輔助電感法的變壓器偏磁檢測方法及裝置的製作方法
2023-06-17 22:44:36
專利名稱：輔助電感法的變壓器偏磁檢測方法及裝置的製作方法
技術領域：
本發明是一個監測開關電源中變壓器偏磁的偏磁電流檢測方法及裝置，涉及開關電源，尤其是其中的功率開關管的過流檢測技術。
變壓器作為開關電源中的中間傳輸負載，一當由磁偏進入磁飽和，立即造成功率開關管輸出短路。功率開關管因輸出短路而損壞，是開關電源的一個致命傷，且屢見不鮮。尤其是作為逆變式弧焊電源的開關電源，因其功率輸出大且負載變化頻繁，由是引發的變壓器磁飽和現象更為常見。
磁偏是磁飽和的先兆，若能對其進行快速檢測與調節，就可以防止變壓器進入磁飽和狀態。
偏磁時，勵磁電流迅速增大，因此可以用檢測勵磁電流的方法來實現對偏磁的檢測。但在正激式開關電源中，流經變壓器初級迴路的電流是由二種電流分量組成，除勵磁電流外，還有一種是送往變壓器次級的傳輸電流。因此，無法用單獨檢測初級迴路電流的方法來實現對勵磁電流的檢測。現有技術中，用來檢測勵磁電流的是一種差值法。該方法有兩個基本環節其一、用兩組電流檢測裝置分別對變壓器初級與次級迴路進行電流檢測，獲取兩個電流值；其二、用運算電路對兩電流值進行差值運算。該差值是勵磁電流值。運算模式是
式中n為初次級繞組匝比。次級迴路電流除以匝比n後，得到初級送往次級的傳輸電流。從初級迴路中減去該分量後，求取了勵磁電流分量。由於磁芯損耗及電路中慣性元件的影響，尤其是次級迴路中續流慣性元件的影響，以及運算誤差的影響，運算結果所得的勵磁電流值與實際值往往相差甚運。如要達到使用要求，必須要增加許多附加電路。但該方法的致命弱點在於經運算輸出的信號有較大的時間延遲，無法用於偏磁調節及實現快速關斷保護。故至今仍很少有人使用。
本發明的目的，是提供一種無須經過運算，能快速進行偏磁電流檢測的方法及裝置，使檢測所得的信號能滿足偏磁調節與快速保護的要求。
實現本發明的目的是下述一種方法。該方法有二個環節其一、採用一個輔助電感、令其與被監測的開關電源中變壓器初級在同一個或近似同一個電壓條件下或分別在二個脈寬相等或近似相等、同步或近似同步、而幅值之比不變或近似不變的電壓條件下工作，使其產生與變壓器偏磁、過勵磁相對應的勵磁電流；其二、用一個具有取樣與信號轉換功能的電路從輔助電感中檢出勵磁電流，把其中代表被監測變壓器偏磁與過勵磁的電流轉換成電壓信號或開關量信號，以用於開關電源中偏磁調節電路與開關電源關斷保護電路的輸入控制信號。
實現本方法的關鍵，也即最主要特徵是輔助電感的採用與繞制。在與被監測的變壓器初級在同一個或近似同一個電壓條件下工作的輔助電感，或與被監測變壓器初級在脈寬相等或近似相等、同步或近似同步、而幅值不變或近似不變的電壓條件下工作的另一個輔助電感，它們的相對磁通密度的時間變化率曲線與被測的變壓器初級的相對磁通密度的時間變化率曲線應是相似的。其次是具有取樣與信號轉換功能的電路對於輔助電感中勵磁電流取樣與信號轉換輸出還應具有足夠小的延時，以滿足偏磁調節與關斷保護快速響應的要求。根據本發明方法設計而成的裝置(取名為《偏磁電流檢測裝置》)，提供了該輔助電感設計要領及製作方法，提供了具有取樣與信號轉換功能的檢測電路(取名為《取樣轉換電路》)的基本結構及本裝置實施例。
圖1為根據本發明方法設計的偏磁電流檢測裝置的電原理2為偏磁電流檢測裝置中用子推挽式開關電源的實施例3為偏磁電流檢測裝置中一個具有開關量輸出的取樣轉換電路實施例4為偏磁電流檢測裝置中一個具有檢測偏磁方向功能的取樣轉換電路實施例5為偏磁電流檢測裝置中一個用於檢測脈動直流式勵磁電流的取樣轉換電路實施例6為偏磁電流檢測裝置中一個可用於直接耦合的取樣轉換電路實施例7為偏磁電流檢測裝置中一個用於改善取樣轉換電路抗幹擾特性的實施例8為偏磁電流檢測裝置中一個在不同電壓條件下工作的實施例9為偏磁電流檢測裝置中一個與光電耦合器件並接使用的實施例10為偏磁電流檢測裝置中一個與脈衝變壓器合併使用的實施例中凡標誌相同的元器件，具有相同的作用，不作重複敘述。
偏磁電流檢測裝置(以下簡稱裝置)由輔助電感L1與取樣轉換電路A1串聯而成，若須對該裝置提供自身過流保護的話，可再加接限流保護電阻R1，與上述串聯電路再相串聯。該裝置跨接在被監測的開關電源變壓器B1和初級N1N2兩輸入端連線上，與變壓器初級並接使用，或與被監測變壓器分別在二個脈寬相等或近似相等、同步或近似同步、而幅值之比不變或近似不變的電壓條件下工作。從該裝置輸出的信號輸往開關電源中的控制電路，用於控制電路實現偏磁調節或開關電源關斷保護、或偏磁調節與開關電源關斷保護的控制信號。輔助電感L1與取樣轉換電路A1串聯，或與限流保護電阻R1再串聯，二者或三者的相互位置可任意。也可以將取樣轉換電路A1串聯在輔助電感L1的中間。
當在高電壓條件下工作時，裝置應串聯限流保護電阻R1，電阻阻值依5～20倍輔助電感L1中最大不偏磁勵磁電流值(即最大正常勵磁電流值)確定，電阻功率為1～10W或依實際使用值而定。限流保護電阻R1也可分為兩隻，或若干只、集中或分散串聯在裝置中。
輔助電感L1是用絕緣導線在磁芯上繞制而成的。與被監測的變壓器相比，它們的磁芯材料是相同的或不相同的，幾何形狀是相似的或不相似的。當輔助電感L1是使用在與被監測變壓器並接的條件下，採用材料相同、幾何形狀相似的磁芯繞制，有利於提高監測的穩定性。
磁通密度利用係數是繞制輔助電感L1的一個主要技術指標。所謂利用係數，是指磁芯在不偏磁工作條件下的最大磁通密度(以下簡稱最大磁密)與該磁芯的飽和磁通密度之比。該係數取值大小應參照變壓器的磁通密度利用係數，可以相同、也可以相近。若將輔助電感L1的磁通密度利用係數取值大於變壓器的利用係數的話，會使前者的相對磁通密度變化率曲線超前於後者。這不僅能提高偏磁電流檢測穩定度，還能減小磁偏矯正與關斷保護的延期時間。
取樣轉換電路A1由取樣電路A1-1、濾波電路A1-2與信號轉換電路A1-3組成。取樣電路A1-1中包含有至少一個取樣器件，該器件是交流互感器B2、直流傳感器、取樣電阻器R2或隔離放大器等；濾波電路A1-2是RC或LRC式、或RC與電子開關式、或LRC與電子開關式；信號轉換電路A1-3有兩種，其中一種電路輸出的是代表偏磁方向的不同電平電壓信號，該電路中有二組貯存電路，貯存電路分別均由電子開關K1與貯存電容C2組成；另一種電路輸出的是代表過勵磁的開關信號，該電路中包含有一個或二個具有閥值鑑別功能的器件，該器件是三級管V3與V4、電壓比較器IC1、IC2或可控矽等。取樣電路A1-1的兩輸人端①與②將輸入迴路串接在裝置迴路中，把取樣而得的電流信號轉換成電壓信號後送往濾波電路A1-2中，該電壓信號經濾波電路A1-2濾除其中的幹擾信號後，輸往信號轉換電路A1-3，信號轉換電路將之轉換成不同電平電壓信號或開關量信號，輸出至開關電源中的控制電路。
實施例1、用於監測單相220V交流電壓供電的全橋式逆變弧焊整流器的偏磁電流檢測裝置。
該裝置採用與被監測的變壓器初級並聯的方法實施。整個裝置與被監測的變壓器初級在同一個電壓下工作，因而是同步、同脈寬。
該逆變弧焊整流器也即是一種全橋式開關電源。作為弧焊電源使用，極易產生磁偏，因此更須加裝偏磁電流檢測裝置，予以保護。實施時，先要進行輔助電感L1的工藝製作設計，按以下六個要領進行。敘述要領時，同時對本實施例中的輔助電感L1進行設計。
一、索取變壓器有關技術數據，主要有(一)變壓器磁芯材料R2KB，飽和磁通密度Bb=4000高斯，初始導磁率μo=2000。
(二)變壓器磁芯幾何形狀4隻E65磁芯兩兩對接。
(三)磁通密度利用係數Ko:Ko=0.6(四)變壓器初級工作電壓幅值Uo:Uo=2202310V]]>(五)變壓器初級最大工作脈寬t:t=15×10-6S二、輔助電感經驗技術數據設定，主要有(一)磁芯材料R2KB，導磁率取值μ:μ=0.75×μo=1500(因磁隙影響)。
(二)磁通密度利用係數K:K=0.7最大磁密Bm=0.7Bb=0.7×4000=2800高斯(三)最大不偏磁勵磁電流I取值I=40mA=40×10-3安
(四)保護限流值，以20倍計Im=20×40×10-3=0.8安(五)限流保護電阻R1阻值R1=Uo/Im=387Ω、取400Ω分為兩隻。
(六)輔助電感L1端電壓U:U=(Uo×2-R1×I)/2=302.2V。
三、匝數n、電感量L與磁芯At(A磁芯截面積，單位[cm]2；t磁路長度，單位cm)積計算。
(一)匝數n公式值n=U·t×10-6×108/Bm·A=1.62×102/A(匝)(二)電感量L:L=U·t/I=1.13×10-1亨(三)求At值將上述數值代入下式L=4πn2Aμ×10-9/t整理得At=4.377cm3四、確定磁芯，磁芯採用標準件，E128磁芯At值為4.11cm3，其A值為0.85。磁芯幾何形狀與變壓器磁芯近相似、選用。
五、計算繞組匝數n:n=1.62×102/A=190匝。
六、選定導線直徑φ:φ=0.1～0.18mm。
根據上述設計，即可進行輔助電感製作。繞制時，從中間引出兩個抽頭，用於取樣轉換電路A1串聯接人。繞組與磁芯應固定在一個骨架上。
該逆變弧焊整流器中的控制電路要求提供偏磁調節與快速保護關斷的控制信號是開關量，可選用圖3例設計的取樣轉換電路。圖3中，取樣電路A1-1由交流互感器B2，由二級管D1-1、D1-2、D1-3及D1-4組成的橋式整流電路和由二隻相串接的負載電阻R2-1及R2-2組成。濾波電路A1-2是二組，均是RC式，由電阻R3與電容C1組成。信號轉換電路也是二組，由具有閥值鑑別功能的三極體V3、V4與輸出負載電阻R4、R5組成，一路是V3與R4，另一路是V4與R5。取樣信號由交流互感器B2次級輸出，經橋式整流電路整流後，加至負載電阻R2-1與R2-2，在電阻上將電流量轉換成電壓量，經R3C1濾波後，送往信號轉換電路A1-3。三級管的閥值電壓為0.65V，當電阻R2-1上電壓u1升至約0.65V時，三級管V3從截止轉為導通，由③端輸出一個開關信號，該信號是偏磁調節控制信號。當電阻R2-2上的電壓u2隨後升至約0.65V時，三級管V4導通，由④端輸出用於關斷保護的開關信號。電阻R2-1與R2-2應根據最小過勵磁電流值設定，分別約2.7～47Ω，並在調試中予以修正。選值時，先確定電阻R2-1與電阻R2-2的比值，該比值以電壓u2較電壓u1的滯後量而設定，該滯後量是磁偏矯正響應時間與取樣轉換電路A1的開關信號延遲時間之和。上述設定的物理意義是，經滯後，若偏磁調節未能實現的話，電壓u2隨著升至0.65V，令三級管V4輸出關斷信號，關斷開關電源工作。電阻R3與電容C1依時間常數取值，而該時間常數依幹擾信號寬度而定。電阻R4與R5取值約為4.7K。
如果開關電源中的偏磁調節控制電路要求提供的控制量是偏磁方向信號，可選用圖4例設計。與圖3例相比，負載電阻是一隻R2，濾波電路是一組，主要不同是信號轉換電路(A1-3)採用的是二組結構相同的貯存電路與一隻電壓比較器IC1，貯存電路均由電子開關K1與貯存電容C2組成，二貯存電路的輸出端分別與電壓比較器IC1兩輸入端連接。由於加於電子開關(K1)控制極G的控制信號是來自開關電源功率開關管開關信號的同步信號或準(滯後與超前)同步信號，因此，兩電子開關(K1)在交替開關信號控制下分時送往並貯存子兩隻電容C2中的電壓量分別代表兩磁場方向的勵磁電流量，在它們不相等的條件下，電壓比較器就輸出代表偏磁方向的電壓，其電壓高電平與低電平分別與二種偏磁方向一一對應，由電壓比較器IC1輸出端⑤送往開關電源中的偏磁調節控制電路中。電阻R4是電壓比較器IC1的負載電阻。由於電子開關K1的內組與貯存電容C2同時具有RC濾波功能，因此，電阻R3與電容C1可以由它們代之。
圖4例與圖3例設計可並接使用，並接點在圖3例中串聯的兩電阻(R2-1與R2-2)兩端。並聯後圖4例中的負載電阻R2可以不用，也可作並接調整電阻使用。
由於電感電流的續流特性，上半周期的勵磁電流會持續到本半周期、並與其它幹擾信號疊加、幹擾取樣轉換電路A1的工作。可以用加大濾波電路中RC或LRC時間常數，也可以在濾波電路A1-2的輸出端即濾波電容C1兩端，並接一隻電子開關K2(見圖7)，令其在上述幹擾期間導通、短接幹擾信號。電子開關K2可選用三極體或場效應管。電子開關導通的控制信號u3可用驅動脈衝的前沿觸發單穩態電路、或經延時電路而形成。該控制信號u3的脈寬由幹擾信號寬度而定。加裝電子開關K2後，濾波電路A1-2中的RC或LRC時間常數可以減小，以提高取樣轉換速度。
實施例2，用於推挽式開關電源的偏磁電流檢測裝置，參照圖2。
該裝置也採用與被監測的變壓器初級並聯的方法實施。
在推挽式開關電源中，變壓器初級有兩個繞組(N1N0與N0N2)，繞制在同一組磁芯上。因此，裝置也應有二組，其二個輔助電感(L1-1與L1-2)的兩個繞組也應繞制在同一組磁芯上。為避免取樣轉換電路A1因參數不一造成檢測誤差，兩組裝置應共用一個取樣轉換電路A1。它們的電連接是二隻輔助電感(L1-1與L1-2)的各一個端分別與功率開關管(V1或V2)的輸出端連線連接(也即與變壓器初級一輸入端連接)。它們的各另一端相互連接為一公共端，取樣轉換電路A1串接在該公共端與供電電源連線上。作這樣改動後，取樣轉換電路A1與輔助電感L1的串聯結構沒有變化。推挽式開關電源的二隻功率開關管也是交替工作的，當管V1關斷，管V2開通時，與管V1相連接的輔助電感L1-1因管V1關斷而關閉，因此經由取樣轉換電路A1的電流，流入輔助電感N1-2，這樣，在輔助電感L1-1不工作，而輔助電感L1-2工作時，後者與取樣轉換電路A1相串聯，並與變壓器初級N0N2相併聯。反之，取樣轉換電路A1與輔助電感L1-1相串聯，與變壓器初級N1N0相併聯。輔助電感L1-1與L1-2的設計，參照實施例1。由於勵磁電流是一種脈動直流，取樣轉換電路應選用圖5設計。該設計也由三部分組成。取樣電路A1-1由取樣電阻R2與負載電阻R2-1串接組成，濾波電路A1-2由電阻R3與電容C1組成，若受上半周期勵磁電流續流幹擾的話，在C1兩端並接電子開關K，如例1。信號轉換電路A1-3由閥值鑑別三級管V3與輸出負載組成，輸出負載是光電耦合器件HD1。電阻R6、電容C3及三隻二級管D2-1、D2-2與D2-3組成穩壓電源，穩壓值2.1V，由三隻串接的二極體決定，用於向光電耦合器件HD1供電，電阻R7用於限流。電阻R6取值約100Ω，R7取值約47Ω，電容C3取值約6800p。電阻R2-1與電阻R2的比值約為2.5比0.65。當取樣電阻R2上的電壓U2升至0.65V時，電阻R2-1上端電壓升至約3.1V。電阻R2阻值依初始過勵磁電流值選定。當過勵磁電流由①與②端輸入時，三級管V3導通，驅動光電耦合器件HD1工作，由⑦與⑧端輸出開關信號。
本取樣轉換電路中的光電耦合器件可用脈衝變壓器B3代之。取代時，脈衝變壓初級在「x」點接入，並在初級並接一個吸收電路，該電路由二極體D3與穩壓管D4串接而成，穩壓取值5～10V。閥值鑑別器件V3也可改用電壓比較器。在改用脈衝變壓器，尤其是電壓比較器後，須更善供電。更動方法是將電阻R2-1增大，將R2-1上的電壓提高到約7V。將三隻串接二極體改用5V穩壓管，電容C3改用0.1μf，並與電阻R6串接一隻釋放阻斷用二極體。由5V穩壓電源向電壓比較器供電。或外加一個電源向其供電。
若須在本裝置中加接限流保護電阻的話，該電阻可以串接在輔助電感兩端，或用一隻公共電阻，串接在兩輔助電感(L1-1與L1-2)相連接的公共端與取樣轉換電路A1之間。
實施例3，與被監測變壓器在不同電壓條件下工作的偏磁檢測裝置。
與和被監測變壓器並接的使用條件不同，該偏磁檢測裝置中的輔助電感L1應加另一個工作電壓對其實施激勵。該激勵電壓只要與加於被監測變壓器的電壓是同步或近似同步、同脈寬或近似同脈寬、其電壓幅值與加於被監測變壓器的幅值之比不變或近似不變，同樣能實現偏磁檢測。該激勵電壓可以用橋式(含半橋與推挽式)電路提供，也可以用雙推挽電路提供。當用雙推挽電路提供時，其加於輔助電感L1上的電壓與被監測變壓器上的電壓之比的變化率高達±30％時，也能實現偏磁監測。這是因為雙推挽電路在激勵間歇期間可以為輔助電感L1提供一個高Q續流通道，使輔助電感L1具有良好的磁記憶特性，因而提高了偏磁檢測靈敏度。推挽電路可以用互補型，也可以用圖騰柱型或其它。圖8中、互補三極體V5與V6組成一組互補型推挽電路，互補三極體V7與V8組成另一組互補型推挽電路。二極體D6與D7用以溝通續流通道。當加於推挽電路的驅動信號是正極性時，二極體D6與D7分別與下臂三極V6、V8並接，若是負極性時，二極體D6與D7則分別與上臂三極體V5、D7並接。輔助電感L1跨接在兩推挽電路輸出端上。加於雙推挽電路輸入端的驅動信號與加於被監測變壓器的電壓來自同一個信號源，因而是同步或近似同步、同脈寬或近似同脈寬。該裝置若採用開關電源中用於主控制電路的低壓電源供電的話，則驅動信號的接入與偏磁矯正信號及關斷保護信號的輸出，均可以與主控制電路實現直接耦合，有利於提高偏磁檢測裝置的應用性能。取樣轉換電路A1串接在雙推挽電路下臂三極體V6與V8的公共連接點與地之間。它與輔助電感L1也是串聯關係。當正極性驅動信號u4加於左側推挽電路時，電流經V5、輔助電感L1與V8、注入取樣轉換電路A1；而當正極性驅動信號u5加於右側推挽電路時，電流經V7、輔助電感L1與V6、注人取樣轉換電路A1。是一種全檢測期間的動態串聯。輔助電感L1的磁芯可以選用小磁環，大小均宜，如10mm(外徑)×6mm(內徑)×4mm(厚)。匝數依例1提供的方法計算確定。取樣轉換電路A1可選用圖6設計。取樣器件為電阻R2。信號轉換電路A1-3由電壓比較器IC2與用於設定取樣閥值電壓的電阻R8、R9、R4及C4組成。由於幹擾信號較弱，濾波電路中的R3與C1可以取很小的值。
在開關電源的主控制電路中，都設有驅動信號輸出電路，用以直接驅動功率開關管、或驅動開關信號的耦合器件、如光電耦合器件與脈衝變壓器等。該輸出電路也可以為輔助電感L1提供激勵電壓。或者採用一個可以共用的輸出電路。
圖9是偏磁檢測裝置中的輔助電感L1與光電耦合器件並接使用的電原理設計圖。用於傳輸半橋式或推挽式驅動信號的光電器件HD2與HD3的輸入端各自與限流電阻R10或R11、二極體D9或D10反向串接、又互為反向並接後、與輔助電感L1再並接，跨接在雙推挽電路輸出端。取樣轉換電路A1也串聯在雙推挽電路兩隻下臂三極體V6、V8的公共連接點與地之間。在這裡，取樣轉換電路A1的取樣輸入端是與上述並接電路串聯的，因此流經取樣器件不僅是勵磁電流，還有光電耦合器件的驅動電流。但這不影響檢測取樣。因為驅動電流是一個固定值，在取樣電阻R2上產生的壓降也是一個固定值，因此，將轉換電路A1-3中的閥值設定電壓提高一個固定值即可。A1也選用圖6設計。若增加兩支光電耦合器件電路，即傳輸全橋驅動信號。
圖10是偏磁檢測裝置中的輔助電感L1與脈衝變壓器初級共用的電原理設計圖。用於傳輸驅動信號的該脈衝變壓器與被監測的變壓器不同，前者的負載是固定不變的。因此，其初級中非勵磁性電流是一個固定值、或者是一個固定變化值。因此，與圖9例設計一樣也用提高轉換電路A1-3中的閥值設定電壓一個相應固定值予以解決。脈衝變壓器B4的初級跨接在雙推挽電路的輸出端，次級為兩個繞組，用以傳輸半橋式或推挽式驅動信號。若增加兩組，即傳輸全橋式驅動信號。取樣轉換電路A1也串聯在雙推挽電路中兩隻下臂管子V6與V8的公共連接點與地之間。也選用圖6設計。
上述所謂的固定變化值，是因次級的電容性負載引起的，如MOSFET管與IGBT管的輸入電容。因此在開關脈衝信號輸出瞬間會出現一個較大的傳輸電流，時間約1μS左右。可以用增大濾波電路A1-2中的RC或LRC時間常數或加接電子開關K2予以消除。
變壓器產生偏磁與磁飽和有多種原因。主要是主控制電路中的反饋放大器與誤差放大器受幹擾或工作不穩定而造成的驅動信號不平衡引起的。因此，使用實施例3的偏磁檢測裝置，可以消除由上述原因造成的偏磁。造成偏磁與磁飽和的其它原因還有某一路驅動信號耦合電路失效，各組驅動電路性能不一致，傳輸線開路或短接，某一隻功率開關管受損傷等。採用實施例1與2的偏磁檢測裝置，可以消除因所有原因而造成的偏磁與磁飽和。因為它是安裝在最終檢測位置上。
從上述幾個實施例中看出，本發明對變壓器的偏磁與磁飽和的檢測，雖然是從輔助電感L1中獲取，但仍具直接性，無須進行間接運算。因而工作穩定、快捷，具有新穎性與很明顯的實用性。
權利要求
1.一種用於開關電源變壓器偏磁的監測方法、其特徵是該方法有以下兩個環節其一、採用一個輔助電感、令其與被監測的開關電源中變壓器初級在同一個或近似同一個電壓條件下或分別在二個脈寬相等或近似相等、同步或近似同步、而幅值之比不變或近似不變的電壓條件下工作，使其產生與變壓器偏磁、過勵磁相對應的勵磁電流；其二、用一個具有取樣與信號轉換功能的電路從輔助電感中檢出勵磁電流，把其中代表被監測變壓器偏磁與過勵磁的電流轉換成電壓信號或開關量信號，以用於開關電源中偏磁調節電路與開關電源關斷保護電路的輸入控制信號。
2.一種用於監測開關電源中變壓器偏磁的偏磁電流檢測裝置、該裝置特徵是2.1該裝置由輔助電感(L1)和取樣轉換電路(A1)串聯而成，或與限流保護電阻(R1)再串聯而成；2.2該裝置跨接在被監測開關電源中的變壓器(B1)初級(N1N2)的兩輸入端連線上、與變壓器(B1)初級(N1N2)並接使用，或與被監測變壓器初級分別在二個脈寬相等或近似相等、同步或近似同步、而幅值之比不變或近似不變的電壓條件下工作；2.3由該裝置輸出的信號輸往開關電源中的控制電路、用於控制電路實現偏磁調節或開關電源的關斷保護或偏磁調節與開關電源關斷保護的控制信號。
3.根據權利要求2所述的偏磁電流檢測裝置、其特徵是輔助電感(L1)是用絕緣導線在磁芯上繞制而成的。
4.根據權利要求2所述的偏磁電流檢測裝置、其特徵是當該裝置是採用與變壓器初級並接的方法來監測推挽式開關電源中的變壓器偏磁時、兩組偏磁電流檢測裝置共用一個取樣轉換電路(A1)。
5.根據權利要求2與3所述的偏磁電流檢測裝置中的輔助電感(L1)、其特徵是當該裝置是採用與變壓器初級並接的方法來監測推挽式開關電源中的變壓器偏磁時、其二組中的二個輔助電感(L1-1與L1-2)共用一組磁芯。
6.根據權利要求2所述的偏磁電流檢測裝置、其特徵是取樣轉換電路(A1)由取樣電路(A1-1)、濾波電路(A1-2)與信號轉換電路(A1-3)組成，取樣電路(A1-1)從輔助電感(L1)的勵磁電流迴路中進行串接取樣，把電流信號轉換成電壓信號，送往濾波電路(A1-2)濾除其中的幹擾信號後、再輸往信號轉換電路(A1-3)，信號轉換電路(A1-3)將之轉換成代表被監測變壓器偏磁與過勵磁的電壓信號或開關量信號。
7.根據權利要求2與6所述的偏磁電流檢測裝置中的取樣轉換電路(A1)、其特徵是該取樣轉換電路中的取樣電路(A1-1)中包含有至少一個取樣器件，該器件是交流互感器、直流傳感器、取樣電阻或隔離放大器等。
8.根據權利要求2與6所述的偏磁電流檢測裝置中的取樣轉換電路(A1)、其特徵是該取樣轉換電路中的信號轉換電路(A1-3)中包含有一個或二個具有閥值鑑別功能的器件，該器件是三級管、電壓比較器或可控矽等。
9.根據權利要求2所述的偏磁電流檢測裝置、其特徵是當用雙推挽電路對輔助電感(L1)實施激勵時，取樣轉換電路(A1)串接在雙推挽電路的二個下臂三極體(V6與V8)的公共連接點與地之間。
10.根據權利要求2所述的偏磁電流檢測裝置、其特徵是當利用傳輸驅動信號的脈衝變壓器初級作為輔助電感(L1)時，其取樣轉換電路串接在雙推挽電路的二個下臂三極體(V6與V8)的公共連接點與地之間。
全文摘要
本發明是一種用於監測開關電源中變壓器偏磁的偏磁電流檢測方法及裝置。它採用一個輔助電感,以限定條件製作,並令其在相應的限定條件下工作,使其產生的勵磁電流可以用高速取樣轉換電路,從中檢測出代表被監測變壓器偏磁與過勵磁的電流,並把它轉換為電壓信號與開關量信號。該電壓信號與開關量信號因延時很小,可以作為開關電源中脈寬調節電路與關斷保護電路較理想的控制信號。
文檔編號G01R19/00GK1215171SQ9811897
公開日1999年4月28日 申請日期1998年9月26日 優先權日1997年10月16日
發明者陳大可 申請人:陳大可