅度重構器，設置為統一重構一塊中兩子幀的譜幅度參數，其中統一重構包括使用許多矢量量化器碼本重構一組結合餘量參數，並由此計算兩子幀的各個餘量參數，從前一塊的重構的譜幅度參數中形成預測譜幅度參數，並在預測譜幅度參數中加上各個餘量參數，以形成此塊中每個子幀的重構譜幅度參數；和一個合成器，設置為利用每個子幀的重構譜幅度參數合成此子幀的多個數字語音樣本。30.如權利要求29所述的解碼器，其中雙幀譜幅度量化器設置為通過如下步驟來從一塊的結合餘量參數中計算兩子幀的各個餘量參數將此塊的結合餘量參數分到一些頻率塊中；形成此塊的變換PRBA和差矢量；從結合餘量參數中形成每個頻率塊的一個HOC和差矢量；對變換PRBA和差矢量進行逆和差運算及逆變換，以生成兩子幀的PRBA矢量；和對HOC和差矢量進行逆和差運算，以生成每個頻率塊的兩子幀的HOC矢量；和結合每個子幀的每個頻率塊的PRBA矢量和HOC矢量，以生成此塊的兩子幀的各個餘量參數。全文摘要一種將語音編碼成經衛星信道傳輸的90毫秒位幀的方法及聲碼器。將語音信號量化後的數字樣本分到各子幀中並估計每一子幀的譜幅度參數。將子幀序列中兩個連續子幀結合成一塊並統一量化它們的譜幅度參數。統一量化結合一塊兩子幀中作為譜幅度參數和預測譜幅度參數之差的餘量參數,矢量量化器將其量化為一組編碼譜位。將冗餘差錯控制位加到每塊的編碼譜位上以防止其出現位錯誤,並將兩連續塊中這些數據位結合到90毫秒位幀中。文檔編號H03M7/30GK1193786SQ9810555公開日1998年9月23日申請日期1998年3月13日優先權日1997年3月14日發明者約翰·C·哈德維克申請人:數字語音系統公司