單電感雙輸出開關變換器變頻控制方法及其控制裝置與流程
2023-08-03 06:39:11
本發明涉及多路輸出開關變換器的控制方法及其裝置，屬於電力電子設備領域，具體為單電感雙輸出開關變換器變頻控制方法及其控制裝置。
背景技術：
可攜式電子產品的發展對多電壓輸出開關電源提出了越來越高的要求，使多路輸出的開關變換器成為了人們關注的熱點。傳統的多路輸出開關變換器磁性元件多，體積大，而單電感多輸出開關變換器具有系統體積小、成本低，並且可實現對輸出支路獨立調節的優點，廣泛應用於平板電腦，可攜式信息設備，LED驅動等領域。
與單輸出開關變換器類似，選擇不同的電路參數，單電感雙輸出開關變換器可工作於電感電流連續導電模式(continuous conduction mode,CCM)、臨界導電模式(boundary conduction mode,BCM)、斷續導電模式(discontinuous conduction mode,DCM)和偽連續導電模式(pseudo-continuous conduction mode,PCCM)。
單電感雙輸出開關變換器在四種工作模式時各有優缺點，其中，CCM-CCM單電感雙輸出開關變換器具有帶載能力強，輸出電壓紋波小的優點，但不同輸出支路間存在交叉影響；DCM-DCM單電感雙輸出開關變換器能夠避免輸出支路間的交叉影響，但在大功率場合下具有較大的電流紋波和EMI噪聲，僅適用於小功率場合，負載範圍較窄；PCCM-PCCM單電感雙輸出開關變換器的輸出支路間基本不存在交叉影響，且能夠通過增大續流參考值從而提高變換器帶載能力，但由於續流開關管的加入，降低了變換器的效率。上述單電感雙輸出開關變換器的所有輸出支路工作於同一種導電模式，然而，當輸出支路負載相差很大時，負載較輕的輸出支路存在紋波大、效率低的特點；並且單電感雙輸出開關變換器各輸出支路的要求可能不同。因此，不同輸出支路可以根據需要選擇相應的工作模式，即採用混合導電模式，提高單電感雙輸出開關變換器的整體性能。
開關變換器的控制技術極大地影響著開關電源的性能，按照佔空比的實現方式，可將其分為恆頻控制和變頻控制兩大類。恆頻控制即開關周期恆定不變，通過調整一個開關周期內功率器件的導通時間來調節輸出電壓；變頻控制通過改變開關頻率來調節輸出電壓，如恆定導通時間控制、恆定關斷時間控制和滯環控制。與恆頻控制相比，變頻控制具有瞬態性能好，輕載效率高的優點。另一方面，續流開關管的控制對PCCM開關變換器的特性也有很大影響。傳統PCCM開關變換器的續流控制採用恆定參考電流控制(constant-reference-current,CRC)方式，該控制方式在輕載條件下的變換器效率較低。為了提高變換器的效率，可在不同負載情況下調整續流電流值。
技術實現要素：
本發明的目的是提供一種混合導電模式單電感雙輸出開關變換器的控制方法，使之克服現有單電感雙輸出開關變換器的技術缺點，同時具有良好的穩定性和瞬態性能、較小的交叉影響和較高的變換器效率，且能夠適用於多種拓撲結構的單電感雙輸出開關變換器。
本發明採用的技術方案是：
單電感雙輸出開關變換器變頻控制方法，主開關管採用輸出電壓結合電感電流的變頻控制，通過在每個開關周期內固定主開關管的關斷時間實現電感電流的動態續流；在每個開關周期內，檢測電感電流，得到信號IL，檢測兩條輸出支路的輸出電壓得到信號Voa和Vob；將Voa和電壓基準值Vref1送入到第一誤差放大器EA1產生信號Ve1，將Vob和電壓基準值Vref2送入到第二誤差放大器EA2產生信號Ve2；將IL送入第一脈衝信號產生器PGS產生信號SS；將IL、Voa、Vob、Ve1和Ve2送入第二脈衝信號產生器PGR生成信號RR和Vb；將第一導通定時器TON1的輸出信號Vton1和信號SS送入第一觸發器RS1產生脈衝信號Vpa和Vpb，用以控制變換器支路開關管的導通和關斷；將信號Vton1和信號Vpb經第一或門OR1產生的信號和信號RR送入第二觸發器RS2產生脈衝信號Vp1，用以控制變換器主開關管的導通和關斷；信號Vb和信號Vpa經過第二或門OR2產生信號Vor；信號Vor經第二導通定時器TON2產生信號Vton2；信號Vton2和信號Vp1經非門NOT產生的信號經過與門AND產生脈衝信號Vp2，用以變換器控制續流開關管的導通和關斷。
該單電感雙輸出開關變換器變頻控制方法的控制裝置，包括第一電壓檢測電路VS1、第二電壓檢測電路VS2、電流檢測電路IS、第一誤差放大器EA1、第二誤差放大器EA2、第一脈衝信號產生器PGS、第二脈衝信號產生器PGR、第一觸發器RS1、第二觸發器RS2、第一或門OR1、第二或門OR2、第一導通定時器TON1、第二導通定時器TON2、非門NOT、與門AND、第一驅動電路DR1、第二驅動電路DR2、第三驅動電路DR3和第四驅動電路DR4；所述的第一電壓檢測電路VS1與第一誤差放大器EA1相連，第二電壓檢測電路VS2與第二誤差放大器EA2相連；電流檢測電路IS及第一觸發器的Q1端分別與第一脈衝信號產生器PGS相連；第一電壓檢測電路VS1、第二電壓檢測電路VS2、第一誤差放大器EA1、第二誤差放大器EA2、電流檢測電路IS、第一觸發器RS1的Q1端和Q端分別與第二脈衝信號產生器PGR相連；第一脈衝信號產生器PGS的SS端與第一觸發器RS1的S端相連；第一觸發器RS1的Q1端與第一導通定時器TON1相連；第一導通定時器TON1的輸出端與第一觸發器RS1的R端相連；第一導通定時器TON1的輸出端、第一觸發器RS1的Q端分別與第一或門OR1相連，第一或門OR1的輸出端與第二觸發器RS2的S端相連；第二脈衝信號產生器PGR的RR端與第二觸發器RS2的R端相連；第二脈衝信號產生器PGR的Vb輸出端及第一觸發器RS1的Q1端分別與第二或門OR2相連；第二或門OR2的輸出端與第二導通定時器TON2相連；第二觸發器RS2的Q端和非門NOT相連；非門NOT及第二或門OR2的輸出端分別和與門AND相連；第一觸發器RS1的Q端連接第一驅動電路DR1，第一觸發器RS1的Q1端連接第二驅動電路DR2，第二觸發器RS2的Q端連接第三驅動電路DR3，與門AND的輸出端連接第四驅動電路DR4。
所述的第一脈衝信號產生器PGS包括乘法器MULT、採樣保持器S/H和第一比較器CMP1；將電流檢測電路IS、第一觸發器RS1的Q1端與乘法器MULT相連；電流檢測電路IS與採樣保持器S/H相連；乘法器MULT及採樣保持器S/H的輸出端分別與第一比較器CMP1相連。
所述的第二脈衝信號產生器PGR包括第一加法器ADD1、第二加法器ADD2，第二比較器CMP2、第三比較器CMP3、第一與非門NAND1、第二與非門NAND2、第三與非門NAND3；第一電壓檢測電路VS1的輸出端、電流檢測電路IS的輸出端分別與第一加法器ADD1連接，將第一電壓檢測電路VS1的輸出信號Voa、電流檢測電路IS的輸出信號IL乘以係數k1後送入第一加法器ADD1；第二電壓檢測電路VS2的輸出端與第二加法器ADD2連接，將第二電壓檢測電路VS2的輸出信號Vob、信號IL乘以係數k2後送入第二加法器ADD2；第一誤差放大器EA1、第一加法器ADD1的輸出端與第二比較器CMP2相連，第二誤差放大器EA2、第二加法器ADD2的輸出端分別與第三比較器CMP3相連；第二比較器CMP2的輸出端和第一觸發器RS1的Q1端分別連接第一與非門NAND1；第三比較器CMP3的輸出端和第一觸發器RS1的Q端分別連接第二與非門NAND2；第一與非門NAND1、第二與非門NAND2分別與第三與非門NAND3相連。
與現有技術相比，本發明的有益效果是：
一、與主開關管採用電壓型控制、續流開關管採用CRC控制(記為V-CRC控制)的PCCM-PCCM單電感雙輸出開關變換器相比，本發明的單電感雙輸出開關變換器在輸入電壓發生改變時，能夠快速調節主開關管和支路開關管的導通和關斷，輸出電壓超調量小，調節時間短，輸入瞬態性能好。
二、與V-CRC控制的PCCM-PCCM電感雙輸出開關變換器相比，本發明的單電感雙輸出開關變換器在負載變化時具有快速的瞬態響應速度，輸出電壓的超調量小，支路間的交叉影響小。
三、與V-CRC控制的PCCM-PCCM電感雙輸出開關變換器相比，本發明通過在每個開關周期內固定主開關管的關斷時間來間接控制續流開關管的導通和關斷，實現了電感電流的動態續流，提高了變換器的輕載效率。
附圖說明
下面結合附圖和具體實施方式對本發明作進一步詳細的說明。
圖1為本發明實施例一控制方法的電路結構框圖。
圖2為本發明實施例一的第一脈衝信號產生器PGS的電路結構框圖。
圖3為本發明實施例一的第二脈衝信號產生器PGR的電路結構框圖。
圖4為本發明實施例一的電路結構框圖。
圖5為本發明實施例一的混合模式單電感雙輸出開關變換器穩態工作時的主要波形示意圖。
圖6為本發明實施例一的變換器TD和V-CRC控制的PCCM-PCCM變換器在輸入電壓突變時的瞬態時域仿真波形。
圖7為本發明實施例一的變換器TD和V-CRC控制的PCCM-PCCM變換器在a支路負載突變時輸出電壓瞬態時域仿真波形圖。
圖8為本發明實施例一的變換器TD和V-CRC控制的PCCM-PCCM變換器在b支路負載突變時輸出電壓瞬態時域仿真波形圖。
圖9(a)為分別採用本發明的變換器TD和V-CRC控制的PCCM-PCCM變換器在a輸出支路負載變化時的效率曲線圖。
圖9(b)為分別採用本發明的變換器TD和V-CRC控制的PCCM-PCCM變換器在b輸出支路負載變化時的效率曲線圖。
圖10為本發明實施例一控制的變換器TD在電路參數改變後，支路負載突變時輸出電壓瞬態時域仿真波形圖。
圖11為本發明實施例二的電路結構框圖。
具體實施方式
下面通過具體的實例並結合附圖對本發明做進一步詳細的描述。
實施例一
圖1示出，本發明的一種具體實施方式為：混合導電模式單電感雙輸出開關變換器變頻控制裝置，主要由第一電壓檢測電路VS1、第二電壓檢測電路VS2，電流檢測電路IS，第一誤差放大器EA1、第二誤差放大器EA2，第一脈衝信號產生器PGS、第二脈衝信號產生器PGR，第一觸發器RS1、第二觸發器RS2，第一或門OR1、第二或門OR2，第一導通定時器TON1、第二導通定時器TON2，非門NOT，與門AND，第一驅動電路DR1、第二驅動電路DR2、第三驅動電路DR3和第四驅動電路DR4組成；在每個開關周期內，檢測電感電流，得到信號IL，檢測兩條輸出支路的輸出電壓得到信號Voa和Vob；將Voa和電壓基準值Vref1送入到第一誤差放大器EA1產生信號Ve1，將Vob和電壓基準值Vref2送入到第二誤差放大器EA2產生信號Ve2；將IL送入第一脈衝信號產生器PGS產生信號SS；將IL、Voa、Vob、Ve1和Ve2送入第二脈衝信號產生器PGR生成信號RR和Vb；將第一導通定時器TON1的輸出信號Vton1和信號SS送入第一觸發器RS1產生脈衝信號Vpa和Vpb，用以控制變換器支路開關管的導通和關斷；將信號Vton1和信號Vpb經第一或門OR1產生的信號和信號RR送入第二觸發器RS2產生脈衝信號Vp1，用以控制變換器主開關管的導通和關斷；信號Vb和信號Vpa經過第二或門OR2產生信號Vor；信號Vor經第二導通定時器TON2產生信號Vton2；信號Vton2和信號Vp1經非門NOT產生的信號經過與門AND產生脈衝信號Vp2，用以變換器控制續流開關管的導通和關斷。
圖2示出，本例的第一脈衝產生器PGS的具體組成為：由乘法器MULT、採樣保持器S/H和第一比較器CMP1組成；電流檢測電路IS的輸出端、a輸出支路的開關管控制信號Vpa連接乘法器MULT的輸入端；乘法器MULT的輸出端連接第一比較器CMP1的負極性端；電感電流信號IL經採樣保持器S/H與第一比較器CMP1的正極性端相連。
圖3示出，本例的第二脈衝產生器PGR的具體組成為：由第一加法器ADD1、第二加法器ADD2，第二比較器CMP2、第三比較器CMP3，第一與非門NAND1、第二與非門NAND2、第三與非門NAND3組成；將第一電壓檢測電路VS1的輸出信號Voa、電流檢測電路IS的輸出信號IL乘以係數k1後送入第一加法器ADD1；將第二電壓檢測電路VS2的輸出信號Vob、信號IL乘以係數k2後送入第二加法器ADD2；第一加法器ADD1的輸出端連接第二比較器CMP2的正極性端，第一誤差放大器EA1的輸出端連接第二比較器CMP2的負極性端；第二加法器ADD2的輸出端連接第三比較器CMP3的正極性端，第二誤差放大器EA2的輸出端連接第三比較器CMP3的負極性端；第二比較器CMP2的輸出端和a輸出支路的開關管控制信號Vpa連接第一與非門NAND1；第三比較器CMP3的輸出端和b輸出支路的開關管控制信號Vpb連接第二與非門NAND2；第一與非門NAND1和第二與非門NAND2的輸出端連接第三與非門NAND3。
本例採用圖4的裝置，可方便、快速地實現上述控制方法。圖4示出，本例混合導電模式單電感雙輸出開關變換器變頻控制裝置，由開關變換器TD和主開關管S1，支路開關管Sa、Sb，續流開關管S2的控制裝置組成。
本例的裝置其工作過程和原理是：
控制裝置採用混合導電模式單電感雙輸出開關變換器變頻控制的工作過程和原理是：如圖4、圖5示出，當電感電流信號IL與a輸出支路的開關管控制信號Vpa的乘積信號下降至電感電流IL經採樣保持器S/H所得信號時，第一脈衝信號產生器PGS輸出信號SS為高電平，即第一觸發器RS1的S端輸入高電平，第一觸發器RS1的Q端控制脈衝信號Vpb為高電平，Q1端控制脈衝信號Vpa為低電平，變換器支路開關管Sb導通，b支路工作，同時第一導通定時器TON1開始計時；第一或門OR1的輸出端為高電平，即第二觸發器RS2的S端輸入高電平，第二觸發器RS2的Q端脈衝信號Vp1為高電平，主開關管S1導通，續流開關管S2關斷，電感電流IL上升，輸出電壓Vob上升；當輸出電壓Vob與電感電流IL乘以k2的疊加信號上升到控制信號Ve2時，第二脈衝信號產生器PGR的輸出信號Vb為高電平，輸出信號RR為高電平，第二導通定時器TON2開始計時，第二觸發器RS2的R端輸入信號為高電平，第二觸發器RS2的Q端脈衝信號Vp1為低電平，S1斷開，電感電流IL下降，輸出電壓Vob下降；開關管S1關斷固定時間TOFF後，第二導通定時器TON2輸出端信號Vton2為高電平，此時信號Vp1仍為低電平，則與門AND輸出端控制脈衝信號Vp2為高電平，續流開關管S2導通；直到第一導通定時器TON1計時結束，信號Vton1為高電平，第一觸發器RS1的R端輸入高電平，第一觸發器RS1的Q1端控制脈衝信號Vpa為高電平，變換器支路開關管Sa導通，a支路工作；同時第一或門OR1輸出高電平，即第二觸發器RS2的S端輸入高電平，第二觸發器RS2的Q端控制脈衝信號Vp1為高電平，主開關管S1導通，續流開關管S2關斷，電感電流IL上升，輸出電壓Voa上升；當輸出電壓Voa與電感電流IL乘以k1的疊加信號上升到控制信號Ve1時，第二脈衝信號產生器PGR的輸出信號RR為高電平，第二觸發器RS2的R端輸入高電平，第二觸發器RS2的Q端控制脈衝信號Vp1變為低電平，主開關管S1斷開，電感電流IL下降，輸出電壓Voa下降,直至進入下一個開關周期。
第一脈衝信號產生器PGS完成信號SS的產生和輸出：圖2示出，當電感電流IL與Vpa的乘積低於電感電流IL經採樣保持器S/H所得信號時，第一比較器CMP1的輸出信號為高電平，反之為低電平。
第二脈衝信號產生器PGR完成信號RR和Vb的產生和輸出：圖3示出，輸出電壓Voa與電感電流IL乘以係數k1的疊加信號高於控制信號Ve1時，第二比較器CMP2的輸出信號為高電平，反之，為低電平；輸出電壓Vob與電感電流IL乘以係數k2的疊加信號高於控制信號Ve2時，第三比較器CMP3的輸出信號為高電平，反之，為低電平；當第二比較器CMP2的輸出信號和脈衝信號Vpa同時為高電平時，第一與非門NAND1輸出低電平，第二與非門NAND2輸出高電平，則第三與非門NAND3輸出信號RR為高電平，信號Vb為高電平；當第三比較器CMP3的輸出信號和脈衝信號Vpb同時為高電平時，第二與非門NAND2輸出低電平，第一與非門NAND1輸出高電平，則第三與非門NAND3輸出信號RR為高電平，信號Vb為低電平。
本例的開關變換器TD為混合導電模式單電感雙輸出Buck變換器。
用PSIM仿真軟體對本例的方法進行時域仿真分析，結果如下。
圖5為本發明實施例一變換器在穩態工作時，電感電流信號IL，驅動信號Vpa、Vpb、Vp1、Vp2，脈衝信號RR、SS及導通定時器輸出信號Vton1、Vton2之間的關係示意圖。從圖中可以看出，採用本發明的單電感雙輸出開關變換器可以工作在CCM-PCCM混合模式。
圖5的仿真條件為：輸入電壓Vin＝20V，a支路電壓基準值Vref1＝7V、b支路電壓基準值Vref2＝5V，電感L＝150μH(其等效串聯電阻為50mΩ)，電容Coa＝Cob＝470μF，電容等效串聯電阻Rca＝Rcb＝100mΩ，負載電阻Roa＝7Ω、Rob＝5Ω，導通定時器1的固定時間為60μs，導通定時器2的固定時間為35μs，開關管S1、S2、Sa、Sb的等效寄生電阻為50mΩ，二極體D1、D2的導通壓降為0.4V，電感電流IL的係數k1、k2均為0。
圖6為採用本發明的變換器TD和V-CRC控制的PCCM-PCCM單電感雙輸出Buck變換器在輸入電壓突變時(輸入電壓Vin從20V→40V變化)，兩輸出支路輸出電壓的瞬態時域仿真波形。仿真條件與圖5一致。從圖中可以看出：採用本發明的變換器TD的a、b輸出支路的輸出電壓Voa、Vob，在輸入電壓突變後，幾乎沒有調整過程便重新進入穩態；由此可見，本發明的變換器TD輸入瞬態性能好，調節時間短，輸出電壓瞬態變化量很小，抗輸入波動能力強。
圖7、圖8分別為採用本發明的變換器TD和V-CRC控制的PCCM-PCCM單電感雙輸出Buck變換器在輸出支路a負載突變(輸出支路a的輸出電流Ioa從1A→0.5A變化)、輸出支路b負載突變(輸出支路b的輸出電流Iob從0.5A→1A變化)時兩輸出支路輸出電壓的時域仿真波形圖。圖7、圖8的仿真條件與圖5一致。從圖中可以看出：採用本發明的變換器TD在負載突變後的輸出電壓瞬態變化量小，調節時間很短，負載瞬態性能好，並且一條輸出支路負載突變對另一條輸出支路的交叉影響較小。
圖9(a)為採用本發明的變換器TD和V-CRC控制的PCCM-PCCM單電感雙輸出Buck變換器在a輸出支路負載變化時的效率曲線圖，圖9(b)為採用本發明的變換器TD和V-CRC控制的PCCM-PCCM單電感雙輸出Buck變換器在b輸出支路負載變化時的效率曲線圖。由圖9(a)和圖9(b)可知，當負載功率較大時，兩種方法下變換器都具有較高的效率；隨著負載的減小，採用V-CRC控制的PCCM-PCCM單電感雙輸出變換器的效率逐漸下降；而本發明的變換器在負載功率減小時效率一直維持在較高值，且有所提高。
如圖10為本發明的變換器TD在輸出支路a負載突變時兩條輸出支路輸出電壓的時域仿真波形圖。與圖6仿真條件不同之處在於：電感電流IL的加權係數k1、k2均為0.03，輸出電容Coa和Cob的等效串聯電阻均為20mΩ。從圖中可以看出，加入電感電流補償後，當輸出電容等效串聯電阻較小時，變換器TD仍能穩定工作，且當補償係數較小時基本不影響變換器的負載瞬態響應速度，兩條輸出支路間的交叉影響很小，具有很好的穩定性。
實施例二
如圖11所示，本例與實施例一基本相同，不同之處是：本例控制的變換器TD為混合導電模式單電感雙輸出單端正激型變換器。
本發明除可用於以上實施例中的單電感雙輸出開關變換器外，也可用於混合導電模式單電感雙輸出半橋變換器、混合導電模式單電感雙輸出全橋變換器等多種多輸出電路拓撲中。