基於串並聯結構模塊化的地鐵能量回饋裝置閉環控制裝置的製作方法
2023-08-06 01:55:11
本發明涉及一種串、並聯結構的模塊化地鐵能量回饋裝置的閉環控制方法及其裝置。
背景技術：
隨著城市規模的飛速擴大，現有的地面交通系統已經越來越不能滿足城市生活的交通需求，要實現高效、有序、省時的交通效果，地下交通的建設在近幾年顯得越發的重要，任何一個大型城市，其地鐵系統的覆蓋範圍均佔城市面積的三分之一以上。
在運行過程中，由於地鐵運行速度快，且站點設置較多，因此，相鄰兩站之間的通行時間一般控制在兩分鐘到三分鐘之間，這就導致了地鐵需要頻繁起動和制動，在制動過程中，會產生巨大的制動能量，如果浪費不用，在現如今全球能源緊張的情況下，不得不說非常奢侈，也十分可惜，因此，對地鐵製動能量進行回收利用已成為現有地下交通縮減運營成本、節約運行能源的重要課題。
隨著電力電子技術的發展，能量回饋裝置逐漸在地鐵裡得到了應用。能量回饋裝置的基本原理是將電機發出的直流電能逆變成交流電回饋到電網，這樣電能就得到了再生利用，有效地提高了能源的利用效率。
國內若干高校和企業對地鐵能量回饋裝置進行了有益的研究和探索：北京交通大學和北京千駟馭電氣有限公司的專利《一種具有無功補償功能的能饋式牽引供電裝置及控制方法》(申請號：201010601917.9)、亞派科技股份有限公司的專利《一種地鐵能量回饋裝置》(專利號：ZL 2015 2 0606199.2)兩篇專利比較具有代表性。但這兩種方案都沒有實現模塊化設計，不能靈活覆蓋不同電流等級需求，沒有冗餘運行能力，存在可靠性隱患。
上述兩種方案都不能靈活滿足各種功率等級需求，且沒有冗餘運行能力，存在可靠性隱患。
技術實現要素：
1、所要解決的技術問題：
本發明要解決的技術問題提供一種是串、並聯結構的模塊化地鐵能量回饋的閉環控制裝置及方法，達到穩定直流觸網電壓的目的。
2、技術方案：
本發明提供的電路是一種基於串並聯結構模塊化的地鐵能量回饋裝置閉環控制裝置和方法。所述基於串並聯結構模塊化的地鐵能量回饋裝置如圖1所示，包括兩組串聯的逆變模塊組，所述逆變模塊組內包括至少一個逆變模塊，所述逆變模塊組內的多個逆變模塊在交直流側並聯。在逆變模塊組內並聯逆變模塊的數目由具體實際情況的電流決定。這樣就可以滿足 不同的功率需求。
本發明提供的電路是一種基於串並聯結構模塊化的地鐵能量回饋裝置閉環控制裝置包括：主控制器和底層控制器。主控制器：與各逆變模塊內部設置的底層控制器相互連接，接收的信息包括各個逆變模塊工作狀態，其作用為：輸出控制量，接收各個逆變模塊工作狀態的信息，實現對兩組串聯逆變模塊組的功率進行控制。底層控制器：設置於逆變模塊內部；與所在的逆變模塊輸出端相連，與設置在所在逆變模塊中的IGBT開關連接。
主控制器與上位監控機或者手工輸入的裝置相連。通過上位監控機或者手工輸入的裝置對主控制器輸入一些命令，比如輸入直流觸網電壓目標值。
主控制器的第一輸入端與三相電壓互感器相連；主控制器的第二輸入端與第一逆變模塊組的交流電流霍爾傳感器相連；主控制器的第三輸入端與第二逆變模塊組交流電流霍爾傳感器的輸出端相連；主控制器的第四輸入端與直流側兩個電壓霍爾傳感器相連；
所述主控制器與兩組串聯逆變模塊總的三相交流輸出電流進行閉環控制，並分別向兩組逆變模塊組輸出兩組PWM控制信號，所述兩組PWM控制信號分別與兩組串聯逆變模塊組的IGBT開關相連；
所述主控制器向各個底層控制器輸入端以通信發出PWM信號；
所述各個底層控制器與各相應的逆變模塊內部交流電流互感器CTA、CTB、CTC相連；所述各個底層控制器輸出PWM脈衝與各自對應的IGBT開關相互連接；所述各個底層控制器設置IO接口，與交流開關K1、K2相連。所述IO接口是用來控制K1、K2分斷、閉合的，在停機和故障狀態下分斷K1、K2；在逆變回饋工況下，閉合K1、K2。
進一步地，所述底層控制器與主控制器傳遞的信息還包括逆變模塊的故障信息和IGBT溫度信息。所述主控制器監測到某個逆變模塊故障退出運行，將功率輸出同等幅度減小的信號傳輸到所述兩組串聯逆變模塊組，所述串並聯結構模塊化的地鐵能量回饋裝置降額運行。
所述主控制器和底層控制器之間通過光纖進行通信。
本控制系統由主控制器和安裝在逆變模塊中的底層控制器構成，主控制器和底層控制器通過高速通信方式進行控制量的下發、逆變模塊工作狀態的上傳。主控制器負責接收上位監控機或者手工輸入的操作命令，進行直流穩壓、兩組串聯逆變模塊間均壓、兩組串聯逆變模塊組的三相交流輸出電流進行閉環控制，並輸出兩組PWM控制信號，分別控制兩組串聯逆變模塊組的IGBT開關動作，同一組並聯逆變模塊接收相同的PWM脈衝。各個逆變模塊內部的底層控制器接收主控制器以通信方式下發的PWM信號，並還原成標準PWM信號，控制IGBT開關動作。底層控制器通過交流電流互感器CTA、CTB、CTC採樣逆變模塊輸出電流I1a、I1b、I1c，進行快速過流保護：封鎖PWM脈衝、斷開交流開關K1、K2。底層控制器將逆變模塊的故障信 息和IGBT溫度通過上傳光纖反饋給主控制器。若某個逆變模塊故障退出運行，主控制同等幅度減小兩組串聯逆變模塊的功率輸出，回饋裝置降額運行。
上述裝置的控制方法為，所述方法包括如下步驟：
1)人工設置直流觸網電壓目標值Udc-ref，並實時檢測兩組逆變模塊組的直流電壓Udc1、Udc1，它們的和為直流總電壓Udc-t，差為兩組逆變模塊組的直流電壓偏差Udc-n；直流總穩壓控制器將Udc-ref和Udc-t進行比較，當Udc-ref＜Udc-t時，直流總穩壓控制器計算Udc-ref和Udc-t之間誤差，將誤差作為輸入信號輸入PI控制器，通過PI控制器輸出三相旋轉坐標系下的d軸有功電流指令Id-ref，所述三相旋轉坐標系即dq坐標系；直流均壓控制器將指令值0和直流電壓偏差Udc-n進行比較，得到之間的誤差，將誤差作為輸入信號輸入PI控制器，得到兩組逆變模塊組的功率偏差修正量Id-n；將Id-ref減去Id-n，得到第一組逆變模塊組的d軸有功指令Id1-ref，將Id-ref加上Id-n，得到第二組逆變模塊的d軸有功指令Id2-ref。
2)三相電壓互感器PT1、PT2、PT3分別檢測升壓變高壓側三相線採樣電網電壓Usa、Usb、Usc，採樣電網電壓Usa、Usb、Usc經由鎖相環PLL計算得到dq反變換需要的電網同步信號ωt。
3)根據上級控制系統下發的無功調度需求，設置q軸無功電流指令Iq-ref，以步驟2得到的電網同步信號ωt為正弦波相位基準，採用dq反變換將q軸無功電流指令Iq-ref和步驟1得到的兩組逆變模塊d軸有功電流指令Id1-ref、Id2-ref反變換到三相ABC坐標系下，得到兩組ABC三相電流指令Ia1-ref、Ib1-ref、Ic1-ref、Ia2-ref、Ib2-ref、Ic2-ref；通過三相電流控制器比較兩組三相電流指令Ia1-ref、Ib1-ref、Ic1-ref、Ia2-ref、Ib2-ref、Ic2-ref和實際兩組三相逆變模塊組輸出總電流Ia1、Ib1、Ic1、Ia2、Ib2、Ic2的差值，通過該差值計算得到兩組三相控制輸出Uia1-ref、Uib1-ref、Uic1-ref、Uia2-ref、Uib2-ref、Uic2-ref。
4)兩組三相控制輸出Uia1-ref、Uib1-ref、Uic1-ref、Uia2-ref、Uib2-ref、Uic2-ref分別進入調製模塊進行單極倍頻調製，得到兩組每相4路、三相共12路脈衝控制信號PWMa11,12,13,14、PWMb11,12,13,14、PWMc11,12,13,14、PWMa21,22,23,24、PWMb21,22,23,24、PWMc21,22,23,24，通過通信方式送給兩組逆變模塊組各自的A、B、C三相H橋的12隻IGBT進行開關控制，並聯逆變模塊接收相同的控制信號。
上述步驟3還包括如下步驟：
3-1)將PI控制器和基波諧振控制器R1、三次諧振控制器R3、五次諧振控制器R5、七次諧振控制器R7並聯，形成PI+R1+R3+R5+R7模塊，兩組三相電流指令Ia1-ref、Ib1-ref、Ic1-ref、Ia2-ref、Ib2-ref、Ic2-ref和實際兩組三相逆變輸出總電流Ia1、Ib1、Ic1、Ia2、Ib2、Ic2的差值作為輸入信號輸入該模塊。
3-2)按照公式計算得出對應諧振控制器的輸出值，所述s是復頻域算子，ωn是諧振中心頻率，Ki是比例增益。
3-3)將PI+R1+R3+R5+R7控制器的輸出值加上升壓變高壓側三相線採樣電網電壓Usa、Usb、Usc，得到輸出值，即兩組三相控制輸出Uia1-ref、Uib1-ref、Uic1-ref、Uia2-ref、Uib2-ref、Uic2-ref。
如上所示：本發明通過分別檢測三相電流，並以此為基礎進行單極倍頻調製，該方法在變壓器的低壓端就實現了倍頻的效果，從而向中壓交流電網饋入正確的三相交流電流，達到穩定直流觸網電壓的目的。
3、有益效果：
(1)達到穩定直流觸網電壓的目的；(2)有效均衡兩組串聯逆變模塊直流電壓；(3)能夠保證很好的交流基波電流控制精度和電流波形質量；(4)冗餘運行、提高可靠性；(5)可以根據系統需求輸出無功電流。
附圖說明
圖1是串並聯結構的模塊化地鐵能量回饋裝置控制系統結構示意圖；
圖2是串並聯結構的模塊化地鐵能量回饋裝置控制系統的逆變模塊內部控制器結構示意圖；
圖3是控制系統框圖。
具體實施方式
為了使本發明的目的、技術方案及優點更加清楚明白，以下結合附圖及實施例，對本發明進行進一步詳細說明。應當理解，此處所描述的具體實施例僅僅用以解釋本發明，並不用於限定本發明。此外，下面所描述的本發明各個實施方式中所涉及到的技術特徵只要彼此之間未構成衝突就可以相互組合。
如圖1所示，為本發明涉及的串、並聯結構的模塊化地鐵能量回饋裝置。本回饋裝置包括：若干臺DC750V逆變模塊、升壓變壓器，饋入直流觸網的電能進入逆變模塊直流側，逆變模塊將直流電轉換成低壓交流電，低壓交流電經變壓器升壓成中壓交流電饋入中壓電網，其中，DC750V逆變模塊通過直流側2模塊串聯實現DC1500V場合應用，通過直流側並聯滿足不同的輸入電流要求。DC750V逆變模塊包括3相H橋逆變器、交流電流互感器、逆變器側濾波電感、交流濾波電容、直流濾波電感、直流熔斷器、交流斷路器，交流輸出端和變壓器相連。直流電經開關頻率f的3相H橋單極倍頻逆變，輸出等效開關頻率為2f的三相脈衝交流電。該脈衝交流電經過LCL濾波器得到三相正弦低壓交流電，低壓正弦交流電經變壓器升壓成中壓正弦交流電饋入中壓電網。變壓器為三相三柱式，高壓側採用三角形接法，低壓側採用兩 組三相獨立繞組。DC750V逆變模塊中的H橋逆變器輸出採用LCL濾波器，逆變器側濾波電感和交流濾波電容安裝在逆變模塊中，網側濾波電感利用變壓器漏感實現，無需專門配備。
當列車制動時，列車上的牽引電機工作在發電機狀態，制動機械能轉換成電能饋入直流觸網，然後進入DC750V逆變模塊，逆變模塊將直流轉換成交流，變壓器將逆變模塊輸出的低壓交流升壓成中壓饋入中壓電網，如圖1、2所示的各個部件如下：
模塊化回饋裝置：兩組DC750V逆變模塊直流側串聯滿足DC1500V應用；每組DC750V逆變模塊交、直流側並聯，滿足不同電流需求。TA1、TB1、TC1和TA2、TB2、TC2分別採樣兩組串聯逆變模塊輸出總電流，進行電流閉環控制。TV1、TV2為直流電壓霍爾傳感器，分別採樣兩組串聯逆變模塊的直流母線電壓，進行穩壓控制。
DC750V逆變模塊：逆變器為3相H橋，採用單極倍頻技術，逆變輸出頻率是實際開關頻率的2倍，且輸出1/2Udc、0、-1/2Udc三種電平，相比普通兩電平電路的Udc、-Udc輸出，能將開關紋波幅值減小一倍。輸出開關紋波頻率高、幅值小，能夠減小輸出LCL濾波器尺寸、降低成本；H橋逆變器的每個橋臂交流輸出都串聯濾波電感，抑制模塊並聯橋臂間的環流。當主控制器檢測到直流觸網電壓高於設定的門檻值，通過光纖控制H橋逆變器把直流觸網過來的直流電轉換成交流電，送給變壓器；CTA、CTB、CTC為交流電流互感器，分別檢測逆變器三相輸出電流，進行快速過流保護；LA1、LA2、LB1、LB2、LC1、LC2分別是3相H橋逆變器的逆變器側濾波電感；CA、CB、CC分別是每相的交流濾波電容；K1、K2分別是交流斷路器，用於過流保護；F1、F2是直流熔斷器，用於短路保護。
變壓器：將逆變模塊輸出的低壓交流升壓到中壓，饋入中壓電網；變壓器為三相三柱式，高壓側三角形接法，連接35/33kV電網，低壓側為兩組三相獨立繞組，輸出電壓0.5kV；兩組三相獨立繞組為兩組DC750V模塊串聯、3相H橋提供必需的相間隔離。變壓器具有6％的短路阻抗，其漏感用作逆變器輸出LCL濾波器的網側電感。所以，變壓器一兼三職，具有電壓耦合、低壓側相間隔離、網側濾波電感三重功能；PT1、PT2、PT3是交流電壓互感器，用於檢測電網電壓，給主控制器提供電網同步信號並進行電網電壓前饋控制。
如圖1、2所示，本發明方法包括下述特徵：
1)由主控制器和安裝在各個逆變模塊中的底層控制器構成，主控制器和底層控制器通過高速通信方式進行控制量的下發、逆變模塊工作狀態的上傳。
2)主控制器負責接收上位監控機或者手工輸入的操作命令，進行直流穩壓、兩組串聯逆變模塊間均壓、兩組串聯逆變模塊的三相交流輸出電流進行閉環控制，並輸出兩組PWM控制信號，分別控制兩組串聯逆變模塊的IGBT開關動作，並聯逆變模塊接收相同的PWM脈衝。
3)逆變模塊內部的底層控制器接收主控制器以通信方式下發的PWM信號，並還原成標準PWM信號，控制IGBT開關動作。底層控制器通過交流電流互感器CTA、CTB、CTC採樣逆變模塊輸出電流I1a、I1b、I1c，進行快速過流保護：封鎖PWM脈衝、斷開交流開關K1、K2。底層控制器將逆變模塊的故障信息和IGBT溫度通過上傳光纖反饋給主控制器。
4)若某個逆變模塊故障退出運行，主控制同等幅度減小兩組串聯逆變模塊的功率輸出，回饋裝置降額運行。
如圖3所示，整個電壓、電流閉環控制的過程如下：
2-1)人工設置直流觸網電壓目標值Udc-ref，並實時檢測兩組逆變模塊組的直流電壓Udc1、Udc1，它們的和為直流總電壓Udc-t，差為兩組逆變模塊組的直流電壓偏差Udc-n；直流總穩壓控制器將Udc-ref和Udc-t進行比較，當Udc-ref＜Udc-t時，直流總穩壓控制器計算Udc-ref和Udc-t之間誤差，將誤差作為輸入信號輸入PI控制器，通過PI控制器輸出三相旋轉坐標系下的d軸有功電流指令Id-ref，所述三相旋轉坐標系即dq坐標系；直流均壓控制器將指令值0和直流電壓偏差Udc-n進行比較，得到之間的誤差，將誤差作為輸入信號輸入PI控制器，得到兩組逆變模塊組的功率偏差修正量Id-n；將Id-ref減去Id-n，得到第一組逆變模塊組的d軸有功指令Id1-ref，將Id-ref加上Id-n，得到第二組逆變模塊組的d軸有功指令Id2-ref。
2-2)三相電壓互感器PT1、PT2、PT3分別檢測升壓變高壓側三相線採樣電網電壓Usa、Usb、Usc，採樣電網電壓Usa、Usb、Usc經由鎖相環PLL計算得到dq反變換需要的電網同步信號ωt。
2-3)根據上級控制系統下發的無功調度需求，設置q軸無功電流指令Iq-ref，以步驟2得到的電網同步信號ωt為正弦波相位基準，採用dq反變換將q軸無功電流指令Iq-ref和步驟1得到的兩組逆變模塊d軸有功電流指令Id1-ref、Id2-ref反變換到三相ABC坐標系下，得到兩組ABC三相電流指令Ia1-ref、Ib1-ref、Ic1-ref、Ia2-ref、Ib2-ref、Ic2-ref；通過三相電流控制器比較兩組三相電流指令Ia1-ref、Ib1-ref、Ic1-ref、Ia2-ref、Ib2-ref、Ic2-ref和實際兩組三相逆變模塊組輸出總電流Ia1、Ib1、Ic1、Ia2、Ib2、Ic2的差值，通過該差值計算得到兩組三相控制輸出Uia1-ref、Uib1-ref、Uic1-ref、Uia2-ref、Uib2-ref、Uic2-ref。
2-4)兩組三相控制輸出Uia1-ref、Uib1-ref、Uic1-ref、Uia2-ref、Uib2-ref、Uic2-ref分別進入調製模塊進行單極倍頻調製，得到兩組每相4路、三相共12路脈衝控制信號PWMa11,12,13,14、PWMb11,12,13,14、PWMc11,12,13,14、PWMa21,22,23,24、PWMb21,22,23,24、PWMc21,22,23,24，通過通信方式送給兩組逆變模塊各自的A、B、C三相H橋的12隻IGBT進行開關控制，並聯逆變模塊接收相同的控制信號。
進一步，所述步驟3還包括如下步驟：
2-3-1)將PI控制器和基波諧振控制器R1、三次諧振控制器R3、五次諧振控制器R5、七次諧振控制器R7，形成PI+R1+R3+R5+R7模塊，兩組三相電流指令Ia1-ref、Ib1-ref、Ic1-ref、Ia2-ref、Ib2-ref、Ic2-ref和實際兩組三相逆變輸出總電流Ia1、Ib1、Ic1、Ia2、Ib2、Ic2的差值作為輸入信號輸入該模塊。
2-3-2)按照公式計算得出對應諧振控制器的輸出值，所述s是復頻域算子，ωn是諧振中心頻率，Ki是比例增益。3相H橋本質上是3單相電路，不能像普通三相橋在dq旋轉坐標系下進行電流閉環控制，必須在三相ABC靜止坐標系下進行控制。在dq坐標系下很容易實現基波電流無靜差控制，因為基波電流在dq坐標系下是直流量，採用PI控制器就能實現無差控制。但在ABC坐標系下，單純PI控制器就不能保證基波電流的穩態誤差，因此採用PI+R1+R3+R5+R7方案，R1、R3、R5、R7代表基波、3、5、7次諧振控制器。它們能夠分別對基波、3、5、7次諧波提供很高的開環增益，從而保證基波控制精度、降低輸出交流電流中的低次諧波含量、提高電流波形質量。
2-3-3)將PI+R1+R3+R5+R7控制器的輸出值加上升壓變高壓側三相線採樣電網電壓Usa、Usb、Usc，得到輸出值，即兩組三相控制輸出Uia1-ref、Uib1-ref、Uic1-ref、Uia2-ref、Uib2-ref、Uic2-ref。
雖然本發明已以較佳實施例公開如上，但它們並不是用來限定本發明的，任何熟習此技藝者，在不脫離本發明之精神和範圍內，自當可作各種變化或潤飾，因此本發明的保護範圍應當以本申請的權利要求保護範圍所界定的為準。