固體攝像裝置的製作方法

2024-01-25 13:03:15 2

專利名稱：固體攝像裝置的製作方法
技術領域：
本發明涉及一種固體攝像裝置。
背景技術：
作為固體攝像裝置，(XD(電荷耦合器件)圖像傳感器和CMOS (互補金屬氧化物半導體)圖像傳感器已為公眾所知。上述固體攝像裝置廣泛用作數碼攝像機、數位相機和便攜電話機的攝像器件。近年來，人們一直在致力於發展其功耗低於CCD圖像傳感器的功耗的CMOS圖像傳感器。作為CMOS圖像傳感器，可使用稱為列並行AD轉換型或列ADC (模擬數字轉換器) 型的圖像傳感器。列ADC型圖像傳感器的每個像素包括浮動擴散(FD)，並且該列ADC型圖像傳感器選擇像素陣列中的任意一行，並同時訪問在列方向上布置的其他行中的像素，以同時並行地讀出像素信號。然後，將讀出的像素信號進行AD轉換，並且將用於一列的數位化圖像數據輸出至信號處理部。作為上述圖像傳感器，可使用下面的圖像傳感器該圖像傳感器中，對FD被復位時的信號電平或復位電平與進行攝像時的另一信號電平進行差分處理，以提取已去除噪聲分量的像素信號。由於在通常的攝像條件下，通過噪聲去除而取得了提高圖像質量的效果， 因此該圖像傳感器是優選的。附帶提及，在一定攝像條件下，通過進行上述差分處理卻出現了不良效果。具體來說，在光量大於飽和電平的光量的攝像條件下，會出現上述不良效果，所述條件諸如在攝像範圍內存在諸如太陽、燈等高亮度物體等。該不良效果稱為太陽黑子現象(simspot phenomenon)或黑化現象(tanning phenomenon)，並且是這樣的現象，S卩，大光量的部分本來應被拍攝為高亮度白色，卻成像為低亮度部分或變黑。上述現象起因於下述現象，S卩，當有非常強的光入射至像素的電荷產生部(光電轉換器件)時，由電荷產生部產生的電荷通過電容耦合而洩漏至FD中，且復位電平隨時間而下降。如果以表示復位電平的變化量，並且以Vb表示對應於從電荷產生部得到的信號電荷量的像素信號的信號電平，則通過差分處理，提取「Vb- Δ V」作為像素的像素信號。為指代從差分處理後的像素信號中提取的像素信號，在下文中，為了方便而將從像素中獲得的未經處理的像素信號稱為「原始像素信號」。如果電荷產生部有強光入射並且達到飽和電平，則原始像素信號Vb固定，而不從所達到的電平下降。另一方面，復位電平下降以增大變化量AV。因此，差值「Vb-AV」減小，並且輸出的像素信號下降。因此，雖然有強光照射在像素上，但像素信號下降，並且因此發生高亮度物體變為黑圖像的黑化現象。為抑制黑化現象的發生，(1)可使用將復位電平置換為預定值或者將復位電平限幅的方法(例如，參見日本專利特開2000-287131號公報)。而且，(2)有人提出了另一方法，其中，響應於復位電平和基準信號之間的比較結果，改變當讀出像素信號電平時對比較器輸出的控制(例如，參見日本專利特開2007-243 號公報，下文中稱為專利文獻
1)。而且，C3)有人提出了一種方法，其中，當判定發生黑化現象時，可減少復位電平的偏移 (dispersion)的影響(例如，參見日本專利特開2008-283557號公報，下文中稱為專利文獻2)。然而，上述對黑化現象的抑制方法存在下述問題。(1)將復位電平置換為預定值或者將復位電平限幅的方法該方法是這樣的一種技術，其中，當復位電平下降至出現黑化現象的程度時，在復位電平急劇下降之前，將復位電平置換為預定電壓或者限幅在預定電壓，從而防止黑化現象。然而，在應用將復位電平置換為預定電壓的配置的情況下，會產生這樣的問題， 即，不僅要設置用於檢測復位電平的電壓檢測部，還不得不設置電壓產生部或電壓置換部。 這樣增大了電路的規模。另一方面，在應用將復位電平限幅在預定電壓的配置的情況下，會發生這樣的情況，即，由於為各列布置的限幅電路的特性偏移，因此在不同的列中預定電壓 (限幅電平)也不同。該情況導致這樣的情形，即，在不同的列中發生黑化現象的標準不同， 並且在不同的列中引起黑化現象的發生程度偏移的問題。(2)根據復位電平和基準信號之間的比較結果而改變在讀出像素信號電平時對比較器輸出的控制的方法該方法是用於避免在數字⑶S (相關雙採樣)處理中出現黑化現象的技術。這裡， 取決於復位電平和基準信號(RAMP)之間的比較結果，改變當讀出比較後的像素信號(原始像素信號)時對比較器輸出的控制。具體來說，在復位電平低於基準信號的情況下，在讀出原始像素信號的時段內，無論原始像素信號的信號電平如何，都使比較器的輸出固定，並且進行計數器的完整計數，以防止黑化現象。參照圖7的時序圖說明防止黑化現象的方法的要點。應當注意，以實線表示在通常光量的情況下的從像素中得到的原始像素信號Vx，而以虛線表示在發生黑化現象的大光量的情況下的原始像素信號Vx。參照圖7，首先，通過信號SEL選擇像素，而通過信號RST使像素的FD的電荷復位。 通過信號AZ進行自動調零處理，該自動調零處理用於使原始像素信號和斜坡信號Ramp的基準彼此對齊。然後，進行用於讀出復位電平的P階段(預充電階段)的處理和用於讀出像素的信號電平的D階段(數據階段)的處理。在通常光量的情況下，在P階段中的斜坡信號Ramp的降坡開始後，通過對時鐘CLK 的脈衝數進行倒計數，直到斜坡信號Ramp和原始像素信號Vx彼此交叉而使比較輸出反轉為止，從而設定復位電平。在D階段中的斜坡信號Ramp的降坡開始後，通過對時鐘CLK的脈衝數從設定值開始進行正計數，直到斜坡信號Ramp和原始像素信號Vx彼此交叉而使比較輸出反轉為止，從而得到像素信號。通過以此方式而將復位電平的倒計數和原始像素信號的正計數組合，得到從中去除了復位電平的噪聲的像素信號。另一方面，在發生黑化現象的大光量的情況下，由於從緊接著通過信號RST使FD 的電荷復位後的時刻起，電荷便開始洩漏，因此原始像素信號Vx如圖7中的虛線所示地大幅下降。因此，如果照原樣讀出復位電平，則出現上述黑化現象。
因此，在讀出復位電平的P階段時段內，在從像素讀出的原始像素信號Vx的信號電平、即復位電平低於如圖7中的虛線所示的斜坡信號Ramp的信號電平的情況下，進行下述處理。具體來說，在讀出原始像素信號的D階段時段內，無論像素信號電平如何，都保持比較器的輸出固定，並且在從斜坡信號Ramp的降坡開始至降坡結束的時段內，對時鐘CLK 的脈衝數進行完整計數。因此，輸出的像素信號達到最大值，並且避免了黑化現象。應當注意，在圖7所示的配置中，在有非常強的光入射的情況下，可發生這樣的情況在進行自動調零處理的時段(稱為AZ時段)內，原始像素信號下降至下限，並且復位電平變為高於基準信號。在這點上，如圖8中的虛線所示，在專利文獻1中公開了一種配置， 其中，原始像素信號Vx大幅下降，原始像素信號Vx被信號CLP鉗位，使得復位電平不會過度地下降至基準信號的RAMP幅值以下。然而，採用上述配置可發生下述問題。首先，已知鉗位電平受到下列約束。具體來說，(i)如果提高鉗位電平，那麼雖然對白色區域的黑化現象的修正、即太陽黑子修正變得更好，但是黑色區域的暗特性、即DK特性惡化。(ii)另一方面，如果降低鉗位電平，那麼雖然不發生DK特性的惡化，但是可能發生黑化現象。在考慮到半導體處理的偏移的情況下， 如圖9所示，還會發生鉗位電平沒有設定值(窗口)的情況。應當注意，圖9中的各行分別表示像素11的放大電晶體的閾值電壓Vth，而圖9的各列分別表示鉗位電平。(3)當判定發生黑化現象時可減少復位電平的偏移的影響的方法該方法是一種用於當判定發生黑化現象時可減少復位電平的偏移的影響的技術。 具體來說，應用了這樣的配置，該配置中，響應於復位時的像素信號電壓、即復位電平而調整判定電平，從而為每個單位像素設定適當的判定電平。在專利文獻2中，提出了圖10和圖11中所示的電路配置，以作為實施上述技術的電路。在所述電路中，將用於對基準信號和像素信號值進行比較的比較部構造為使得該比較部的輸入與輸出短路，以當基準信號等於初始值電平時進行初始化，所述基準信號具有在時間序列中的初始值電平和判定電平。然而，所述電路存在構成電路的組件數、即器件數多的問題。而且，雖然由於電容器具備減小噪聲分量的功能，因此如圖11所示的比較部301和另一比較部401中的NMOS 輸入部的柵極連接有電容器，然而存在電容器的尺寸通常較大的問題。因此，存在上述電路配置使電路面積增大的問題。

發明內容
於是，期望提供一種可採用小尺寸電路配置來修正黑化現象的固體攝像裝置。根據本發明，提供了一種固體攝像裝置，該固體攝像裝置包括像素，其用於將光電轉換元件通過光電轉換而得到的電荷轉換為具有對應於電荷量的電壓的像素信號，並且輸出像素信號；比較部(例如實施方式中的比較器32)，其用於對從像素輸出的像素信號和隨時間變化的斜坡信號進行比較，並且輸出比較信號；測量部(例如實施方式中的計數器35)，其用於與斜坡信號同步地開始計數，連續地進行計數操作直到供給至所述測量部的輸入端的信號被反轉為止，從而測量比較時間；以及比較器輸出控制部(例如實施方式中的比較器輸出控制電路33)，其位於比較部的輸出端和測量部的輸入端之間，並且接收像素信號作為該比較器輸出控制部的輸入；所述比較器輸出控制部配置為當測量部開始計數時，如果像素信號的值超過基於黑化現象所確定的預定值，則當將從比較部輸出的比較信號供給至測量部的輸入端以使該比較信號反轉時，停止計數操作，然而，當測量部開始計數時，如果像素信號的值不大於預定值，則將在測量時段內未被測量部反轉的信號供給至所述測量部的輸入端，從而在測量時段內繼續進行計數操作。優選地，基於依據像素的飽和電平而設定的基準信號的電壓來確定預定值。在該情況中，比較器輸出控制部優選地包括鎖存電路，其配置為將兩個反相器連接成環；和NAND(與非)電路，其一個輸入端連接於鎖存電路的第一節點，並且另一輸入端連接於比較部的輸出端；像素信號的信號線連接於鎖存電路的第一節點，而基準信號的信號線連接於鎖存電路的第二節點；NAND電路的輸出端連接於測量部的輸入端。優選地，多個像素以行和列的形式布置以形成像素陣列；為每列像素設置有比較部、測量部和比較器輸出控制部，以形成轉換部；並且在列掃描時段內，僅設有對像素陣列的每行像素進行並行操作的數據階段，而不設有預充電階段。採用所述固體攝像裝置，可通過設置在比較部和測量部之間的比較器輸出控制部來抑制黑化現象。因此，該固體攝像裝置可通過小規模電路配置而修正黑化現象。


圖1是圖示作為根據本發明的固體攝像裝置的例子的CMOS圖像傳感器的框圖；圖2是圖示像素的代表性配置的框圖；圖3是圖示比較器的電路配置的框圖；圖4是圖示比較器輸出控制電路的電路配置的框圖；圖5是圖示第一控制方式中的固體攝像裝置的操作情況的時序圖；圖6是圖示第二控制方式中的固體攝像裝置的操作情況的時序圖；圖7是圖示現有固體攝像裝置中的控制配置的示例的時序圖；圖8是圖示現有固體攝像裝置中的控制配置的另一示例的時序圖；圖9是表示在傳統固體攝像裝置中對黑化現象的修正和黑色區域的暗特性或DK 特性之間的關係的表；圖10是在傳統固體攝像裝置中用於判定黑化現象的電路的框圖；並且圖11是圖示了圖9的電路中的兩個比較部的配置的框圖。
具體實施例方式下面，參照

實施本發明的實施方式。圖1是包含列並行模擬/數字轉換部的列ADC型CMOS圖像傳感器的框圖，其圖示了根據本發明的固體攝像裝置的例子。首先， 參照圖1說明固體攝像裝置1的總體配置。1.固體攝像裝置的總體配置固體攝像裝置1包括像素陣列10、行掃描電路20、轉換部群30、列掃描電路40、定時控制電路50、基準信號發生電路60、感測電路70等。通過將多個像素11在矩陣中沿多個行H和列V布置，並且形成由大量的像素11 構成的二維平面攝像部，從而構成像素陣列10，像素11各自包括利用光電轉換的電荷產生部。應當注意，像素或單位像素11的配置在後面詳述。
行掃描電路20通過行信號線21 (210,211,...)連接於各個像素11，並基於從定時控制電路50輸出的掃描信號來控制行地址Hn(H0、H1、...)的指定以及行掃描，各個像素 11構成像素陣列10。行信號線21有時被稱為水平信號線，而行掃描電路20有時被稱為垂直掃描電路。列掃描電路40通過列信號線31(310、311、...)和設置在列信號線上的轉換部30a 連接於構成像素陣列10的各個像素11。列掃描電路40基於從定時控制電路50輸出的掃描信號來控制列地址￥11作0、￥1、...)的指定以及列掃描。列信號線31有時被稱為垂直信號線，而列掃描電路40有時被稱為水平掃描電路。轉換部群30包括對應於像素陣列10的多個像素列而設置的多個轉換部30a。考慮到攝像條件，每個轉換部30a將像素11輸出的像素信號(原始像素信號)轉換為對應於信號電平的數位訊號，並輸出所轉換的信號。具體來說，轉換部群30構成列並行模擬/數字轉換型或列ADC型的像素信號轉換部。雖然轉換部30a的特定配置在後面進行詳述，然而通過使用斜坡信號Ramp的用於APGA的積分型AD轉換和數字⑶S，每個轉換部30a將每個像素11輸出的模擬信號轉換為數位訊號，隨後輸出所轉換的信號。定時控制電路50控制行掃描電路20、轉換部群30和列掃描電路40的運行，以使行掃描電路20、轉換部群30和列掃描電路40通過包括感測電路70的水平輸出線71輸出從像素陣列10讀出並由轉換部群30進行AD轉換後的數字像素信號。下面，說明在以上述方式構成的固體攝像裝置1中設置於像素陣列10中的像素11 以及設置於轉換部群30中的轉換部30a的配置。2.像素的配置圖2圖示了像素或單位像素11的配置的代表性例子。參照圖2，像素11是由光電轉換器件和四個電晶體構成的四電晶體型像素。具體來說，像素11包括作為光電轉換器件的光電二極體12和作為有源器件的四個電晶體，所述四個電晶體包括傳輸電晶體13、放大電晶體14、選擇電晶體15和復位電晶體16。所述電晶體由行掃描電路20控制。光電二極體12進行可得到與入射光的光量對應的電荷的光電轉換。傳輸電晶體 13連接於光電二極體12和浮動擴散層(浮動擴散)FD之間，並且將光電二極體12的電荷傳輸至浮動擴散FD。通過將來自行掃描電路20的傳輸信號TR經輸控制線施加於傳輸電晶體13的柵極，使光電二極體12所光電轉換的電荷傳輸至浮動擴散FD。放大電晶體14的柵極連接於浮動擴散FD。放大電晶體14通過選擇電晶體15而連接至列信號線31，並且與設置在像素11外面的恆流源17 —起構成源極跟隨器。如果將選擇信號SEL經選擇控制線而施加於選擇電晶體15的柵極以使選擇電晶體15導通，則放大電晶體14將浮動擴散FD的電位放大，並且將對應於該電位的電壓輸出至列信號線31。 從每個像素11輸出的信號電壓經列信號線31而輸出至對應列的轉換部30a。復位電晶體16連接於電源線VDD和浮動擴散FD之間。在通過將來自行掃描電路 20的復位信號RST經由復位控制線而施加於要從像素中讀出信號的讀出行中的復位電晶體16的柵極，使浮動擴散FD的電位設定為復位電平。更具體地，在傳輸電晶體13處於截止狀態時，復位電晶體16導通，以便從電源線 VDD輸入基準電位，此後，復位電晶體16截止。因此，當以未發生黑化現象的通常光量操作時，浮動擴散FD基於基準電位而設定在作為復位電平的基本固定的電壓。然後，將此時的浮動擴散FD的電壓通過放大電晶體14和選擇電晶體15而輸出至列信號線31。因為所述輸出是復位像素11時的信號、即為復位電平的像素信號，並且是在對浮動擴散FD預充電的 P階段時段內的輸出，故有時將所述輸出稱為P階段輸出。然後，當在P階段時段內傳輸電晶體13截止之後，光電二極體12累積所光電轉換的電荷。因此，傳輸電晶體13導通，從而將光電二極體12中累積的電荷傳輸至浮動擴散 FD。此時，如果浮動擴散FD具有復位電平的電位，則浮動擴散FD被調整至一電壓，對應於接收光量的電位從復位電平進一步下降至該電壓。然後，將此時的浮動擴散FD的電壓通過放大電晶體14和選擇電晶體15而輸出至列信號線31。因為所述輸出是當像素11攝像時的原始像素信號，並且是在獲取圖像數據的D階段時段內的輸出，故有時將所述輸出稱為D 階段輸出。然後，通過使用D階段輸出和P階段輸出之間的差值作為像素信號，不僅可從圖像信號中去除像素11的輸出中的DC分量的偏移，還可去除浮動擴散FD復位噪聲。因為例如傳輸電晶體13、選擇電晶體15以及復位電晶體16的各自的柵極以行為單位相互連接，因此對一行中的像素11同時進行上述操作。將D階段輸出和P階段輸出之間的差值確定為像素信號的處理由轉換部30a進行。應當注意，雖然圖2圖示了對所有電晶體的配置應用N溝道電晶體，然而如果對某些或全部電晶體應用P溝道電晶體，則可實現與上述配置類似的配置。或者，可應用未設有傳輸電晶體13的配置、省略選擇電晶體15而由整個電源進行選擇控制的另一配置、由多個像素共用任意組件的其他配置等。3.轉換部的配置回到圖1，轉換部30a包括比較器32、比較器輸出控制電路33和計數器35，並具有 η位(η為自然數)數位訊號轉換功能。比較器32用作比較部，用於對從像素11輸出的原始像素信號Vx和從基準信號發生電路60的斜坡信號發生電路62輸出的斜坡信號Ramp進行互相比較，並且在被比較的信號的大小關係交替時，使該比較部的輸出反轉。斜坡信號Ramp是具有隨時間以預定的斜率線性變化的斜坡波形的信號，且由斜坡信號發生電路62產生，並通過斜坡信號線61而輸入比較器32中。比較器輸出控制電路33基於從像素11輸出的原始像素信號Vx和從基準信號發生電路60的Vref發生電路65輸出的基準信號Vref，來控制比較器32對計數器35的輸出，從而進行黑化修正。計數器35對從像素11經比較器32和比較器輸出控制電路33而送來的基於原始像素信號或黑化修正信號以及斜坡信號Ramp的模擬原始像素信號進行AD轉換，並且輸出作為結果的像素信號。雖然在後面詳述該操作，然而一般來說，即在通常光量的情況下，通過對從定時控制電路50輸出的時鐘脈衝進行計數，將原始像素信號Vx和斜坡信號Ramp之間的大小關係反轉之前的時間量轉換為數字值。換言之，計數器35構成用於將模擬原始像素信號轉換為數字像素信號的AD轉換部。應當注意，為了對P階段和D階段的兩次讀出結果進行算術運算，可由兩個單獨的計數器部構成計數器35。然而，如果以雙向計數器作為計數器35，則可簡化轉換部30a的配置。下面說明以雙向計數器作為計數器35的形式。而且，優選的配置形式為設置例如η位鎖存電路的存儲部，該鎖存電路可保持用於比較由計數器35所計的時間的計數值。根據剛才所述的配置，可進行比較器32的比較、 計數以及計數值的輸出的並行操作，因此，可實現高速並行操作。用於輸出計數值的水平輸出線由η位寬的水平輸出線71和感測電路70構成。雖然在本實施方式中，這種水平輸出線71和感測電路70的數量是η個，然而，可將數量增加至ηXm(m為自然數)個，以便將水平輸出線71和感測電路70並行布置，從而提高輸出速度。4.比較器的配置下面，說明比較器32的詳細配置。圖3圖示了比較器32的電路配置的例子。參照圖3，比較器32包括PMOS電晶體PTl PT4、NM0S電晶體NTl NT3以及作為自動調零 (Auto Zero :AZ)電平的採樣電容器的第一電容器C31和第二電容器C61。比較器32是差動放大器，並且電流鏡像電路由PMOS電晶體PT1、PT2構成，而差動比較部由NMOS電晶體ΝΤ1、ΝΤ2構成，在該差動比較部中以NMOS電晶體ΝΤ3作為電流源。具體來說，在比較部中，對從像素11經列信號線31輸入的原始像素信號Vx和經斜坡信號線 61輸入的斜坡信號Ramp進行互相比較，並且輸出具有基於比較結果的電壓的信號。比較部的輸出被兩級反相器反轉兩次，並且被作為比較信號Vout輸出至比較器輸出控制電路33。PMOS電晶體ΡΤ3用作開關電晶體，並且連接於NMOS電晶體NTl的柵極和漏極之間。PMOS電晶體ΡΤ4也用作開關電晶體，並且連接於NMOS電晶體ΝΤ2的柵極和漏極之間。原始像素信號Vx通過第一電容器C31輸入NMOS電晶體NTl的柵極，並且斜坡信號Ramp通過第二電容器C61輸入NMOS電晶體ΝΤ2的柵極。第一電容器C31連接為用於切斷NMOS電晶體NTl的柵極處的DC電平的電容器，而第二電容器C61連接為用於切斷NMOS 電晶體ΝΤ2的柵極處的DC電平的電容器。比較器32的比較信號Vout根據斜坡信號Ramp和原始像素信號Vx的電壓的大小關係而呈現H(高)電平或L(低)電平。比較器32首先確定用於比較的基準電壓。於是， 在下文中，將用於確定所述電壓的處理稱為自動調零處理。當進行自動調零處理時，將列信號線31的復位電平輸入至原始像素信號Vx側，而將基準參考電壓輸入至斜坡信號Ramp 側。將用於共同實施自動調零處理的AZ信號施加於PMOS電晶體ΡΤ3、ΡΤ4的柵極。在像素11的P階段輸出之前進行自動調零處理，並具體地，響應於AZ信號的下降沿和上升沿而進行自動調零處理。首先，PMOS電晶體ΡΤ3、ΡΤ4導通，以在AZ信號的下降沿時刻將比較器32設置在自動調零狀態。將工作點確定在NMOS電晶體ΝΤ1、ΝΤ2的柵極電壓彼此相等並且電路平衡的時刻。然後，PMOS電晶體ΡΤ3、ΡΤ4截止，以便在AZ信號的上升沿時亥lj，將NMOS電晶體 NTUNT2的柵極設置為懸空狀態。此時，基準參考電壓和NMOS電晶體NTl的柵極電壓之間的差值被保持在第一電容器C31中，而列信號線31的復位電平的電壓和NMOS電晶體NT2 的柵極電壓之間的另一差值被保持在第二電容器C61中。在進行上述自動調零處理之後， 原始像素信號Vx和斜坡信號Ramp的零電平彼此相等，並且設置在彼此可比較大小的狀態。隨著AZ信號的上升沿變得平緩，比較器32的通過率得到提高。因此，通過使得AZ 信號的上升沿平緩，可在偏移方面改善像素11的復位電平。
應當注意，可根據輸入值而與P溝道電晶體類似地配置輸入電晶體。而且，包括輸出在內，可以左右反轉地配置此處描述的差動放大器。5.比較器輸出控制電路的配置下面，說明比較器輸出控制電路33的詳細配置。圖4圖示了比較器輸出控制電路 33的電路配置的例子。參照圖4，比較器輸出控制電路33包括鎖存電路331，其中，兩個反相器33加、332b彼此連接成環；以及NAND電路335，其連接於鎖存電路331的節點333a。列信號線31通過電容器Cl和開關SWl而連接於鎖存電路331的連接NAND電路 335側的節點333a，並且Vref發生電路65的Vref信號線66通過電容器C2和開關SW2而連接於鎖存電路331的另一節點33北。通過上述的AZ信號使開關SWl和開關SW2接通/ 斷開。而且，通過由激活信號EN驅動的使能開關來使鎖存電路331的兩個反相器接通/斷開。因此，如果AZ信號設置為高電平，並且開關SW1、SW2接通，那麼列信號線31的電位、即原始像素信號的電壓Vx保持在電容器Cl中，而Vref信號線66的電位、即基準信號 Vref的電壓保持在電容器C2中。應當注意，此時EN信號為低電平，並且鎖存電路331的使能開關處於斷開狀態。NAND電路335的一個輸入端連接於比較器32的輸出，而NAND電路335的另一輸出端連接於計數器35。具體來說，NAND電路335接收鎖存電路331的輸出和比較器32的輸出以作為NAND電路335的輸入，並且將輸出端的NAND值輸出至計數器35。因此，計數器35的輸入信號響應於從比較器32輸出的比較信號Vout的電壓以及鎖存電路331的節點333a的電壓而在高電平和低電平之間跳變。然後，通過從比較器輸出控制電路33、具體為NAND電路335輸出的輸出信號來控制計數器35的操作。下面說明以上述方式配置的固體攝像裝置1的操作、即轉換部30a的運行。6.固體攝像裝置的操作(1)第一控制方式圖5圖示了表示第一控制方式中的固體攝像裝置的操作情況的時序圖。在時序圖中，上部圖示了例如選擇信號SEL、傳輸信號TR、復位信號RST、AZ信號、用於比較器輸出控制電路中的開關SWl和開關SW2以及反相器的接通/斷開信號在1H(1水平)時段內的時序變化。而且，圖5的下部圖示了當光量正常時和當黑化現象發生時，斜坡信號Ramp的時序變化以及計數器35的計數值的時序變化。首先，當來自任意行地址Hn (HO、HI、...)的各像素11的各列的首次讀出穩定之後，通過復位信號RST使各像素11復位。然後，由當比較器32的工作點被AZ(自動調零) 信號激活時的列信號線31的信號電平、即原始像素信號Vx的電壓，以及斜坡信號線61的信號電平、即斜坡信號Ramp的電壓，使各像素11初始化。具體來說，當將像素11設置在復位電平時進行初始化，然後，在復位狀態下使從像素11經列信號線31讀出的原始像素信號Vx的信號電平的零點以及斜坡信號Ramp的初始值的信號電平的零點調整為彼此對齊。具體來說，在圖3所示的比較器32的電路配置中， 由電容器C31、C61去除DC分量。因此，通過對從列信號線31的信號Vx和斜坡信號線61 的信號Ramp中去除了 DC分量的結果進行自動調零操作，使在切斷AZ信號時的電位保持在第一電容器C31和第二電容器C61中，並且在剛才所述的條件下使各個零點對齊。
接下來，為避免由自動調零操作引起的初始化偏移，由斜坡信號發生電路62施加一次少量補償，且隨後將具有斜坡波形的斜坡信號輸入比較器32中，所述斜坡信號的信號電壓或斜坡信號線電平隨時間變化。然後，由比較器32對從列信號線31讀出的復位電平的像素信號Vx的電壓以及傾斜變化的斜坡信號Ramp的電壓進行比較，並進行首次計數(P 階段)。此時，在斜坡信號Ramp的降坡開始的同時，計數器35開始計數，並且斜坡信號 Ramp和計數值在時間上以彼此一一對應的關係變化，以將復位狀態下的讀出模擬信號轉換為數位訊號。具體來說，斜坡信號Ramp用於將電壓的變化轉換為時間的變化，並且通過由計數器35對時鐘脈衝進行計數而將該時間、即時鐘脈衝的脈衝數轉換為數字值。然後，當原始像素信號Vx和斜坡信號Ramp彼此交叉時，比較器32的輸出反轉，並且在未發生黑化現象的通常操作的情況下，在所述反轉的同時，將對應於比較時段的計數值保持在計數器中。在首次讀出中，在選擇信號SEL使像素11的選擇電晶體15導通之後，復位信號 RST使復位電晶體16導通，以便使浮動擴散FD復位，並且讀出復位電平。此處，將各單位像素中變化的噪聲作為復位電平或復位分量中的偏移而包括在內。然而，因為復位電平的偏移通常較小，並且復位電平的值對於所有像素是共同的，故可粗略地了解任意的列信號線。而且，通過激活AZ信號，比較器32的工作點已由此時的列信號線31的信號電平和斜坡信號線61的信號電平初始化。於是，一旦讀出復位電平，便可通過調整斜坡信號以大幅縮短比較時段。在本實施方式中，在8位的計數時段、即256個時鐘內進行與復位電平的比較。應當注意，在比較器輸出控制電路33中，開關SW1、SW2接通，從而列信號線31和 Vref信號線66在AZ時段內分別連接至鎖存電路331的節點333a和節點33北。如果AZ時段結束，則激活信號EN接通使能開關，以激活鎖存電路331，從而將節點333a和節點33 之間的電位差放大至電源電壓。然後，將放大後的電位差輸出至NAND電路335的輸入端。 在第二次讀出時段、即D階段時段結束之前，保持鎖存電路331的激活。此處，由Vref發生電路65產生經Vref信號線66輸出至比較器輸出控制電路33 的基準信號Vref。基準信號Vref的電壓設定為等於當發生黑化現象或識別出黑化現象時的像素信號Vx的電壓，或者考慮到列信號線31的變化而設定為高出十幾mV的電壓。換言之，將像素信號Vref的電壓設定為等於或稍高於在入射光量達到光電二極體12的飽和電平的情況下輸出的像素信號的信號電壓。因此，在未發生黑化現象的通常操作的情況下，測量剛開始時的像素信號Vx和基準信號Vref之間的電位差大，並且放大至電源電壓的高電平信號從鎖存電路331的節點333a輸入NAND電路335中。在第二次讀出中，在選擇信號SEL使選擇電晶體15保持在導通狀態的同時，傳輸信號TR使傳輸電晶體13導通。而且，讀出既包括復位分量又包括對應於入射光量的信號分量的像素信號。第二次讀出是D階段時段，在該D階段時段內，從像素11中讀出攝像時的像素信號或原始像素信號，以獲取圖像數據。比較器32對經列信號線31讀出的原始像素信號Vx和斜坡信號Ramp進行比較。 在未發生黑化現象的通常操作的情況下，當原始像素信號Vx和斜坡信號Ramp彼此交叉時， 將比較器32的輸出反轉，並且，在未發生黑化現象的通常操作的情況下，在反轉的同時，將對應於比較時段的計數值保持在計數器中。具體來說，在原始像素信號Vx和斜坡信號Ramp彼此交叉之前，原始像素信號Vx 的電壓低於斜坡信號Ramp。另一方面，在原始像素信號Vx和斜坡信號Ramp彼此交叉之後， 原始像素信號Vx的電壓高於斜坡信號Ramp。因此，從比較器32輸出至NAND電路335的比較信號Vout的電壓從低電平跳變至高電平。同時，在比較器輸出控制電路33中，在未發生黑化現象的通常操作的情況下，測量剛開始時的原始像素信號Vx和基準信號Vref之間的電位差大，並且從鎖存電路331的節點333a輸出至NAND電路335的信號保持在高電平。 因此，從NAND電路335輸出至計數器的信號從高電平反轉為低電平，並且在所述反轉的同時，保持對應於比較時段的計數值。此處，如果首次計數是倒計數，而第二次計數是正計數，則由計數器自動保持「第二次計數值-第一次計數值」。因為當第二次讀出時，在對應於動態範圍的大範圍內進行計數很重要，故在本實施方式中，在「10位+8位」的計數時段、即1，280個時鐘內進行「信號分量+復位電平」的比較。在未發生黑化現象的通常情況下，復位電平在早期階段穩定(參照圖5中的虛線所示的Vx(通常))，並且原始像素信號Vx的信號電平在從自動調零時段(AZ時段)至第一次讀出時段的期間內基本上固定。於是，通過由上述的雙向計數器進行的這種差分處理而得到適當的操作。然而，在有顯著超過光電二極體12的飽和電平的過多的光入射至光電二極體12中的情況下，在AZ時段內，光電二極體12的電荷有時洩漏至FD。如果該情況發生，那麼會發生這樣的狀況，S卩，在AZ時段 P階段時段內，經由列信號線31輸入的原始像素信號Vx的信號電壓突然下降。例如，在P階段時段內，相對於自動調零處理後的信號電平，原始像素信號Vx的信號電壓的變化有時高於斜坡信號Ramp的幅值的變化(圖5中的虛線所示的Vxl)，或者有時在AZ時段內完全下降(參照圖5中的虛線所示的Vx2)。在不包括用於避免黑化現象的部分的配置中，如果進行「第二次計數值-第一次計數值」的差分處理，那麼由於第二次計數值與第一次計數值之間的差值小，故輸出變為代表黑色或接近黑色的顏色的暗信號。因此，雖然輸入光量大，仍發生黑化現象。下面，參照圖5繼續說明在輸入可引起黑化現象的極端過多的入射光的情況下的操作。如果在AZ時段內，由過多的入射光引起原始像素信號Vx的電壓下降，那麼，原始像素信號Vx的下降後的電壓和基準信號Vref的電壓分別保持在比較器輸出控制電路33 中的電容器C1、C2中。當AZ時段結束時，由激活信號EN激活比較器輸出控制電路33中的鎖存電路331。鎖存電路331的節點333a的電壓對應於保持在電容器Cl、C2中的電位之間的電位差。然而，如果原始像素信號Vx的電壓如上所述地下降直到其小於基準信號Vref的電壓，那麼，當激活鎖存電路331時，節點333a的電壓變為等於GND電平。鎖存電路331的節點333a直接連接於NAND電路335，並且無論比較器32的比較信號Vout的電壓如何，NAND電路335的輸出呈現H (高)電平。因為在第二次讀出(D階段)結束之前，鎖存電路331保持在激活狀態，故在所述時段內，NAND電路335的輸出也一直呈現高電平。畢竟，在輸入可引起黑化現象的極端過多的入射光的情況下，計數器35的輸入信號並不基於首次計數和第二次計數而反轉。具體來說，「第二次計數值-第一次計數值」是通過在用於讀出信號分量的10位計數時段內、即在1，024個時鐘的時段內進行完整計數而得到的值。以此方式，本發明的特徵在於，針對在斜坡信號的調零時段內浮動擴散層的電位大幅波動的情況，可通過組件數減少的非常簡化的配置而抑制黑化現象。(2)第二控制方式下面，說明本發明的第二控制方式。在本控制方式中，計數器35不進行P階段的計數。參照圖6所示的流程圖說明根據本控制方式的固體攝像裝置1的操作。應當注意， 時序圖中的信號與第一控制方式中的信號相同，此處為避免重複而省略了重複說明。在自動調零時段內的控制操作類似於第一控制方式中的控制操作。首先，在使來自於任意行地址Ηη(Η0、Η1、...)的各像素11中的各列的讀出穩定之後，通過復位信號RST 使各像素11復位。然後，當使用AZ信號將信號激活時，以列信號線31的原始像素信號Vx 以及斜坡信號線61的斜坡信號Ramp來初始化比較器32的工作點。具體來說，當像素11具有復位電平時，進行初始化，以使得通過列信號線31從像素11讀出的處於復位狀態下的原始像素信號Vx和斜坡信號Ramp的初始值的零點彼此對齊。具體來說，對列信號線31的原始像素信號Vx和斜坡信號線61的斜坡信號Ramp進行去除DC分量的調零，於是，將當切斷AZ信號時的電荷保持在第一電容器C31和第二電容器 C61中，並且在此條件下，使零點彼此對齊。此後，為避免由自動調零操作引起的初始化偏移，將具有斜坡波形的斜坡信號輸入比較器32中，該斜坡信號通過由斜坡信號發生電路62施加一次少量補償然後使信號電壓隨時間變化而得到。於是，雖然通過像素11的選擇信號SEL而使選擇電晶體15處於激活狀態，然而，通過傳輸信號TR將傳輸電晶體13激活，以便將添加在復位電平上的對應於像素11的入射光量的信號分量讀出到列信號線31。然後，比較器32對從列信號線31讀出的復位電平的原始像素信號Vx的電壓和呈現斜坡變化的斜坡信號Ramp的電壓進行比較，並且進行D階段的計數。在斜坡信號Ramp 的降坡的開始的同時，計數器35開始計數。因為斜坡信號Ramp和計數值在時間上以一一對應的關係變化，故可將讀出的原始像素信號Vx轉換為數位訊號。在本實施方式中，因為斜坡信號發生電路62預先對斜坡信號線電平施加非常小的補償，故優選地從計數結果中減去對應於所述補償的計數值，從而輸出對應於入射光量的信號分量。通常由感測電路70之後的邏輯電路進行該操作。在本實施方式中，在定時控制電路50中進行所述操作。在比較器輸出控制電路33中，在AZ時段內，開關SWl、SW2處於接通狀態，從而使列信號線31和Vref信號線66分別連接於鎖存電路331的節點333a和節點33北。如果 AZ時段結束，那麼通過激活信號EN接通使能開關，以激活鎖存電路331，從而將節點333a 和節點33 之間的電位差放大至電源電壓，於是，將放大後的電位差輸出至NAND電路335 的輸入端。保持鎖存電路331的激活，直到讀出時段、即D階段時段結束後為止。Vref發生電路65產生輸出至Vref信號線66的基準信號。基準信號Vref的電壓被設定在等於當發生黑化現象時的原始像素信號Vx的電壓，或者考慮到列信號線31的偏移而高出約十幾mV的電壓。換言之，基準信號Vref的電壓設定在等於或稍高於在入射光量達到光電二極體12的飽和電平的情況下輸出的像素信號的信號電壓。於是，在未發生黑化現象的通常操作的情況下，將放大至電源電壓的信號從鎖存電路331的節點333a輸入 NAND電路335中。如上所述，在未發生黑化現象的通常操作的情況下，當斜坡信號線61的斜坡信號 Ramp和列信號線31的原始像素信號Vx變為彼此相等時，比較器32的輸出反轉，同時，將對應於比較時段的計數值保持在計數器35中。此時，將計數設定為正計數。在第二控制方式中，在10位計數時段、即1，024個時鐘中進行信號分量的比較。在未發生黑化現象的通常情況下，復位電平在早期階段穩定(參照圖5中的虛線所示的Vx(通常))，並且在從自動調零時段進入讀出時段之前，原始像素信號Vx的信號電平基本固定。因此，可通過雙向計數器的計數值而進行適當的處理。然而，在有顯著超過飽和電平的過多的入射光輸入光電二極體12中的情況下，光電二極體12的電荷有時從AZ時段起洩漏至FD。因此，發生這樣的情況，即，在AZ時段 D階段的讀出時段期間內，列信號線31的像素信號Vx突然下降(圖6中的虛線所示的Vxl和Vx2)。如果試圖用自動調零處理來應對剛才所述的情況，那麼即使此後讀出了對應於像素11的入射光量的信號分量，然而，由於列信號線31的電壓變化很少或基本上未變，故信號分量被輸出為黑色或接近黑色的顏色的信號，導致黑化現象。下面，參照圖6繼續說明在可引起黑化現象的極端過多的入射光的情況下的操作。在AZ時段內，如果列信號線31的原始像素信號Vx由於過多的入射光而下降，則將原始像素信號Vx的下降後的電壓和基準信號Vref的電壓分別保持在比較器輸出控制電路33中的電容器Cl和電容器C2中。在AZ時段結束之後，通過激活信號EN將比較器輸出控制電路33中的鎖存電路331激活。此時，對列信號線31的節點333a施加對應於保持在電容器C1、C2中的電位之間的電位差的電壓。然而，如果在原始像素信號Vx的電壓下降直至等於或小於上述Vref信號線66的基準信號Vref的電壓，那麼，當激活鎖存電路331時，節點333a的電壓變為GND電平。鎖存電路的節點333a直接連接於NAND電路335，並且無論比較器32的比較信號 Vout的電壓如何，NAND電路335的輸出變為等於H(高)電平。因為在讀出時段結束之前，鎖存電路331保持在激活狀態，故在所述時段內，NAND 電路335的輸出同樣一直呈現高電平。畢竟，如果輸入可引起黑化現象的極端過多的入射光，則計數器35的輸入信號不反轉，並且計數值為通過在用於讀出信號分量的10位計數時段內、即在1，OM個時鐘內進行完整計數而得到的值。以此方式，在本發明中，針對在斜坡信號的調零時段內浮動擴散的電位大幅波動的條情況，可通過組件數減少的非常簡化的配置抑制黑化現象。而且，因為採用了僅有測量 D階段的比較時段的配置，故可簡化整個固體攝像裝置。雖然基於特定術語描述了本發明的優選的實施方式，但這種描述為示例目的，並且應當理解，在不脫離所附的權利要求的精神或範圍的情況下，可作出改進和變化。
權利要求
1.一種固體攝像裝置，其包括像素，其用於將光電轉換元件通過光電轉換而得到的電荷轉換為具有對應於所述電荷的量的電壓的像素信號，並且輸出所述像素信號；比較部，其用於對從所述像素輸出的所述像素信號和隨時間變化的斜坡信號進行比較，並且輸出比較信號；測量部，其與所述斜坡信號同步地開始計數，並在提供至所述測量部的輸入端的信號被反轉之前連續地進行計數操作，從而測量比較時間；和比較器輸出控制部，其位於所述比較部的輸出端和所述測量部的輸入端之間，並且接收所述像素信號作為該比較器輸出控制部的輸入，所述比較器輸出控制部配置為，當所述測量部開始計數時，如果所述像素信號的值超過基於黑化現象所確定的預定值，則當將從所述比較部輸出的所述比較信號供給至所述測量部的輸入端以使該比較信號反轉時，停止所述計數操作，然而當所述測量部開始所述計數時，如果所述像素信號的值不大於所述預定值，則在所述測量部的測量時段內將未反轉的信號提供至所述測量部的輸入端，從而在所述測量時段內繼續進行所述計數操作。
2.如權利要求1所述的固體攝像裝置，其中，所述預定值基於根據所述像素的飽和電平設定的基準信號的電壓而確定。
3.如權利要求2所述的固體攝像裝置，其中，所述比較器輸出控制部包括 鎖存電路，其配置為將兩個反相器連接成環；和與非電路，其一個輸入端連接於所述鎖存電路的第一節點，並且該與非電路的另一輸入端連接於所述比較部的輸出端；所述像素信號的信號線連接於所述第一節點，而所述基準信號的信號線連接於所述鎖存電路的第二節點；所述與非電路的輸出端連接於所述測量部的輸入端。
4.如權利要求1至3的任一項所述的固體攝像裝置，其中， 按行和列布置有多個所述像素以形成像素陣列；為每列所述像素設有所述比較部、所述測量部和所述比較器輸出控制部，以形成轉換部；並且在列掃描時段內，僅設有用於對所述像素陣列的每行所述像素並行地進行操作的數據階段，而未設有預充電階段。
全文摘要
本發明提供了一種固體攝像裝置，其包括比較部，其對來自像素的像素信號和斜坡信號進行比較，並且輸出比較信號；測量部，其與斜坡信號同步地開始計數，並且在提供至該測量部的信號反轉之前繼續進行計數，以測量比較時間；比較器輸出控制部，其位於比較部的輸出和測量部的輸入之間，如果當開始計數時，像素信號值超過基於黑化現象所確定的預定值，則當將比較信號供給至測量部以使比較信號反轉時，所述比較器輸出控制部停止計數，然而，如果像素信號值未超過預定值，則將在測量時段內未反轉的信號供給至測量部，以在測量時段內繼續進行計數。該固體攝像裝置可以通過小規模的電路配置來修正黑化現象。
文檔編號H04N5/378GK102300058SQ201110166049
公開日2011年12月28日 申請日期2011年6月15日 優先權日2010年6月24日
發明者境直史, 慄原純一 申請人:索尼公司