使用信號路徑選擇的盲信號分離的製作方法

2023-08-09 07:53:46

專利名稱：使用信號路徑選擇的盲信號分離的製作方法
技術領域：
本發明系有關信號處理領域，更特別有關使用盲信號分離(BSS)技術將預期源信號與源信號混合分離。
背景技術：
盲信號分離系涉及從組合信號回復源信號，其中該組合信號系包含源信號的混合物。該分離為」盲目」系其通常被以信號，信號源及傳導頻道位於信號上的效應相關的有限資訊來執行。
一例系宴會上的個人可將單聲音與房間中所有聲音組合分離時的熟悉」雞尾酒會」效應。盲源分離特別可應用至手機及個人無線通信裝置，其中通常共存於相同頻譜中的許多頻帶系被眾多射頻發射器混亂。共頻道發射器的問題系被預期只會隨著年復一年低功率，如藍芽及其他個人領域網絡的未授權無線技術發展而更糟。
三個普遍使用盲信號分離技術係為主分量分析(PCA)，獨立分量分析(ICA)及單值分解(SVD)。主分量分析系涉及源信號第一及第二矩統計值，且被用於源信號的信號噪聲信號比很高時。另外，獨立分量分析系被使用涉及主分量分析處理之後的源信號第三及第四矩統計值。可替代是，單值分解可被用來以其特徵值為基礎將源信號與源信號混合物分離。
無論被應用的盲信號分離技術為何，多個感測器系被用來接收來自各信號源的不同源信號混合物。各感測器系輸出源信號唯一加總的源信號混合物。通常，接收器並不知頻道係數及原始源信號。信號唯一加總系被用來集結混合矩陣。適當盲信號分離技術接著被施加至混合矩陣以便將預期源信號與源信號混合物分離。
如一例，美國專利號第6,799,170系揭示使用獨立分量分析將獨立源信號與源信號混合物分離。多個感測器系接收源信號混合物，而處理器隨時採取源信號混合物的樣本並儲存各樣本當作數據向量來創造數據組。各感測器系輸出源信號唯一加總的源信號混合物。獨立分量分析模塊系執行該數據向量的獨立分量分析將源信號混合物中的獨立源信號與其他信號分離。
感測器系被空間性彼此分離，而該處理器僅為各感測器產生一數據向量來創造數據組。』170專利案亦揭示感測器數N等於或大於源數M，也就是N≥M可集結數據組。該實施的一問題系當源數M增加時，感測器數N亦增加。小型可攜式通信裝置系對大量感測器數N具有少許可用體積，而裝設該感測器於通信裝置外側對使用者是個問題。
美國專利號第6,931,362系揭示使用盲信號分離分離信號的另一方法。被揭示盲信號分離技術系形成具有可最小化因幹擾發射器及高斯噪聲信號所造成的均方差的混合矩陣筆適應陣列權重的混合矩陣。該混合權重系最大化信號幹擾加噪聲信號比。如同』170專利案，感測器亦被空間性彼此分離，而感測器數N等於或大於源數M以集結混合矩陣。再者，各感測器系提供單輸入至產生大量面積給可攜式通信裝置的混合矩陣。

發明內容
考慮上述背景，本發明目的系提供一通信裝置，包含可以盲信號分離技術接收源信號混合物使預期源信號可被分離的一小型天線陣列。
依據本發明的此及其他目的，特性及優點系通過通信裝置提供分離M信號源所提供的源信號，該通信裝置系包含可接收該M源信號不同加總的一天線陣列。一接收器或接收器組件系被連接至該天線陣列，而一盲信號分離處理器系被連接至該接收器以形成混合矩陣。該混合矩陣系包含被該天線陣列接收的該M源信號不同加總。該盲信號分離處理器接著將預期源信號與該混合矩陣分離。
除了使用空間分離感測器為該混合矩陣提供M源信號不同加總的外，小型天線陣列可被替代使用。針對可攜式通信裝置，因為天線陣列提供一個以上輸入至該混合矩陣而仍維持緊密，所以盲信號分離技術可被使用。
特別是，路徑選擇可被用來提供信號不同加總來做盲信號分離處理。路徑選擇系被執行使被用來集結混合矩陣的所有源信號加總均被產生關聯(第一及第二矩)及/或統計(第三及第四矩)獨立。也就是說，天線波束系被選擇性形成使入射信號得以被選擇性挑選來提供混合矩陣中的源信號新加總來取代不被產生關聯及/或統計獨立的加總。
天線陣列可包含N天線元件來接收M源信號至少N不同加總，N及M大於2。一控制器可被連接至天線陣列來選擇性形成至少N天線波束。
一接收器組件，被連接至該天線陣列接收該M源信號至少N不同加總。一盲信號分離處理器，被連接至該接收器組件以形成包含該M源信號至少2N不同加總的混合矩陣。
盲信號分離處理器亦可決定M源信號不同加總是否為被相關聯或統計獨立，若否，則與控制器共同操作來形成可接收M源信號新不同加總的不同波束來取代混合矩陣中不被相關聯或統計獨立的M源信號不同加總。預期源信號系通過盲信號分離處理器被與混合矩陣分離。
另一實施例中，接收器組件可包含N耙式接收器，各耙式接收器系包含可針對被連接至此的各天線元件所接收的M源信號不同加總選擇k不同多路分量的k耙指。盲信號分離處理器可被連接至N耙式接收器來形成混合矩陣，其可包含達M源信號至少N不同加總的至少kN不同多路分量。該混合矩陣系具有等於達kN的排序。
N天線元件可被相關聯。該N相關聯天線元件可包含N主動天線元件使該天線陣列得以形成相位陣列。可替代是，該N關聯天線元件可包含至少一主動天線元件，及至多N-1被動天線元件使該天線陣列得以形成切換波束天線。
M源信號各加總係為線性。盲信號分離處理器可以主分量分析，獨立分量分析及單值分解至少其中之一為基礎將預期源信號與混合矩陣分離。
對路徑選擇實施例之一增強系涉及可接收附加信號加總給混合矩陣使用而不必添加附加天線元件的陣列偏向。陣列偏向系涉及控制方位角及/或仰角方向中的天線場型。
本發明另一特徵系有關一種操作通信裝置用於上述分離M信號源所提供的源信號的方法。


圖1為依據本發明的典型操作方案方塊圖，其中通信裝置系接收來自其各信號源的預期及非預期信號。
圖2為圖1所示通信裝置的更詳細方塊圖。
圖3為依據本發明為混合矩陣創造源信號線性獨立加總的不同方法說明。
圖4為依據本發明被配置當作切換波束天線的天線陣列方塊圖。
圖5為依據本發明被配置當作相位陣列的天線陣列方塊圖。
圖6為依據本發明被配置極性天線元件的天線陣列方塊圖。
圖7為描繪依據本發明使用三極性的三因次圖。
圖8為依據本發明包含可為盲信號分離處理提供不同信號加總的相關聯及不相關聯天線元件的通信裝置方塊圖。
圖9為依據本發明為盲信號分離處理提供不同信號加總的陣列偏向為基礎操作的通信裝置方塊圖。
圖10為依據本發明具有可選擇性改變天線場型仰角的仰角控制器的切換波束天線方塊圖。
圖11係為描繪方位角方向中的天線場型且接著被以仰角方向旋轉以回應圖9所示仰角控制器的天線圖示。
圖12為依據本發明具有可以仰角方向旋轉天線場型的被形成於接地平面中的射頻抑流圈的天線元件方塊圖。
圖13為依據本發明為盲信號分離處理提供不同信號加總的路徑選擇為基礎操作的通信裝置方塊圖。
圖14為依據本發明為盲信號分離處理提供附加信號加總的展開碼為基礎操作的通信裝置方塊圖。
圖15為依據本發明為盲信號分離處理提供附加信號加總的同相及正交信號分量為基礎操作的通信裝置方塊圖。
圖16為圖15所示被連接至天線元件的同相及正交模塊更詳細方塊圖。
圖17為依據本發明以場型分集為基礎操作的多輸入多輸出系統方塊圖。
圖18為依據本發明提出符號間幹擾的富利葉轉換通信系統方塊圖。
圖19為依據本發明的通信系統方塊圖，其中傳送器系以分時基礎改變各分層空間流的功率位準。
圖20為依據本發明的通信系統方塊圖，其中波浪場型系被用來支援多傳送器傳送至相同存取點。
圖21為依據本發明的接收器最佳處理及功率汲極方塊圖。
圖22為協調其操作與傳送器的圖21所示接收器方塊圖。
圖23為依據本發明傳送接收器已知時序波狀的場型輪廓圖示。
圖24為依據本發明的時線，其中符號周期系具有12變數(也就是12晶片)，而被改變的參數系被4晶片固定。
圖25為依據本發明的用於多個空間獨立頻道的接收器方塊圖。
圖26為依據本發明的接收器解碼鏈方塊圖。
圖27至圖30係為分別對應圖26中的節點A，B，D及E的振幅對頻率圖示。
具體實施例方式
本發明現在更詳細參考此後顯示本發明較佳實施例的附圖做說明。然而，本發明可以許多不同型式來具體化，而應不限於在此說明實施例來建構。當然，這些實施例系被提供使此揭示可透徹及完整，且可完全傳達本發明範圍給熟練技術人士。片及全文的類似數字系代表類似元件，而主要標記系被用來標示替代實施例中的類似元件。
通信網絡中，系具有被預期用於特定通信裝置的源信號，且具有被預期用於操作於相同頻帶內的其他通信裝置的源信號。亦具有噪聲信號源，其可製造不被用於通信但亦被通信裝置接收的信號。
為了促成解碼源信號，盲信號分離系被用來分離被通信裝置接收的信號。如上述，」盲」一詞系涉及理論上信號可不需得知信號本質或因信號及通信頻道間的交互作用所發生的轉換即可被分離的事實。實際實施時，任何可取得的知識通常會被開發。此例中，信號分離系半盲。
三個普遍使用盲信號分離技術係為主分量分析，獨立分量分析及單值分解。只要信號於某些可測量特性中為獨立，且若其信號加總彼此線性獨立，則一個或更多這些盲信號分離技術可被用來將獨立或預期源信號與該源信號混合物分離。該可測量特性通常為信號的第一、第二、第三或第四矩若干組合。
主分量分析可白化信號，使用第一及第二矩，並以相關聯特性旋轉數據組。若源信號的信號噪聲信號比很高，則信號分離處理可以主分量分析來停止。
若源信號的信號噪聲信號比很低，則獨立分量分析可以涉及源信號的第三及第四矩的統計屬性為基礎來分離源信號。因為源信號為高斯(Gaussian)，所以其第三及第四矩系視第一及第二矩而定。作為獨立分量分析及主分量分析的替代，單值分解可以其特徵值為基礎將源信號與該源信號混合物分離。
典型方案系被描繪於圖1，其中多個信號源20系傳送源信號22。源信號22系以與各信號源20相關聯所產生天線波束24為基礎被傳送於一方向。多個信號源20系包含第一信號源20(1)至第M信號源20(M)。同樣地，各源信號系被附上參考20(1)-20(M)，而對應天線波束系被附上參考24(1)-24(M)。更直接實施通常以全方向性天線場型或方向性天線場型型式被用於通信網絡中。
用於通信裝置30的天線陣列32系接收來自信號源20的源信號22線性組合(混合)。天線陣列32系包含多個天線元件34，各天線元件系提供來自信號源20的源信號22至少一線性組合(混合)。天線元件34系包含第一天線元件34(1)至第N天線元件34(N)。
被接收信號源22(1)-22(M)最初被形成為混合矩陣36。通信裝置30系使用盲信號分離技術來決定可分離混合矩陣中的源信號的分離矩陣38。該被分離信號系通過參考數字39來表示。
通信裝置30系通過採樣被接收源信號的聚集或結合而不需得知其特性來聯合擷取被天線陣列32接收的信號源混合物。各天線元件34的輸出繫於與頻道脈衝響應，也就是信號源20的輸出及天線元件34的輸出間的傳播路徑加上相加高斯噪聲信號迴旋的後被模製為信號源22的加總。
可分離M信號源20(1)-20(M)所提供的源信號的通信裝置30現在將參考圖2被更詳細討論。天線陣列34系包含可接收達M源信號至少N不同加總的N天線元件34(1)-34(N)。天線陣列32不限於任何特定配置。天線陣列32可包含一個或更多天線元件34。例如將於更後面被討論者，天線元件34可被配置使天線陣列32得以形成相位陣列或切換波束天線。
收發器40系被向下遊連接至天線陣列32以接收達M源信號22至少N不同加總。處理器42系位於收發器40的下遊。即使處理器42被描繪與收發器40分離，處理器亦可被包含於收發器40內。被收發器40接收的M源信號22不同加總系被用來集結混合矩陣36。混合矩陣36接著通過處理器42內的一個或更多盲信號分離處理模塊44，46及48來處理。
盲信號分離處理模塊系包含一主分量分析模塊44，一獨立分量分析模塊46及一單值分解模塊48。這些模塊44，46及48可被配置為盲信號分離處理器49的一部分。主分量分析模塊44可以被接收源信號不同加總的第一及第二矩為基礎來操作，而獨立分量分析模塊46可以相同信號的第三及第四矩為基礎來操作。單值分解模塊48可以被接收源信號不同加總的特徵值為基礎來執行信號分離。
最初被主分量分析模塊44執行的相關聯處理可針對源信號不同加總決定啟始分離矩陣38(1)，而獨立分量分析模塊46接著可決定加強分離矩陣38(2)來分離混合矩陣36中的源信號。若信號被單值分解模塊48分離，則分離矩陣38(3)亦被決定來分離混合矩陣36中的被接收源信號不同加總。
針對各分離矩陣38(1)-38(3)，被分離信號系通過參考數字39來表示。被分離信號39接著接受信號分析模塊50的信號分析來決定何信號有用而何信號為幹擾子。應用相依處理模塊52系處理來自信號分析模塊50的信號輸出。
決定何信號有用的決定並非一直涉及最後被解碼的信號。例如，該應用可能需辨識幹擾子並將其從被接收源信號不同加總擷取出，並接著饋送該被降低信號至波型解碼器。此例中，有用信號係為最終結束被拒絕者。
被饋送至主分量分析模塊44的資訊係為信號xj的唯一加總。假設M獨立分量的N線性混合物x1，...，+xN被觀察為x1(t)＝α11si(t)+...α1ksk(t)+...α1msM(t)xj(t)＝αj1s1(t)+...αjksk(t)+…αjMsM(t)xN(t)＝αN1s1(t)+...αNksk(t)+…αNMsM(t)通常，收發器40並不知頻道係數ajk及原始信號sk。上組方程式的矩陣標記可被縮小寫為x＝As，其中A為混合矩陣。統計模型x＝As亦已知為獨立分量分析模型。傳統技術嘗試找出頻道反向s＝A-1x。
獨立分量分析模塊46系決定分離矩陣W，而y＝W(As)＝Wx。向量y係為度量改變的未知順序的s子集。若所有信號均不可分離，則更多一般型式可為y＝W(As)+Wn＝Wx+Wn，其中附加n項係為因不可識別源的剩餘噪聲信號。
獨立分量分析模型係為有生產力的模型，其意指其說明被觀察數據如何通過混合分量sk的處理來產生。獨立分量係為潛伏變數，意指其不能被直接觀察。同時，混合矩陣A被假設為未知。所有被觀察者係為隨機向量x，而A及s系以x為基礎來估計。
獨立分量分析的起點系假設分量sk為統計獨立。再者，假設獨立分量sk至多具有高斯分配的一。具有高斯分配限制的一信號系由於高斯信號的第三矩為0，而第四矩在高斯信號的間不可分辨。為了簡化，未知混合矩陣A系被假設為正方形。因此，獨立分量數系等於被觀察混合物數。然而，此假設有時可被放鬆。只要信號sk於某些可測量特性中為統計獨立，則分離矩陣W可被決定。
混合矩陣A的排序系決定有多少信號可實際被分離。例如，具有4排序的混合矩陣意指4源信號可被分離。理論上，混合矩陣A的排序應至少等於信號源M數。排序愈大，可被分離的信號愈多。當源M數增加時，則所需天線元件N數亦增加。被討論於背景段落中的』170及』362專利案均揭示天線元件N數等於或大於信號源數M，也就是N≥M，否則，非盲信號分離的技術將被用來分離信號。
創造信號線性獨立加總的產業標準系使用N不相關聯感測器，也就是感測器被彼此隔離至少一波長。該波長系以通信裝置30的操作頻率為基礎。N感測器空間上不相關聯，但極性及角度上相關聯。N不相關聯感測器系提供線性獨立信號加總，其中各感測器系提供進入混合矩陣A的單入口。
為混合矩陣A創造源信號線性獨立加總的不同方法說明或闡述將最先參考圖3作討論。簡短介紹的後，各方法將被更詳細討論如下。塊100系表示不相關聯感測器，其中各感測器提供對混合矩陣A的單輸入。塊102系表示相關聯天線陣列，其中該陣列系提供多輸入來集結混合矩陣A。塊104亦表示天線陣列，其中該天線元件的一部分系被相關聯，且該天線元件具有可集結混合矩陣A的不同極性。被塊100，102及104所提出的感測器及天線陣列不同組合可被組合於塊106中以進一步集結塊116中的混合矩陣A。
說明圖第二段落系對被提供於第一段落中的天線配置提出加強。該加強系使源信號線性附加或替代加總被收集來進一步集結混合矩陣A。塊108系涉及天線場型仰角被改變來接收源信號附加加總的陣列偏向。塊116中的組合任一者均可被用於陣列偏向塊108中。
塊110中，路徑選擇系被執行使被用來集結混合矩陣A的所有源信號加總均被相關聯(第一及第二矩)及/或統計(第三及第四矩)獨立。也就是說，入射信號系被選擇性挑選來接收源信號新加總以取代不被相關聯及/或統計獨立的加總。塊110可被塊106及塊108中的組合任一者饋送。塊108及110可被直接饋送至混合矩陣塊116。
說明圖第三段落系提出信號分割以進一步集結塊116中的混合矩陣。例如，塊112系使用展開碼來分割不同加總信號。若加總信號具有k展開碼，則特定加總信號可被處理來提供與此相關的k加總信號。展開碼可結合塊106，108及110的輸出被施加。塊114系將該不同加總信號分割為同相(I)及正交(Q)分量來進一步集結混合矩陣A。I及Q分量因此當做用於遺失矩陣的2乘數，且可結合塊106，108，110及112的輸出被施加。
說明圖的最後選擇系被形成於塊116中的混合矩陣A。如說明圖所示，混合矩陣A可以上述塊任一為基礎被集結源信號不同加總。第一段落中的天線陣列配置優點系小型天線陣列可被形成來集結混合矩陣A。第二及第三段落中的天線陣列配置優點系N天線元件，其中N小於源信號數M，可被用來以M集結混合矩陣或源信號更多加總。
考慮被討論於說明圖中的天線配置，包含N相關聯天線元件以接收M源信號至少N不同加總的天線陣列將被討論，其中N及M大於1。一實施例中，如圖4所示，天線陣列係為切換波束天線140。
切換波束天線140可產生包含方向性天線場型及全方向性天線場型的多個天線場型。切換波束天線140可包含一主動天線元件142及一對被動天線元件144。主動及被動天線元件142，144系視預期應用而有所不同。參考美國專利申請案第11/065,752號以便更詳細討論切換波束天線陣列。此專利申請案系被制定給本發明目前受讓人，其內容在此被併入其主體做參考。
各被動天線元件144系包含一上半144a及一下半144b。被動天線元件144的上半144a系經由反應性負載148被連接至接地平面146。反應負載148係為一可變電抗，其可通過使用乏時，傳輸線或交換從電容改變為電感。通過改變反應性負載148，輻射場型可被改變。因為有兩被動天線元件144，所以可形成四個不同天線場型。三天線場型可被用來接收信號xj的唯一加總。第四場型係為其他三個的線性組合，所以其不可當作混合矩陣A中的入口。因此，由於三個天線元件被使用，信號xj的三個唯一加總系被輸入混合矩陣A。切換波束天線的優點系通過使用三元件142及144，排序3的混合矩陣可被支援。
如圖5所示，另一實施例中，天線陣列系包含使天線陣列得以形成相位陣列160的N相關聯主動天線元件。相位陣列160系包含多個主動天線元件162，及被耦合至該主動天線元件的多個權重控制分量164。權重控制分量164可調整被接收信號的振幅及/或相位來形成組合波束。
分割器/組合器166及控制器168系被連接至權重控制分量164。參考美國專利案第6,473,036號以便更詳細討論主動陣列160。此申請案系被指派至本發明目前受讓人，其內容在此被併入其主體做參考。
主動元件162數量系支援具有相同排序的混合矩陣A。與使用被分隔超過一波長的不相關聯天線元件的傳統方法相較，即使M源數等於主動元件N數，也就是M＝N，因為主動元件162被空間及極性相關聯，所以主動陣列100很緊密。
另一實施例中，混合矩陣排序可為K，其中K＜N，使盲信號分離處理器49可將M源信號的K與混合矩陣分離。如以下更詳細討論，N亦可大於M。
切換波束天線140及相位陣列160中，其個別天線元件142，144及162間的距離系被設定促成有利後前比。此系因這些天線陣列正統使用系拒絕非預期信號(也就是後趨近)及強化預期信號(也就是前趨近)。
然而，為了建造混合矩陣，目標系創造不同信號加總。本申請案中的有用信號實際上可永遠低於幹擾子而仍被分離。因為此蓄意明顯差異，天線陣列間的距離不需為特定分離。
天線元件可被進一步或更靠近一起以正統』壞』前後比產生場型，且仍相當適用於混合矩陣。事實上，該場型於盲信號源分離應用中通常很優越。該原因系使用良好前後比需追蹤信號方向以保持前端被指向預期信號及/或後端被指向幹擾子。通過使用具各方向差異性的場型，但仍需明顯增益而無該信號追蹤。
天線波束可被定義具有從最大增益點向下3db點而提供信號接近至少一方向中的信號拒絕。同樣地，天線場型可被定義實質無從最大增益點向下3db點而並無信號接近任何方向中的信號拒絕。
許多應用中，此偏離元件間的特定距離可大大降低整個天線陣列尺寸。其他應用中，其可實際預期增加元件間的距離來減輕追蹤問題，但增加某些程度附加信號不相關聯。
另一實施例中，如圖6所示，天線陣列180系包含用於接收M源信號至少N不同加總的N天線元件。至少兩N天線元件182a，182b被相關聯，且具有用於接收M源信號至少兩N不同加總的不同極性，N及M大於1。陣列180中的其他天線元件184a，184b可被與天線元件182a，182b相關聯。即使被極化天線元件184a，184b另一對被描繪，這些元件仍另外具有相同極性。再者，這些元件彼此亦被不相關聯。
天線元件182a，182b的不同極性可彼此正交。另一配置中，天線元件182a，182b系包含一第三元件182c使三極性被支援來接收M源信號的3不同加總。
以下討論系支援使用極化來集結混合矩陣A。三不同極化天線元件182a，182b可接收三線性及獨立信號加總。如圖7所示的x，y及z軸的定義及關係將被使用。例如，以下關係存在x＝Scos(θ)sin(φ)y＝Ssin(θ)sin(φ)z＝Scos(φ)簡化假設系信號具有線性極化，信號系線性獨立，且正交軸上各具有三線性天線元件。例如，天線元件182a位於x軸上，天線元件182b位於y軸上，而天線元件182c位於z軸上。
通過各放置三線性天線元件182a，182b，182c於正交軸上，數學系被簡化。實際配置中，天線元件182a，182b，182c不需為完全正交，其亦不需滿足於共同點。此假設的移除系使一般結論無效，而改變排序不足產生下的例。
以下定義系被施加，其中數字下標系涉及信號1，2，3S1，S2，S3入射天線元件的信號；θ1，θ2，θ3信號的X，Y平面E域角度；φ1，φ2，φ3信號的Z軸E域角度；Xx，Xy，Xz入射天線元件的信號加總點乘積。
因此，向量分量為x y z元件」x」1 0 0元件」y」0 1 0元件」z」0 0 1S1係數cos(θ1)sin(φ1) sin(θ1)sin(φ1) cos(φ1)S2係數cos(θ2)sin(φ2) sin(θ2)sin(φ2) cos(φ2)S3係數cos(θ3)sin(φ3) sin(θ3)sin(φ3) cos(φ3)採取各天線元件及信號的點乘積，(X·Y＝x1x2+y1y2+z1z2)可決定被加總於元件中的相對E域分量。這些值系被用來創造混合矩陣XxYyZz=cos(1)sin(1)cos(2)sin(2)cos(3)sin(3)sin(1)sin(1)sin(2)sin(2)sin(3)sin(3)cos(1)cos(2)cos(3)S1S2S3]]>其中detXxYyZz=]]>
cos(1)sin(1)sin(2)sin(2)cos(3)+cos(2)sin(2)sin(3)sin(3)cos(1)+cos(3)sin(3)sin(1)sin(1)cos(2)]]>-cos(1)sin(2)sin(2)cos(3)sin(3)-cos(2)sin(3)sin(3)cos(1)sin(1)-cos(3)sin(1)sin(1)cos(2)sin(2)]]>=cos(1)sin(2)sin(1)sin(2)cos(3)+cos(2)sin(3)cos(1)sin(2)sin(3)+sin(1)cos(3)sin(1)cos(2)sin(3)]]>-sin(2)cos(3)cos(1)sin(2)sin(3)-cos(1)sin(3)sin(1)cos(2)sin(3)-sin(1)cos(2)sin(1)sin(2)cos(3)]]>=cos(1)sin(2)sin(1)sin(2)cos(3)-sin(1)cos(2)sin(1)sin(2)cos(3)]]>+cos(2)sin(3)cos(1)sin(2)sin(3)-sin(2)cos(3)cos(1)sin(2)sin(3)]]>+sin(1)cos(3)sin(1)cos(2)sin(3)-cos(1)sin(3)sin(1)cos(2)sin(3)]]>=sin(1)sin(2)cos(3)[cos(1)sin(2)-sin(1)cos(2)]]]>+cos(1)sin(2)sin(3)[cos(2)sin(3)-sin(2)cos(3)]]]>+sin(1)cos(2)sin(3)[sin(1)cos(3)-cos(1)sin(3)]]]>=sin(1)sin(2)cos(3)sin(2-1)]]>+cos(1)sin(2)sin(3)sin(3-2)]]>+sin(1)cos(2)sin(3)sin(1-3)]]>排序不足情況現在將被討論。當決定等於0時，混合矩陣系排序不足。此發生於以下例中1)θ1＝θ2＝θ3『x』及』y』元件接收來自所有三信號的相同貢獻。
2)φ1φ2φ30 0 00 0 90°0 90° 090° 0 090° 90° 90°對另一排序不足例的表入口任何組合加180度。這些系發生於信號不被天線元件充分組合獨立加總時。
3)所有個別加總每1或2不等於0，但sin(φ1)sin(φ2)cos(φ3)sin(θ2-θ1)+cos(φ1)sin(φ2)sin(φ3)sin(θ3-θ2)+sin(φ1)cos(φ2)sin(φ3)sin(θ1-θ3)＝0此意指信號間的小分離實心角，幾乎等於信號極化，來自陣列對側的被校準信號，或對兩元件產生相同能量位準的某些其他非常不可能偶然發生的信號入射。
如上述，說明圖第一段落系提出天線配置。包含不相關聯感測器的上述天線配置，系可被以各種不同配置組合來提供M源信號的被加總信號至混合矩陣。
現在參考圖8，可分離M信號源所提供的源信號的通信裝置200將被討論。天線陣列202系包含可接收M源信號至少N不同加總的N天線元件，N及M大於1。
N天線元件系包含可接收M源信號至少的-N不同加總的至少一天線元件204，及可接收M源信號至少兩N不同加總的至少兩相關聯天線元件206。該兩相關聯天線元件206系被與天線元件204不相關聯。天線陣列可包含各種組合中的附加天線元件，其中該元件系被相關聯，不相關聯及極化。
接收器210系被連接至天線陣列202用於接收M源信號至少N不同加總。盲信號分離處理器212系被連接至接收器以形成包含M源信號至少N不同加總的混合矩陣214。該混合矩陣系具有等於達至少N的排序，而盲信號分離處理器212系將預期源信號216與混合矩陣A分離。
說明圖第二段落系提出對被提供於第一段落中的天線配置的加強。該加強系使源信號線性附加或替代加總被收集來進一步集結混合矩陣A。
一增強系涉及可接收附加信號加總給混合矩陣A使用而不必添加附加天線元件的陣列偏向。陣列偏向系涉及控制方位角及/或仰角方向中的天線場型。
可使用天線陣列將M信號源提供的源信號分離的通信裝置240現在將參考圖9做討論。天線陣列242系包含N天線元件244，可產生用於接收M源信號的N不同加總的N最初天線場型。天線陣列242亦包含可選擇一仰角控制器246，可選擇性改變該N最初天線場型至少其中的一的仰角，以產生至少一附加天線場型使M源信號的至少一附加不同加總得以被接收。
接收器248系被連接至天線陣列242並使用N最初天線場型來接收M源信號的N不同加總，且亦使用至少一附加天線場型來接收M源信號的至少一附加不同加總。
盲信號分離處理器250系被連接至接收器248以形成包含M源信號至少N不同加總及M源信號的至少一附加不同加總的混合矩陣252。該混合矩陣系具有等於達至少N的排序加上使用附加天線場型來接收M源信號的至少一附加不同加總數。處理器250可將預期信號254與混合矩陣分離。
通常，提供適用於增加混合矩陣排序的信號加總的任何天線陣列裝置均可使用偏向機構。該偏向將針對各天線陣列裝置產生兩不同及混合陣列可用信號。因此具有使用此技術的兩倍乘法效果。
若陣列偏向系被分割為與天線連結的K不同區域，各K區域均可提供2獨立偏向區域及進入混合矩陣的入口。例如，若天線陣列可自行提供M加總且具有K不同偏向區域，則混合矩陣中的信號加總數可為2*K*N。
為了描繪系參考圖10，其中圖4所示的切換波束天線100』已被修改使天線波束可被向上或向下傾斜仰角。特別是，被動天線元件104』的各上半104a』系經由反應性負載108』被連接至接地平面106』。被動天線元件104』的各下半104b』亦經由反應性負載108』被連接至接地平面106』。被動天線元件104』上的電抗系具有增長或縮短該被動天線元件的效應。電感負載系增長電容性負載並縮短被動天線元件104』的電子長度。
天線波束系依據電抗負載108』上半104a』及電抗負載118』下半104b』被向上及向下傾斜仰角。如圖11所示，通過調整該比率，天線場型可指向上97或向下99。當天線場型仰角被調整接收混合信號時，至少一附加排序可被添加至混合矩陣A。使用陣列偏向，則不必增加天線元件N數，更多信號即可被接收給混合矩陣A。
此特定實施系具有各被電抗118』控制的2不同偏向區域。陣列的場型產生能力係為3獨立場型，因此可被用來創造混合矩陣的信號加總數係為12(2*2*3)。
參考上述美國專利案第11/065,752號，其更詳細揭示如何調整天線波束仰角。陣列偏向技術可被施加至任何上述天線陣列實施例，或對接地平面交互作用敏感的任何其他天線陣列。
如圖12所示，仰角控制器的另一實施例系以被耦合至天線元件274的接地平面272的可控制射頻抑制線圈270。熟練技術人士可輕易理解，與天線元件274連結的天線場型系通過控制射頻抑制線圈270被仰角移動。
以路徑選擇為基礎可分離M信號源提供支援信號的通信裝置300將參考圖13作討論。此為對被提供於說明圖第一段落中的天線配置及對上述陣列偏向的加強。通信裝置300系包含一天線陣列302，包含可形成用於接收M源信號至少N不同加總的至少N天線波束的N元件304，N及M大於2。
控制器306系被連接至天線陣列以選擇性形成至少N天線波束。接收器組件308系被連接至天線陣列302以接收M源信號至少N不同加總。盲信號分離處理器310系被連接至接收器組件308以形成包含達M源信號至少N不同加總的混合矩陣312。
盲信號分離處理器310亦決定M源信號不同加總是否為被相關聯或統計獨立，而若否，則與控制器306共同操作來形成可接收M源信號新不同加總的不同波束來取代混合矩陣312中不被相關聯或統計獨立的M源信號不同加總。預期源信號314接著被與混合矩陣312分離。
耙式(rake)接收器係為一種被設計用來計算多路衰落效應的無線接收器。其系通過使用各被些微延遲的若干獨立接收器來調諧各多路分量來達成此。其可被大多數無線存取網絡類型存取。已發現調變展開碼類型的特別利益。其選擇特定入射信號路徑的能力系使其可當作改變被饋送至盲信號分離處理的路徑的一裝置。
熟練技術人士可輕易理解，如上述選擇性形成N天線波束可被應用至所有無線存取網絡。針對分碼多重存取(CDMA)系統，接收器組件308系包含N耙式接收器316。各耙式接收器316系包含可針對被連接至此的各天線元件所接收的M源信號不同加總選擇k不同多路分量的k耙指。此配置中，盲信號分離處理器310系被連接至N耙式接收器316來形成混合矩陣312。混合矩陣312系包含達M源信號至少N不同加總的至少kN不同多路分量，而該混合矩陣系具有等於達kN的排序。
特別是，當分碼多重存取波型傳遞時，其通常遭遇從來源至目的地的多路徑。耙式接收器316特別被設計用來捕捉若干這些個別例並將其組合用於更強力信號解碼。當原始信號沿各路徑傳遞時，其特性系通過路徑唯一特性來修正。某些情況中，被接收信號的相關聯及/或統計特性的修正將大得足以使其可被視為分離信號流。修正耙式接收器316可被用來擷取各被修正流並將其當作對混合矩陣312的唯一入口饋送。雖然此增加排序的裝置並非永遠可得，但當其最可能被需要時，其於高多路環境中容易取得。
如參考圖13所討論者，雖然耙式接收器316可開發不同路徑，但更多可應用至任何調變技術的一般方法者係為波束形成。因為波束形成被用於預期信號環境及預期信號拒絕，所以此不同於耙式接收器316。然而，該差異系被拒絕信號可實際為被預期用於接收器的另一版本。然而，接收器組件308必須偵測相同信號的若干這些這些唯一傳遞路徑版本以便建造混合矩陣312至充分排序。
說明圖的第三段落系提出可進一步集結混合矩陣A的信號分割。一方法中，加總信號系使用展開碼來分割。另一方法中，加總信號系使用I及Q模塊來分割。
使用展開碼的信號分割現在將參考圖14來討論。被描繪通信裝置400系包含一天線陣列402，包含可形成用於接收M源信號至少N不同加總的N天線元件404。編碼縮頻器406系被連接至N天線元件404以解碼該M源信號至少N不同加總。N不同加總各包含可提供與此連結的M源信號k不同加總的k編碼。
接收器組件408系被連接至編碼縮頻器406以接收M源信號至少kN不同加總。盲信號分離處理器410系被連接至接收器組件408來形成包含M源信號至少kN不同加總的混合矩陣412。混合矩陣412系具有等於達kN的排序。盲信號分離處理器410可將預期源信號414與混合矩陣412分離。
視被接收信號的調變而定，上述信號分割可被用於增加混合矩陣A的排序而不會增加天線元件數N。CDMA IS-95，CDMA2000及WCDMA係為展開碼被使用的展開碼頻譜通信系統例。常用線程系唯一碼被以各信號處理於更大頻帶上展開數據。
相同展開碼系被以被接收信號加總(預期信號，非預期信號及未知噪聲信號源)來處理。此使預期信號被再建構回到其原始頻寬，而幹擾子於寬頻上被展開。
上列CDMA實施實際上系具有同時使用相同頻帶的許多信號流。各信號流系使用理論上與所有其他者正交的編碼。若此條件於解碼器處被滿足，則其意指僅有用信號將被解展頻。若該加總第K信號編碼被用於解展頻，則最終被接收信號加總xk將大部分由增加振幅sk項及未改變或較低值k-1項所組成。
分碼多重存取信號的間通常有某些相關聯，所以幹擾信號系與預期信號一起某程度地被重建。此通常因各信號所經歷的延遲及信號多路發生所致。某些非預期信號，特別是分碼多重存取者將增加值。該增加不會如預期信號般明顯，但其仍會增加全部噪聲信號值而降低信號噪聲信號比。
解展頻信號方程式及信號本身型式系滿足盲信號分離處理準則。事實上，若展開碼的一被個別施加給通信裝置400所接收的已知信號，則可獲得滿足獨立分量分析模型要求的個別加總。
因此，具有與已知編碼一樣多的用於混合矩陣的列入口，當然假設其各產生線性獨立顯著值。正確環境下，此將增加混合矩陣至大於編碼數的一值。例如，N天線元件及M編碼可提供NM矩陣列。
為了描繪，3編碼系被假設已知，而該3已知編碼信號系保留其正交性。編碼縮頻器406中，混合矩陣A系具有各因天線流於各流被該3已知編碼解展頻的後的上3列及下3列。不在對角0值系因為編碼的正交性。欄入口4，5及6系用於相同指標未知信號一般例。
x1x2x3x4x5x6=a1100a14a15a160a220a24a25a2600a33a34a35a36a4100a44a45a460a520a54a55a5600a63a64a65a66s1s2s3s4s5s6]]>
對應欄入口4，5及6的信號可為已知編碼的其他路徑版本，或已知編碼的其他胞元信號。同時，一信號可為高斯而另一信號係為服從中央限制定理使其類似單高斯信號，如讓渡4頻道的分碼多重存取信號組。也就是說，非隨機信號的充足量將相加為高斯信號。幹擾子可為非高斯信號源或網絡未知的至多一高斯信號。
解展頻編碼縮頻器406中的已知編碼的後，盲信號分離處理器410可接收排序6的混合矩陣412。因為3編碼已知，6的排序系以2天線元件成上3因子而被導出。
6信號系被施加至盲信號分離處理器410，其中具有排序6的混合矩陣412系被形成。盲信號分離處理器410可僅從頻道x＝As修正的被接收信號決定分離矩陣W。所述例中，6信號系可分離。
盲信號分離處理器410可選擇將被解碼的信號。例如，幹擾信號可被降落，而預期信號所有版本均被選擇。被選擇信號系被施加至解調器模塊來解調。解調器系使用可組合相同信號多路版本的熟知等化技術。
較一般例中，為了簡化，以上顯示為0的不在對角值實際上可為非零值。當被編碼信號間的相關聯特性不完美時，此將為更有用例。此可表示各被分離信號的附加噪聲信號。然而，如先前顯示，矩陣排序系足以分離這些信號，所以其值於盲信號分離處理的後將被明顯降低。此導致噪聲信號降低，信號噪聲信號比增加，及Shannon定律所指出的頻道容量增加。
現在參考圖15，增加混合矩陣A排序而不增加天線元件數N的其他方法系將被接收混合信號分離為I及Q分量。相干射頻信號的I及Q分量係為振幅相同但相位被分離90度的分量。
通信裝置500系包含一天線陣列502，包含可接收M源信號至少N不同加總的N天線元件504。各I及Q模塊506系位於各天線元件504下遊，用於分離被接收的M源信號的各N不同加總者為I及Q分量組。
接收器組件508系位於各I及Q模塊506下遊以便接收M源信號至少N不同加總的至少N個I及Q分量組。盲信號分離處理器510系位於接收器組件508下遊以形成包含M源信號至少2N不同加總的混合矩陣512。各I及Q分量組系提供對混合矩陣512的2輸入。混合矩陣512系具有等於2N的排序，而盲信號分離處理器510可將預期源信號514與混合矩陣512分離。
天線元件502下遊的各I及Q模塊506的一系被描繪於圖16。被接收於天線元件502處的混合信號系被一對混合器520分割。I及Q分量通常系通過相同參考信號90度相位差被施加至的兩同步偵測器轉換中頻(IF)信號為另一頻率範圍來產生。同時，I及Q信號可保存被包含於中頻信號中的相位資訊，藉此促成具有正頻率的信號與具有負頻率的信號有所不同。
通過分離被接收混合信號為I及Q分量，混合矩陣大小系增加因子2。只要I及Q分量被以不同數據流編碼，則被接收於任何天線元件的混合信號可被分割為兩不同混合信號。
不同編碼例中，調變本性必須被分析來決定I及Q是否滿足線性要求。例如，針對全球行動通信系統(GSM)顯示，當高斯最小位移鍵控(GMSK)編碼被適當使用濾波時，其可被假設線性，而被處理於接收器中時，其宛若雙相移鍵控(BPSK)編碼。一旦雙相移鍵控滿足盲信號分離處理要求，則所說明的I及Q處理可被使用。
I及Q分量可被任何上述天線陣列實施例用來集結混合矩陣A。當I及Q被使用時，混合矩陣A可被集結宛若2倍天線元件數被使用。另一例可使用被與不等極化(2*2因子)不相關聯的2天線元件(2因子)，及與I及Q分量(2*2*2因子)組合使8獨立混合信號加總得以被產生。
此機構亦可被天線陣列偏向技術來創造更多信號加總。這些加總各亦依序被分離為I及Q分量。
本發明另一特徵系有關可發展相同射頻頻道多重使用的多輸入及多輸出(MIMO)天線技術。幹擾消除的接收器處理技術可通過發展場型分集來最小化所需天線數，而非使用天線分集來達成增加信號發送強度及對應數據速率。
天線陣列於其接收器路徑中系具有一可改變權重。當這些權重被改變時，接收天線場型系被修正。通過使用類似這些盲信號分離良好證明的技術，預期信號可從包含來自若干幹擾子的信號的接收器數據被擷取。
如圖17所示，無論場型如何被形成，用場型分集來替代多輸入及多輸出實施的接收結構中的天線分集系有可能。K場型數理論上等於N天線元件數。然而，K場型可被產生具有L天線元件，其低於先前技術所需的N天線元件。類似既存天線陣列多輸入及多輸出實施，M及K僅於所有被傳送M空間頻道均可被K接收器場型辨識的例中才相等。因為此通常為僅用於固定傳送器及接收器例，所以需超額接收器場型或傳送器場型來達成K或M空間增益最小化。多使用者偵測處理技術系被用來將數據頻道從接收器系統中分離出。所有上述建造混合矩陣的方法可被當作此實施部分。
本發明另一特徵系有關符號間幹擾(ISI)。使用富利葉轉換來降低符號間幹擾的限制系通過圖18所提供的配置提出。以下塊被添加在傳輸側上來改良降低符號間幹擾的富利葉轉換方法Viterbi編碼，重複/穿插及塊冗餘交錯已被添加於傳輸側。接收側上，以下塊系被添加盲信號分離幹擾移除，塊去交錯，去重複/去穿插及Viterbi解碼。
「Viterbi編碼」系具有可克服數據解碼處理誤差的強力冗餘。如渦輪編碼的編碼替代型式亦可應用。」重複或穿插」可促成源數據速率及被傳送數據速率間的數據塊匹配。」塊交錯」可將依序抵達源數據隨機化來最大化可改良傳送頻道情況回復的適當解碼機率。此會於可將數據流從遠較塊誤差有效的隨機分配誤差回復的Viterbi解碼器的前，通過分配該塊誤差來引進因如嚴重衰落所造成的塊誤差。」盲信號分離幹擾移除』可於轉換為時域的前降低信號為預期信號。
假設最終頻域信號具有未必為同調的已知統計特性，則處理非同調分配(PAR位準)的最佳方法系添加非線性匹配器(用於等化跨頻率的信號位準)於快速富利葉轉換輸出處，及添加反向轉換於反向快速富利葉轉換輸入處。
此外，此信號通常於理想情況中被調變及被聚集入傳送頻率，所以添加入調變器，向上轉換器及向下轉換器，解調器可完成該圖像。被傳送波型間的邊界處系具有非連續性。此可以若干方式來減輕。一者可被添加保護帶于波型間，其中曲線系被內插于波型的間以最小化所產生的頻率分量。所有上述建造混合矩陣的方法均可被當作此實施的一部份。
本發明另一特徵系有關支援層空間通信的場型分集。現在參考圖19，較佳實施例中，傳送器系以分時基礎來改變各分層空間的功率位準。該流因而抵達具各功率位準的接收器處，其提供被接收信號適當差異來集結適用於盲信號分離處理的矩陣。因為所有功率調整均被達成於傳送器處，所以接收器處的L天線元件數係為1，而接收器處不需場型產生硬體或軟體組件。
此方法亦提出先前技術，其中抵達信號間的小角度差對創造足夠分辨信號的場型輪廓。
另一實施例中，系具有非來自預期傳送器的明顯幹擾子。若具有單該幹擾子，則其及改變預期傳送器波前的間差異將足以使盲信號分離處理分離所有信號。若具有一個以上明顯幹擾子，則矩陣排序可能不足。系統效能可通過創造接收器處的附加場型改變來改良。雖然此偏離較佳實施例，旦其仍需較的前明顯少場型而較少牽涉接收器處的實施。
另一實施例中，多個數據流系被加總一起經由一功率放大器經由單天線元件來傳送。分時基礎上，被加總信號間的相對功率位準系以適用於接收器處盲信號分離解碼的方式來改變。此方法優點系組合信號中的各信號流系經歷相同傳遞路徑效應，其意指相對信號關係可被維持於傳送器及接收器的間。此提供接收器處非常強力解碼情況。
此概念可度量，其中若干信號個別加總可經由不同天線元件來傳送。強力信號分離可與多路分集增益及/或空間容量增益來獲得。為了提出理論上為固定的峰值對平均信號功率比訊息，被加總信號功率可以維持近似固定功率位準的方式來調整。所有上述建造混合矩陣的方法均可被當作此實施的一部份。
本發明另一特徵系有關支援多同時傳送器的波浪場型。現在參考圖20，傳送至存取點的多個裝置系調變其射頻場型。預期存取點及非預期存取點將接收被傳送信號的不同功率位準版本。此提供盲信號分離分離信號所需資訊。
該調變可如改變被傳送功率般簡單。此可獨立場型輪廓來達成，所以全方向性，被分扇區或甚至波束成型場型均可被使用。如改變傳送波束孔徑視線的視線亦可被使用。
最有效方法系具有使用被校準時槽的傳送器。該時點可通過使用裝置中的內部時脈，或向上同步至存取點所傳送的通用時間標記來設定。若信號抵達於接收器時不校準，則盲信號分離分離信號的能力系下降。校準可通過決定至裝置的距離或測量時間延遲來調整。時點提前或延遲技術接著可通過存取裝置來使用。
假設信號接收增益改變被是他們為目標的盲信號分離裝設存取點及其他例幹擾子使用，則校準適當接收器可能改變。若無整個網絡座標，則預期接收棄嬰被校準。若具有整個網絡座標，則測量可能顯示最佳方法系使信號較容易移除幹擾子，而仍提供充分校準分離於預期接收器處。
若具有不使用射頻功率位準調變技術的其他信號源，則正統信號拒絕技術可被使用。可替代是，接收器可使用場型或其他裝置來增加盲信號分離適當矩陣的排序。即使後者裝置被使用，被導出矩陣資訊的程度亦會大大降低被實施於存取點接收器處的支出。所有上述建造混合矩陣的方法均可被當作此實施的一部份。
本發明另一特徵系有關調整最佳處理及功率汲的盲信號分離射頻解碼。不需被分離來解碼有用流的信號數系被降低。通常，解碼矩陣排序可決定將被分離的最顯著信號數，而其餘信號系被視為噪聲信號。此值必須於將被解碼信號的最小包含內。可能較高最小值需降低噪聲信號分量，使信號噪聲信號比得以促成可接受解碼誤差率。
圖21系描繪僅操作的接收器實施。圖22係為圖21的超集合，且辦包含從傳送器至接收器的數據及選擇性從接收器至傳送器的數據。
若選擇填充矩陣超過操作所需排序，則天線陣列控制可降低被使用的選擇數。來自可取得組的某些選擇可能較其他者更理想，而最佳選擇可促成較低矩陣排序。此組可通過檢視來自各種選擇與其他選擇比較的信號，通過試誤法技術(如比較被使用及不被使用選擇k的結果)，或通過情況及結果歷史追蹤來決定。所使用的何方法或方法組合亦可以有效假定已知條件及歷史證據為基礎來決定。
當裝置已知位於來自若干源的顯著信號範圍內，如發生於涵蓋重疊區域中，則最高功率信號可被預期來自明顯不同方向。該選擇應被挑選來提供這些方向中的顯著信號差異。
關於編碼，誤差修正編碼系決定可被容許於原始解碼流中的誤差率。因為原始誤差率亦為矩陣填充選擇的子集合函數，所以這些設定的間系具有置換關係。編碼器及解碼器間的回授及控制迴路可被用來選擇最佳相互設定。
若接收器被發現不處於功率受限情況中(如線電壓功率)，則解碼器可增加其矩陣排序。此可被用於若干目的。較高排序可降低噪聲信號，其降低信號噪聲信號比，其依序降低誤差率。被降低噪聲信號可被用來增加傳送數據速率，降低誤差修正編碼或改良整個鏈結可靠性。
轉移矩陣填充負擔至接收器亦可降低傳送器上的負擔，其可被探究該兩者間是否具有控制迴路。相反地，使用電池的裝置可嘗試轉讓排序創造增加至更強力供應裝置。
通過改變時點設定，最強力操作系需解碼矩陣針對每個符號被再計算。然而，同調時間通常超過符號數，使僅需測量些許較該同調時間為快的速率。降低解碼矩陣決定發生將節省功率及處理器支出。監視從一發生至另一發生的矩陣改變系被用來決定解碼矩陣有多頻繁被再計算。寬頻系統中，子頻道通常具有個別同調時間。各子頻道可具有其自我解碼矩陣及相關測量速率。此消除以最快所需速率再計算一非常大解碼矩陣的需要。通常，子解碼矩陣的測量加總會小於使用一大者。
關於場型傳送，若源創造場型，則接收器可調整其矩陣填充接收選擇來提供充足矩陣排序。接收器可將其值建立在被傳送器通知的其傳輸特性資訊，被接收流及被解碼數據測量，或與源的轉讓設定上。轉讓例中，源的資源限制亦可被考慮，所以任何人均可假設較高負擔以便卸下另一個。
有關矩陣解決技術，解碼矩陣通常不會從一計算改變踏多至下一個。因此，先前值可被當作解決方案迭代決定的種子，其係為小於從零決定的處理器密度。當矩陣大得可開始時，迭代解碼甚至於解決方案被決定自未知狀態時通常較快。此係為解決大排序，完全填滿矩陣。
通常，以上所有組合系可視可用分量，修正編碼位準，合適地設備及影響合理操作的其他因子。所有上述建造混合矩陣的方法均可被當作此實施的一部份。
本發明另一特徵系支援有效區域涵蓋。針對場型傳輸，基本概念系使用架構位址處的被分扇涵蓋場型。被使用實際扇區數系隨容量需求及相關成本因子而有所不同。實際實施可能從單扇區改變為任何大數量。扇區本身可被再細分方位角或仰角或方位角或仰角平面。使用分扇的關鍵利益系其減輕依照波束成形方法追蹤鏈結另一端處的裝置的需求。保留一扇區涵蓋區域給另一個系被降低為正統交換情況。
先前技術使接收器產生適用於盲信號分離處理的場型改變。相對地，傳送器系使用技術使適當盲信號分離解碼器環境至少部分存在。某些實施中，其意指接收器不必產生任何波浪場型。其他實施中，其意指波浪場型數被明顯降低。
一實施例系用於一傳輸點。此實施例系提出不知區域中其他傳輸源是否亦操作的情況。參考圖23，傳送場型輪廓繫於接收器已知時序中被做成波浪。
傳送場型中的改變系被定時以符合傳送符號分支。除了孔徑視線移動的外，場型輪廓系針對時槽被改變及保持固定。因此，平均區域並不明顯改變，而無預見追蹤訊息要應付。
接收器將經歷因改變傳輸輪廓所產生的波前功率位準改變。盲信號分離矩陣將被集結不同相對增益值處的各信號流差異。
若被接收重要信號均來自使用波浪信號發送的一個或更多傳送器，則接收器僅於各場型改變其間採用樣本，並使用最終數據來集結矩陣用於盲信號分離。
若具有使用波浪信號發送的傳送器混合及不使用它的其他者，則接收器可使用正統信號分離技術來解釋它們。例如，如波束形成及多使用者偵測的方法可被使用。然而，盲信號分離方法通常更強力。實施時，接收器可執行場型變形並產生足夠附加場型來增加將被分離的信號數以上的盲信號分離矩陣排序。
例如，針對盲信號分離解碼器實施，若具三信號的三輪廓被傳送器傳送且有兩其他信號被接收，則接收器必須產生至少兩輪廓對彼此分離幹擾子。此為若傳送器不產生其自我組時小於所需的三輪廓，所以接收器上的實施負擔永遠被降低。
若傳送器正沿著單路徑傳送單流，則場型輪廓組不需旋轉或相異。此系因被偵測於接收器處的信號相對於所有其他被接收信號被改變。因此，傳送器可使用簡單功率改變整個場型而不需改變輪廓外型。只要一其他流被加總於接收器處，即使一者振幅固定，盲信號分離均可將其分離。此系因功率高頻振動源提供其操作所需改變所致。若一個以上其他流被接收，除非接收器本身使用其他分離裝置或具有其自我波浪場型產生能力，否則其似乎可當作對盲信號分離的單分組幹擾子。
接收模式中的場型傳送器現在將被討論。因為多場型輪廓的盲信號分離處理係為信號分離的優良方法，所以被用來產生傳送場型的相同技術亦可被用來產生多接收器值。當傳送已被支援時，盲信號分離接收僅有成本因子係為盲信號分離處理支出。
使用者設備接收器回授至傳送器現在將被討論。雖然並非嚴格需要，來自使用者設備接收器的回授資訊可被用來改良整個鏈結操作。例如，接收器可決定場型輪廓中的各改變提供有用數據的程度。此資訊系被回授至傳送器。傳送器接著可調整其操作來改良鏈結，使用較少功率，或對其他通信鏈結產生較少幹擾。某些調整可為各場型被使用何序列及符號傳送進程期間有多少改變(也就是從M至N輪廓改變)。每符號的輪廓改變調整將必須被傳送至接收器以求最佳效能。
第二實施例涉及已知使用上述方法的多傳送點。多傳送器位址的接收器操作基本上與單位址相同。該差異系各傳送器所產生的場型可於接收器處被計數來做盲信號分離。
然而，更強力操作可通過接收來自網絡有關被協調傳送參數的資訊來獲得。例如，依序規定所需場型數的矩陣排序可被調整。當可取得時，接收器的場型產生系可每此資訊被調整。網絡寬無線資源管理可使用被回授至使用者設備的資訊來建立網絡寬場型使用，指向，功率位準及時點。所有上述建造混合矩陣的方法均可被當作此實施的一部份。
本發明另一特徵系有關盲信號分離及場型波動來協助分碼多重存取信號分離。針對盲信號分離演算來有效分離信號，xi接收信號必須以與各信號連結的相對不同加權因子來聚集被接收於天線處的信號。此可被達成於傳送器，接收器或兩者位置。不論該加權因子是否被改變於傳送端或接收端，其均可每晶片或鄰近晶片組作改變。基本要求系聚集信號被每符號調整至少如有被分離信號一樣多。
圖24顯示符號被改變12次(12晶片)頻率的例。被改變參數系被固定用於4晶片。每符號三變數隱喻三不同信號可被與該聚集被接收信號分離。
若傳送器正沿著單路徑傳送單流，則場型輪廓組不需旋轉或相異。此系因被偵測於接收器處的信號相對於所有其他被接收信號被改變。因此，傳送器可使用簡單功率改變整個場型而不需改變輪廓外型。只要一其他流被加總於接收器處，即使一者振幅固定，盲信號分離均可將其分離。此系因功率高頻震動源提供其操作所需改變所致。若一個以上其他流被接收，除非接收器本身使用其他分離裝置或具有其自我波浪場型產生能力，否則其似乎可當作對盲信號分離的單分組幹擾子。
雖然並非嚴格需要，來自使用者設備接收器的回授資訊可被用來改良整個鏈結操作。例如，接收器可決定場型輪廓中的各改變提供有用數據的程度。此資訊系被回授至傳送器。傳送器接著可調整其操作來改良鏈結，使用較少功率，或對其他通信鏈結產生較少幹擾。雖然有許多改變功率輪廓方法，但某些調整可為各場型被使用的何序列；符號傳送進程期間有多少改變；及如何調變及高頻振動功率至各鏈結。每符號的輪廓改變調整將必須被傳送至接收器以求最佳效能。
實際功率放大器系最佳用於其線性操作範圍中。有了大峰值對平均功率比率，線性操作的操作範圍系被降低而產生功率放大器的被降低線性動態控制範圍，及傳送器及接收器間的降低操作距離。當功率為被使用的傳送參數時，此考量可通過若干方法來減輕。
這些方法包含當一個以上散熱器被相同放大器供電時，盲信號分離改變可被以所有信號功率和維持固定的方式同步化。也就是說，某些傳送增加系被其他減少抵銷。若功率被以接近晶片速率的值調變，則超額功率可通過將儲存元件與被感應的較小鏈波分離來吸收。超額功率可被轉移至分散負載。
二或三因次場型可通過若干傳送及接收天線裝置來創造，包含調整相位陣列天線的延遲及功率位準；具可交換負載的寄生天線元件；產生場型偏向的功率平面負載改變；元件或反射器的機械移動；及任何上述組合。所有上述建造混合矩陣的方法均可被當作此實施的一部份。
本發明另一特徵系有關用於多空間獨立頻道的單接收器。切換寄生天線可被與高速數字轉換器及向下轉換器耦合以提供多空間獨立頻道至基帶處理結構。多空間獨立頻道系通過使用單低噪聲信號放大器(LNA)，混合器，本地振蕩器(LO)，低通濾波器(LPF)及類比數位轉換器(ADC)來提供。
以此技術所獲得的多空間獨立頻道可以許多方法來處理。例子可包含同調組合，盲信號分離或多輸入多輸出接收處理。
該系統原理系被說明如下及連結圖25。較佳實施例包含切換分量進入電感器及電容器的單天線陣列。帶通濾波器限制被呈現至低噪聲信號放大器的頻帶及總射頻功率。低噪聲信號放大器並非僅為用於被接收信號的低噪聲信號放大器。混合器及本地振蕩器系向下諧調該射頻信號至中頻或基帶直流。任一實施系可與後端處理相容。
天線交換，可選本地振蕩器交換及解多工器交換均通過相同數位序列產生器來驅動，使N信號頻道可從N天線分集模式被製造出。此產生從混合器至呈現至低通濾波器及類比數位轉換器的單頻道射頻輸出。
無圖示的類比數位轉換器系與可驅動天線模式的相同數位序列產生器，可選本地振蕩器及解多工器同步。考慮具有載波頻率Fc及調變頻寬B的一信號，解多工器可當作以用於脈搏形狀的脈衝的向下採樣操作。針對具N元件的陣列，類比數位轉換器的採樣頻率必須至少2*N*B。因為每N樣本僅一個被呈現至基代處理器中的解調器鏈結，所以N為必要。2*B系滿足Nyquist採樣定理所需。因此，此系統所接收的信號頻寬亦被裝置交換速度限制。
解多工器可交替樣本及BBP內的各N平行解調器電路。樣本分配方案必須不在組中而為連續分配。例如，若有三個天線分集選擇(左，右及全方向)，則N＝3。來自類比數位轉換器編號1，2，3，4，5，6，7，8，9，10，11，12的樣本將被分配如1，4，7，10至第一解調器鏈結；2，5，8，11至第二解調器鏈結；而3，6，9，12至第三解調器鏈結。
如上述，解調器可為同調組合，盲信號分離或任何兩共同多輸入多輸出解調技術。此可為單解調電路的N例證或預期N空間獨立頻道的一組合。同調組合可為軟式決定加權或硬式決定操縱。某些實施限制系被討論如下。其包含信號噪聲信號比(SNR)考量，噪聲信號指數，阻抗匹配及被接收信號功率。
若你假設天線陣列具有被匹配至被接收信號的頻寬，則帶中信號噪聲信號比維持相同。然而，與傳統陣列相較下，帶中信號能量已被降低N2因子。
因為低噪聲信號放大器係為天線陣列的後信號路徑中的第一有效元件，所以當切換陣列以PIN二極體開始時，噪聲信號指數並非重要考量。因為解多工器的後各頻道系接收1/N信號功率，所以低噪聲信號放大器增益要求系被增加10log10N來保持混合器輸出處的可比較信號振幅。
不同天線元件間的交換會引進阻抗匹配特性改變。此並非永遠具有如被直接連接至射頻路徑的」主動」天線元件的天線實施例。其他」寄生」天線元件僅影響射頻路徑。
可與某些多輸入多輸出及其他平行路徑傳送方案相容的替代實施例，系整合調諧本地振蕩器為不同載波頻率及交換為不同天線陣列分集模式。此可達成彼此同步或獨立。其仍必須同時發生，但各狀態(陣列模式對載波頻率)不需維持同相。
此可為接收802.11g+波型，其中兩規則802.11g波型系被傳送於兩平行不同在波上的有用實施。此例中，你可交替於本地振蕩器上的上及下載波頻率的間及不同場型中，交替不同天線陣列分集模式。
混合器可被設定向下轉換射頻波型至中頻或至基帶直流。此改變某些類比數位轉換器採樣要求。蓄意化名及其他技術可於採樣下執行中頻且仍可回復預期資訊內容。
此方法亦考慮接收及傳送功能的天線雙重使用。針對某些衛星接收應用，並不需要傳送功能。針對接收及傳送並非同時的分時雙工系統(如WLAN，WiMAX，WCDMA-TDD，TD-SCDMA等)或非時雙頻雙工系統(如GSM/GPRS)，當傳送模式可被考慮獨立時，接收天線系可被多工。針對全雙工系統(如CDMA2000或WCDMA-FDD)，傳送功能可通過獨立天線來完成。任何這些空氣介面均可使用任何賦能解調器技術(同調組合，盲信號分離，多輸入多輸出)。
本發明另一特徵系有關被施加至分碼多重存取接收器處理的盲信號分離。天線元件間充分分離的天線陣列系適用於饋送解碼鏈結。可取得文獻調查指出通常此為熟練技術人士所相信者。
其他文獻系討論被稱為單天線幹擾消除(SAIC)技術。這些使用盲信號分離者系需調變被相關聯及或統計獨立I及Q分量來創造排序2矩陣。因此，這些解碼器可分離-幹擾子及預期信號。若有兩幹擾子，則既存單天線幹擾消除技術並非可變。其稱作此為使用」虛擬」第二天線。
先前技術可通過既存技術裝置獲得信號獨立加總，及通過不呈現被探究於文獻中的其他方法來改良。雖然I及Q裝置可實施於某些無線存取網絡中，但其可能不適用於分碼多重存取編碼。所有上述建造混合矩陣的方法均可被當作此實施的一部份。
雖然這些技術增加獨立分量分析可用矩陣的排序並使其更類似，獨立分量分析應用亦擷取預期信號，但其並不能保證。所以僅詳述的技術仍需被用來選擇適當解碼鏈結。例如，若其過度不利被處理的信號加總，則你必須退出獨立分量分析處理。
第二實施例中，不同編碼鏈結系如圖26所示來使用。節點A處，信號組例系被顯示於圖27。單幹擾子系被簡單顯示，但相同自變量可被施加至多幹擾子及增加矩陣排序。噪聲信號底部系被窄頻幹擾子超越，而預期分碼多重存取信號系位於噪聲信號底部以下。
如圖28中B結點處，幹擾子已被擷取。」選擇器」系決定被擷取信號是否確實為幹擾子。若無幹擾子出現，則無任何信號被選擇。若信號具有預期信號特性，則其不被選擇。若一個或更多幹擾子被選擇，則其被呈現給」反向器」(C節點)。獨立分量分析擷取可反向或非反向被接收信號，即需決定各信號是否必須被反向來匹配該被接收信號。
具有正確振幅符號的幹擾子系被呈現給D節點處的相加器負輸入。熟練技術人士當然理解該替代，但同等實施較可行。例如，純相加器可被用於此階段，而反向器僅被使用於信號被以非反向波型擷取時。原始被接收信號(A節點)的延遲版本系被呈現於另一相加器輸入處。該延遲值系等於ICS，選擇及」反向器」處理所引起的延遲。熟練技術人士當然理解該替代，但同等實施較可行。例如，延遲及相加器功能塊可通過變換及加總兩信號直到最小化被實現為止的最小塊來取代。
圖29中的D節點處，幹擾子已被移除。圖30中的E節點處，耙式(Rake)接收器已縮頻該信號，騎現在被呈現給基帶解碼器。此實施例的進一步細節系天線結構所收集的信號可依據先前討論加強既存技術的實施例經由選擇來獲得。
應理解圖26所示結構僅為實施概述本發明的一方法。處理位置前或後選擇不同路徑的先前技術實施亦可被使用，而非適當時使」選擇器」呈現無任何信號。置換必須與處理延遲，實施成本，整個操作強固性及某程度設計者選擇有關。僅呈現給耙式接收器的前從信號流擷取幹擾子的基本概念必須保留於相同發明所有變異中。
雖然先前解釋已被顯示完全移除幹擾子，但應了解並非所有幹擾子均可被移除。然而，假設耙式解碼器可應付改良信號組，則任何幹擾子移除通常會提供較先前技術為優的改良效能。
分碼多重存取信號本身系較其縮頻版本更具高斯特性，而讓獨立分量分析更難以偵測。然而，因為信號仍維持若干統計顯著性，所以與預期信號連結的若干數據移除亦可行。幹擾子再次移除通常非常顯著，而全部增益系被成限制耙式解碼器。可替代是，全部解碼處理可通過使用處理增量方法被進一步加強。意指信號可被更詳細檢查是否包含或排除，及/或被移除信號數可被遞增地增加或減少及被測量改善或惡化結果的被解碼信號完整性。
本實施例的一關鍵點系獨立分量分析被用於其可能辨識的信號上，而不被用於期間很難辨識及/或擷取的耙式處理前的分碼多重存取信號上。
本發明另一特徵系有關用於經由場型的盲信號處理的混合最小均方差矩陣筆分離權重。再次參考美國專利第6,931,362號，其中多感測器係為提供線性獨立加總信號所需。』362專利案在此被併入參考。除了多感測器的外，上述天線陣列亦可被使用，而』362專利案所揭示的後處理仍可應用。熟練技術人士會記住本發明許多修正及其他實施例，具有被呈現於上述說明及相關附圖的傳授利益。因此，應了解本發明並不限於所揭示的特定實施例，而修正及實施例系被預期包含於附帶申請專利範圍內。
權利要求
1.一種可分離M信號源所提供源信號的通信裝置，該通信裝置包含一天線陣列，包含可形成至少N天線波束的N元件，以接收該M源信號的至少N不同加總，N及M大於2；一控制器，連接至該天線陣列以選擇性形成該至少N天線波束；一接收器組件，連接至該天線陣列，以接收該M源信號至少N不同加總；一盲信號分離處理器，連接至該接收器組件，以形成一包含該M源信號至少N不同加總的混合矩陣，該盲信號分離處理器亦決定該M源信號不同加總是否為相關聯或統計獨立，若否，則與該控制器共同操作來形成可接收該M源信號的新不同加總的不同波束，以取代該混合矩陣中不相關聯或統計獨立的該M源信號不同加總，及分離預期源信號及該混合矩陣。
2.根據權利要求1所述的通信裝置，其特徵在於，該接收器組件包含N耙式接收器，各耙式接收器包含可針對被連接至此的該各天線元件所接收該M源信號不同加總，產生k不同多路分量的k耙指；及其中該盲信號分離處理器系連接至該N耙式接收器來形成該混合矩陣，該混合矩陣可包含達該M源信號至少N不同加總的至少kN不同多路分量，該混合矩陣系具有等於達kN的排序。
3.根據權利要求1所述的通信裝置，其特徵在於，N＝M。
4.根據權利要求1所述的通信裝置，其特徵在於，該混合矩陣排序為K，其中K＜N，則該盲信號分離處理器可將M源信號的K與該混合矩陣分離。
5.根據權利要求1所述的通信裝置，其特徵在於，N＞M。
6.根據權利要求1所述的通信裝置，其特徵在於，該N天線元件包含N相關聯天線元件。
7.根據權利要求6所述的通信裝置，其特徵在於，該N相關聯天線元件包含N主動天線元件，使得該天線陣列形成一相位陣列。
8.根據權利要求6所述的通信裝置，其特徵在於，該N相關聯天線元件包含至少一主動天線元件，及至多N-1被動天線元件，使得該天線陣列形成一切換波束天線。
9.根據權利要求1所述的通信裝置，其特徵在於，至少兩該N天線元件相關聯且具有不同極性。
10.根據權利要求9所述的通信裝置，其特徵在於，該不同極性彼此正交。
11.根據權利要求1所述的通信裝置，其特徵在於，進一步包含一仰角控制器，可選擇性改變該N天線波束至少其中的一的仰角，以產生至少一附加天線，使該M源信號至少一附加不同加總得以被接收；其中該接收器組件亦使用該至少一附加天線波束接收該該M源信號至少一附加不同加總；及其中該盲信號分離處理器形成該混合矩陣以包含該M源信號的該至少一附加不同加總。
12.根據權利要求11所述的通信裝置，其特徵在於，該仰角控制器可選擇性改變該N天線場型的仰角，使得可產生N附加天線場型來接收該M源信號的N附加不同加總，該混合矩陣的排序現在等於2N。
13.根據權利要求11所述的通信裝置，其特徵在於，該仰角控制器系被分割為相對該N天線元件的k區域，各該區域被獨立控制來改變該N天線場型該仰角，使得可產生N附加天線場型來接收該M源信號的N附加不同加總，該混合矩陣的該排序現在等於2kN。
14.根據權利要求11所述的通信裝置，其特徵在於，該天線陣列包含一接地平面；且其中該N天線元件包含鄰近該接地平面的一主動天線元件；鄰近該接地平面的多個被動天線元件，各被動天線元件包含一上半部及一對應下半部，一上部可變電抗負載，連接該上半部至該接地平面，以改變一天線場型方位角；該仰角控制器包含一用於各被動天線元件的一個別下部可變電抗負載，以連接該下半部至該接地平面，並通過調整該下部可變電抗負載至少其中的一而使該N天線場型於仰角方向移動。
15.根據權利要求11所述的通信裝置，其特徵在於，該天線陣列包含鄰接該N天線元件的一接地平面；且其中該仰角控制器包含一耦合至該接地平面的可控射頻抑制線圈，並通過控制該射頻抑制線圈而使該N天線波束於仰角方向移動。
16.根據權利要求1所述的通信裝置，其特徵在於，該盲信號分離處理器以主分量分析(PCA)、獨立分量分析(ICA)及單值分解(SVD)至少其中的一為基礎，將預期源信號與該混合矩陣分離。
17.一種操作一通信裝置以分離由M信號源所提供源信號的方法，該通信裝置包含一天線陣列、一連接至該天線陣列的一控制器、一連接至該天線陣列的接收器組件以及一連接至該接收器組件的盲信號分離處理器，該方法包含於天線陣列處接收該M源信號的至少N不同加總，該天線陣列包含可形成至少N天線波束的N元件，N及M大於2；選擇性形成該至少N天線波束以回應該控制器；將該M源信號至少N不同加總提供至該接收器組件；及由該盲信號分離處理器處理由該接收器組件所接收的該M源信號至少N不同加總，該處理包含決定該M源信號不同加總是否為相關聯或統計獨立，若否，則與該控制器共同操作以形成不同波束，用以接收該M源信號的新不同加總來取代該混合矩陣中不相關聯或統計獨立的該M源信號不同加總，及將預期源信號與該混合矩陣分離。
18.根據權利要求17所述的方法，其特徵在於，該接收器組件包含N耙式接收器，各耙式接收器包含k耙指，以針對被連接至此的該各天線元件所接收的該M源信號不同加總，選擇k不同多路分量；及其中該盲信號分離處理器系連接至該N耙式接收器以形成該混合矩陣，該混合矩陣包含達該M源信號至少N不同加總的至少kN不同多路分量，該混合矩陣具有等於達kN的排序。
19.根據權利要求17所述的方法，其特徵在於，N＝M。
20.根據權利要求17所述的方法，其特徵在於，該混合矩陣的該排序為K，其中K＜N，及該盲信號分離處理器可將M源信號的K與該混合矩陣分離。
21.根據權利要求17所述的方法，其特徵在於，N＞M。
22.根據權利要求17所述的方法，其特徵在於，該N天線元件包含N相關聯天線元件。
23.根據權利要求22所述的方法，其特徵在於，該N相關聯天線元件包含N主動天線元件，使得該天線陣列形成一相位陣列。
24.根據權利要求22所述的方法，其特徵在於，該N相關聯天線元件包含至少一主動天線元件，及達到N-1被動天線元件，使得該天線陣列形成一切換波束天線。
25.根據權利要求17所述的方法，其特徵在於，至少兩該N天線元件相關聯且具有不同極性。
26.根據權利要求17所述的方法，其特徵在於，該通信裝置進一步包含一仰角控制器，可選擇性改變該N天線波束至少其中的一的仰角以產生至少一附加天線波束，使該M源信號的至少一附加不同加總被接收；其中該接收器組件亦使用該至少一附加天線波束來接收該該M源信號至少一附加不同加總；及其中該盲信號分離處理器形成該混合矩陣以包含該M源信號的該至少一附加不同加總。
27.根據權利要求26所述的方法，其特徵在於，該仰角控制器可選擇性改變該N天線場型的該仰角，使得可產生N附加天線場型以接收該M源信號的N附加不同加總，該混合矩陣的該排序現在等於2N。
28.根據權利要求26所述的方法，其特徵在於，該仰角控制器系被分割為相對該N天線元件的k區域，各區域被獨立控制來改變該N天線場型的該仰角，使得可產生N附加天線場型以接收該M源信號的N附加不同加總，該混合矩陣的該排序現在等於2kN。
29.根據權利要求17所述的方法，其特徵在於，該盲信號分離處理器以主分量分析(PCA)、獨立分量分析(ICA)及單值分解(SVD)至少其中的一為基礎，將預期源信號與該混合矩陣分離。
全文摘要
一種可分離由M信號源所提供源信號的通信裝置，該通信裝置包含一天線陣列，其包含N元件，用以形成接收該M源信號至少N不同加總的至少N天線波束，其中，N及M大於2。一控制器，連接至該天線陣列，以選擇性形成該至少N天線波束。一盲信號分離處理器形成一包含該M源信號至少N不同加總的混合矩陣。該盲信號分離處理器亦可決定該M源信號不同加總是否為相關聯或統計獨立，若否，則與該控制器共同操作，以不同波束形成而接收該M源信號新不同加總，來取代該混合矩陣中不相關聯或統計獨立的M源信號不同加總。預期源信號可通過該盲信號分離處理器與該混合矩陣分離。
文檔編號G01S3/16GK101027572SQ200580031999
公開日2007年8月29日 申請日期2005年9月23日 優先權日2004年9月23日
發明者史蒂文·J·高伯格 申請人:美商內數位科技公司