一種高速數字用戶環路接入系統的製作方法

2023-06-23 07:49:56 2

專利名稱：一種高速數字用戶環路接入系統的製作方法
實例4(對比)由99.99重量％的純金製造的細導線由純度為99.99重量％的金的熔體在鑄造裝置中澆注成截面為圓形的鑄件，接著將鑄件拉伸製成直徑為30微米的導線，並且達到所需拉伸後的導線在空氣中於200-500℃下退火。附表Ⅳ中列出在不同程度的伸長率[％]與所測強度[N/mm2]的關系列於表Ⅳ。
直徑為275微米的導線在室溫測得的比電阻為0.023Ohmmm2/m。表Ⅳ
表Ⅴ
*按照DE1608161C含鈰-混合金屬的金-合金器包括信源、基帶編碼、波形形成等環節，其上下行接收器包括模擬濾波、數據緩存和處理器等環節；所說的處理器由抽頭回波消除、抽頭回波模板波形發生、均衡、識別和碼形解碼等子環節組成，所說的子環節可以用軟體或硬體來實現；所說的識別子環節是對接收到的波形用波形識別方法進行識別的環節；所說的波形形成環節是輸出上行碼MB-CAPu碼和下行碼MB-CAPd碼的環節。
所說的抽頭回波消除子環節是消除接收波形中由線路抽頭引起的回波的環節。
所說的消除接收波形中由線路抽頭引起的回波是從接收到的波形中減去抽頭回波模板波形。
所說的抽頭回波模板波形是在抽頭回波模板波形發生子環節中經過訓練而得到。
所說的均衡子環節是一個帶寬接近接收波形帶寬的濾波子環節。
所說的數據緩衝存儲器包括兩個體，它們分段交替地緩存接收波形的數據，同時處理器又交替地處理緩存的數據。
本發明的積極效果1、由於在本發明中採用波形識另方法取代傳統的在Nyquist檢測點判別的方法，故可大大的提高信噪比，將使系統性能有很大的提高。
2、由於MB-CAP波形碼在一個周期內有多個波形，則信號幅值的級別可與波形數成比例地減少，提高了抗幹擾能力；3、由於上下行頻帶分開，使得回波和自串擾NEXT在頻帶上與信號分開，故可用濾波方法去消除，簡單可靠，而且進一步提高了接收前的信噪比；4、MB-CAPu碼和MB-CAPd波形碼的配和，可靈活地在HDSL和ADSL間轉換，並具有較好的譜兼容性；5、在系統結構上，由於採用了數據存儲器對數據緩存，帶來了如下好處(1)增加了信息的相關性，比如在同步時鐘提取算法中，由於前一周期波形保留，使得返回修正得以實現。
(2)使得算法的設計可以更為靈活，便於算法的綜合和簡化，比如在均衡、同步時鐘提取和波形識別各算法中均包含ΣA×B運算，則提供了綜合利用ΣA×B運算的可能性。比如，同步時鐘提取中的積分結果可以被波形識別利用。
6、由於以高採樣頻率來獲得波形的全貌，則使得摸擬部分被簡化，有利於集成電路的設計，因為摸擬集成比數字集成困難得多。
鑑於波形識別法另已申請專利，為了便於對以下描述的理解，這裡需對波形識別法做一描述。
所說的波形識別方法是，在分析接收信號的碼元波形全貌的基礎上抽取多種特徵來組成特徵向量(xi,；i=1,2,…,m)，然後用模式識別方法識別波形來檢測出其信息。
所說的在分析接收信號的碼元波形全貌的基礎上抽取多種特徵來組成特徵向量是對接收信號的碼元波形分別從富氏積分法、離散採樣方程法、或曲線逼近法等方法中選取一種方法來實現。
所說的接收信號的碼元波形(為了描述的簡化，以下在不發生混淆時，碼、碼元或波形混合使用)包括基帶碼、調製碼、基帶調製碼和多重相位調製碼(其中前兩個是傳統所採用的)。
所說的基帶碼、調製碼、基帶調製碼和多重相位調製碼分別是(1)基帶碼gs(t)=asmSINtTtTCOSTt1-42T2t2,]]>其中T是碼元周期，α=0～1；對應的發送端基帶碼形編碼通常為多幅值的方波
(2)調製碼gs(t)=f(t)COS(nc2Tt-c),nc>1]]>其中，gs(t)經解調後仍為基帶碼形。
(3)基帶調製碼(MB)這裡包括無載波幅值調製碼(簡稱CAM)gs(t)=asmSIN(k2Tt)]]>和變形無載波幅值相位調製碼(簡稱MB-CAP)gs(t)=asmSIN(k2Tt)+12bsm(COS(k2Tt)-1),]]>(4)多重相位碼(簡稱MP)是由分段函數
和0-波gsh(2Tt-Tch(h-1))]]>按下式gsH(t)=h=1Hhgsh(2Tt-Tch(h-1));]]>組成。令TH=T+h=1HTch]]>，稱之為重疊周期，Th=T稱之為子周期，T是基帶碼碼元周期。MP波比單個相位波的信號具有更高的頻帶利用率(HLog2M)/THbpsHz；而單個波時，頻帶利用率=(Log2M)/T bpsHz。不同的0-波可組成不同的多重相位碼，其名稱取兩者的組合。傳送CAM、B-CAP或MP碼時，要求將系統按所要求的截止頻率均衡成低通濾波器或帶通濾波器，以保證接收端的信號基本是原形。由于波形識別法具有高抗幹擾能力，在低通濾波器情況下，可取截止頻率a=0-22T]]>(此時PSD值降低20db)。即使ωa取得低一些，與按Nyquist準則均衡的波形相比，頻帶利用率還是要降低很多。但是，由於信噪比的提高，又可通過增加幅值級別和波形數，把損失的頻帶利用率補償回來。比如，在同樣幅值級別情況下，MP碼中的0-波為CAM和H=1，其頻帶利用率是基帶的1/4；若0-波為CAM碼和H=2，兩者比為2/4；若0-波為CAM和H=4，兩者比為4/4；若0-波為B-CAP碼和H=2，兩者比為4/4。若幅值級別增加一倍，在前述比值增加一倍。
所說的富氏積分法是首先將一個周期的信號展開成富氏級數，再用富氏積分求出各諧波分量，根據誤碼率要求從中取出那些高信噪比的諧波分量作為特徵向量。
所說的離散採樣方程法是按一個周期信號的最高諧波次數q建立由q個離散採樣值組成的聯立方程，解方程得各諧波分量，再根據誤碼率要求從中取出那些高信噪比的諧波分量作為特徵向量。
所說的曲線逼近法，是根據離散採樣值尋找相應最逼近的標準曲線。
以下是確定特徵向量和識別的具體方法，其中的信號均帶有加性噪聲，即g(t)=gs(t)+gn(t)，其中gn(t)表示噪聲；並且是將每個碼元周期內的波形作為待識別的目標。
一、富氏積分法按周期延拓原理，一個碼元周期內的波形可表示成富氏級數形式。設波形為gs(t)=h=1Hhgsh(2Tt-Tc(h-1))-g-s(t)+gn(t)]]>其中，g-s(t)是已被求出的前一周期波波形在本周期中的拖尾。T1周期中的富氏級數形式為g1(2/T)t=as10+j=1qh=1HashjSIN(2j/T)t+j=1qh=1Hbs1hjCOS(2j/)+]]>an10+j=1qan1jSIN(2j/T)t+j=1qbn1jCOS(2j/T)t;]]>其中，q是信號和噪聲包含的最高次諧波，理論上為無窮大。實際上，可取有限值。或者先進行適當的濾波，對q值加以限制。根據富氏級數的原理，asn10=1TTg(2t/T)dt=as10+an10]]>asn1j=1TTg(2/T)tSIN(2j/T)tdt=as1j+an1j]]>bsn1j=1TTg(2/T)tCOS(2j/T)tdt=bs1j+bn1j:]]>@定義一個選擇j@{0,1,…,q},j是從右邊的集合中選出的一個子集。以下可根據信道的頻帶特性，選擇合適的頻率分量，以(asn10,asn1j,bsn1j)為特徵向量，並設(as10y,as1jy,bs1jy)為相應的模式特徵向量，y表示多相位波形的組合數；則多種模式識別的方法可用來分類識別。
比如在HDSL系統中，NEXT是主要噪聲，其中0和1次諧波ani0、ani1和bni1分別佔25％、10％和6％。如果信號的0-波為單正弦型，則只有asni1分量，顯然信噪比得以提高。
由於以上沒有涉及ISI問題，似乎此法不適合基帶碼的SINC波形。其實，只要把SINC函數分成主瓣和拖尾兩部分來看待，在下一方法中我們會看到，串擾不破壞波形的唯一性，而且聯合串擾不大，故可將拖尾串擾看作噪聲，並以SINC主瓣所跨的-T～T作為上述方法中的一個T，則上述方法即可適用於基帶碼。
二、離散採樣方程法這實際是富氏積分法對離散採樣信號的推廣。設信號的離散採樣形式為g(kTN)]]>,k=0,1,…,N-1；採樣點數N＞2q,q為信號所含最高諧波次數。可列方程組g(kTN)=asn0+j=1qasnj(jkTN)+bsng(jkTN);]]>解方程得asn0,asnj,bsnj。以下與富氏積分法一樣取特徵向量和分類。此法適合各種波形，但對基帶碼，其k的取值和對方程解的處理方法有所不同，下面做一特別描述設信號的離散形式為g(kTN)-g_(kTN)=j=05asiSINT(kTN-iT)T(kTN-iT)COST(kTN-iT)1-42T2(kTN-iT)2+]]>gn(kTN)=asn0+j=1qasnj(jkTN)+bsnj(jkTN),]]>g_(kTN)]]>代表已求出的波在本周期中的串擾；α=0.5；理論上k應是無窮大，在工程上可按如下分析取值用asi代表信號，as1的主瓣參與運算，其付瓣在T/2處無串擾；as2～as6在T/2處的串擾分別是(設幅值歸一化為1):-12％,1.715％,-0.57％,0.208％,0.14％，其聯合串擾是-9.521％,as2～as5聯合的最大串擾是-9.507％,as6僅是-0.00014佔聯合串擾的0.14％，可見是相當小的。由於串擾的正負交錯是等概率的，加之多點採樣有積分去噪作用，而且串擾不是同頻噪聲，可以與信號分開，所以可僅考慮後5個波對當前波的串擾，而不會影響誤碼率。這種分析同時證明了串擾後波形的唯一性首先，在檢測點處無串擾，則一定是唯一的；其次，上述串擾值的不同，證明了其它處的唯一性。如果噪聲的最高次諧波數取q≤5，則分別取k=0,1,…,5,。如果取q＞5，則分別取k=0,1,…,q。可得q個方程，即可解得信號asn0～asnq。
為了提高可靠性，可在1～q+1,2～q+2,3～q+3,…,q～2q等q個周期中重複用此法，分別得asn1d～asn(q+1),asn2～asn(q+2),…,asnq～asn(q+q)，然後分別取出同一信號的不同計算結果(即as0～asq各q個)，按最小距離準則MINi=0,m=1q,M|asi-asm|]]>(m為幅值級別)，取最接近標準信號者的asn0～asnq作為正確檢測到的信號；以後遞推地做下去得asnq、asn(q+1)…。
取m=1～8,T=1/150仟赫茲=6.67微秒，帶寬為258仟赫茲，波特率為515，假定信噪比是21db和NEXT(Near End Crosse-Talk～近端串擾)只較少地增加(我們在一種xDSL系統的專利申請中提出的方案可降低NEXT)，則一個周期攜帶3個二進位信息位，即3bit，其數據傳輸率為1.545MbpsHz。
顯然，只要相位重疊數不大於q，此方法也適合於多相位基帶碼。
三、曲線逼近法設波形的離散形式為g(kTN)]]>,k=0,1,…,N-1；N＞2q；設標準信號為grm(kTN)]]>,m=1,2,…,M；定義判別規則令dk=|g(kT/(N+1))-grm(kT/(N+1))|2，當使得有MINk(k=0N-1dk)]]>時，信號歸為grm(kTN)]]>以上算法全部建立在周期T被確定的基礎上，而周期T的提取恰恰是一般數字通信系統中的難點之一。在波識別方法中周期T提取又有一些特點在MP碼的情況下，傳統的方法不再適用。這裡介紹一種適用於以上各種波形的積分求起點法設當前周期的起點t0，則終點te=t0+T，前一周期起點為t-0終點為t-c，令t-c=t-e-T/c,tc=t-c+2T/c。令t-c至tc的一段信號為g2t/c(t),g-(t)=g2t/c(t)-g-T(t),g-T(t)為t-c至tc段中前一周期已檢測出的波。定義算子=12fdt]]>，取f(·)=g-(t),β2=β1+2T/c令σ從t-c至tc移動，得一函數Z(σ)，則Z(σ)的拐點即為t0。若t0≠t-e，則令t0=t-e並返回前一周期修正波形識別結果，再重複做同步時鐘提取，直到t0與t-e很接近。
以下是一種xDSL系統實施例的描述。
一、編碼1、編碼方案信號取上下行頻帶分開的B-CAPu碼和B-CAPd碼，幅值級別M=28，周期T=1/100KHz。則可實現1.544MbpsHz的HDSL2。將u和d向高頻段平移，可實現VDSL。如果減少MB-CAPu的波數K，增加MB-CAPu的波數或d，即可實現ADSL。
2、頻譜及分配，。
B-CAPu的帶寬為0～200KHz(如

圖1所示，截止頻率取在PSD衰減20db處)，B-CAPu為200～600KHz。所取帶寬會有一定程度的頻帶串擾，但是由于波形識別方法具有很好的去噪聲的能力，允許將頻帶串擾作為噪聲處理。
這樣的頻譜分配對現行的ISDN、HDSL、HDSL2、ADSL和T1等有很好的兼容性。與HDSL以及HDSL2的上行重疊最多，它們的帶寬為0～200K。
3、信噪比分析①上行；在HDSL的信噪比SNR0的基礎上進行分析，SNR0=21.5db。要求信噪比隨幅值增加，其計算式為SNR0+=20log2822=36db]]>；則要求信噪比=57.5db，另外要求有6db的裕量，最後要求的信噪比=63.5db。噪聲情況AWGN=-86dbm,NEXT=-77.5，FEXT=-110dbm，總計=10log(10-8.6+10-7.75+10-11)=-76.5dbm；線路衰減Ldb(d,f)=12103528010.628=24.15db]]>；峰值功率=18.63dbm；則總體信噪比SNR=18.63-24.15-(-76.5)=70.88db，還有7.38db的裕量。
②下行Ldb(d,f)=12103528022=50db]]>；則總體信噪比SNR=18.63-50+76.5=45.13db。64級QAM時要求SNR=27.6db，則SRN0+=20log2826=12db]]>，要求信噪比=39.6db，加6db的裕量最後要求的信噪比=45.6db，說明環境(即接收前信噪比)剛剛滿足正確傳送1.544MbpsHz信息的要求。
下面會看到，由於採用波形識別方法，可使信噪比的裕量增加。
二、系統結構圖3示出了系統結構。它包括兩個接收發送器23和24，下行發送器16，上行接收器17，下行混疊環節18，雙絞線信道19，上行混疊環節20，下行接收器21，上行發送器22。
下行發送器16發送B-CAPd波形，經下行混疊環節18、雙絞線信道19和上行混疊環節20被下行接收器21接收，接收後對波形進行處理和識別；上行發送器22發送B-CAPu波形，經上行混疊環節20、雙絞線信道19和下行混疊環節18被上行接收器17接收，接收後對波形進行處理和識別。
圖3示出了圖2中的接收發送器23和24的具體組成。圖中，0-雙絞線，1-混疊電路，2-濾波器f1,3-摸數轉換器(A/D),4-數據開關，5-數據存儲器M1,6-數據開關，7-處理器，8-數據存儲器Mp,9-接口，10-濾波器f2,11-數據開關，12-數據存儲器M2,13-數據開關，14-模數轉換(D/A)器輸出，15-波形發生器，_表示信號線，→表示單向數據總線，_表示雙向數據總線。
輸入信號經濾波器f12進行濾波後，由摸數轉換器3轉換成數據序列經數據開關4和數據總線存入數據存儲器M15中，然後數據開關4關閉數據開關6打開，處理器7處理數據存儲器M15中的數據，數據存儲器Mp8供處理器7運行程序用，此時，數據開關11打開數據開關13關閉，下一段數據進入數據存儲器M212，接著，數據開關13打開數據開關11關閉，處理器7處理數據存儲器M212的數據，而與此同時數據開關4、數據存儲器M15、數據開關6又回到接收數據狀態，兩個存儲器(在交叉工作中被稱為兩個體)就是這樣交替進行工作，稱之為雙體交叉工作方式。處理器7通過接口9與外部交互。
A/D的採樣率定為上行接收器為6Mbyte/s，下行接收器為2Mbyte/s。A/D的高採樣率帶來兩個好處1、為識別提供了更細的數據，2、減輕了對模擬濾波器的要求。
波形發生器15的輸出為波形離散形式的數據，經模數轉換器14的轉換，再經濾波器f210濾波，最後再經混疊電路1輸出。
圖2中的濾波器f210、模數轉換(D/A)器波形發生器14、波形發生器15組成圖3中的發送器(16或22)，濾波器f12、摸數轉換器(A/D)3、數據開關4、數據存儲器M15、數據開關6、處理器P7、數據存儲器Mp8數據開關11和數據存儲器M212組成圖3中的接收器(17或21)。
圖3中的處理器由圖4所示的抽頭回波消除25、抽頭回波模板波形發生26、均衡27、判別28和解碼29等子環節組成；接收的波形與抽頭回波模板波形發生子環節26產生的波形，在抽頭回波消除子環節25中相減，送入均衡環節27進行均衡，然後在識別環節28中進行識別，經解碼子環節29解碼後輸出。識別方法見下述。
三、波形的處理與識別1、回波和自近端串擾(self-NEXT，以下稱自串擾NEXT)消除處理由於混疊電路造成的回波和自串擾NEXT在頻帶上與信號分開，故可用濾波方法消除。而由線路上的抽頭(Taps)引起的回波可通過兩個途輕消除①經訓練測得其波形，在識別前從接收的信號中減去，②訓練測得的波形並不能完全反應其波形，剩餘的少部分可作為噪聲在識別中處理。
2、均衡處理由于波形識別方法需要波形的全貌，僅在Nyquist採樣點上均衡已不適用，需要將系統均衡成帶寬W=0～200KHz的低通濾波器(上行)和200～600(下行)的帶通濾波器。
3、同步時鐘提取用積分求零點法提取同步時鐘。
4、波形識別用富氏積分法得asn0=bsm/2+an0,asn1=asm+an1,bsn1=bsm/2+bn1。
測得對應噪聲分量an0、an1、bn1分別佔總噪聲的25％、10％、6％。根據B-CAP碼的特點，其直流分量(bsm/2)、正弦分量(asm)和餘弦分量(bsm/2)分別佔信號的25％、50％和25％，並且只需正弦分量(asm)和餘弦分量(bsm/2)即可描述信號，則信噪比對兩個分量分別增加10log(50％/10％)=7db和10log(25％/10％)=4.6db。於是，上下行信噪比裕量分別是14.38db和3.53db。
最後用特徵向量(asn1,bsn1)與(asm,bsm)匹配即可識別出接收波形。
參考文獻[1]IEEE JOURNAL ON SELECTED AREAS IN COMMUNICATIOMS.VOL.9,NO.6,AUGUST 1991[2]IEEE JOURNAL ON SELECTED AREAS IN COMMUNICATIOMS.VOL.13,NO.9,DECEMBER1995[3]John G.,《DIGITAL COMMUNICATIONS》,3th edition,McGraw-Hill,Inc.NewYork,199權利要求
1.一種xDSL系統，它包括上下行發送器、信道和上下行接收器等部分，其上下行發送器包括信源、基帶編碼、波形形成等環節；其上下行接收器包括低通濾波、數據緩存和處理器等環節，其特徵在於所說的處理器由抽頭回波消除、抽頭回波模板波形發生、均衡、識別和碼形解碼等子環節組成；所說的識別子環環節是對接收到的波形用波形識別方法進行識別的環節；所說的波形形成環節是輸出上行碼MB-CAPu碼和下行碼MB-CAPd碼的環節。
2.按照權利要求1所述的一種xDSL系統，其特徵在於所說的抽頭回波消除子環節是消除接收波形中由線路抽頭引起的抽頭回波的環節。
3.按照權利要求4所述的一種xDSL系統，其特徵在於所說的消除接收波形中由線路抽頭引起的回波是從接收到的波形中減去抽頭回波模板波形。
4.按照權利要求5所述的一種xDSL系統，其特徵在於所說的抽頭回波模板波形是在抽頭回波模板波形子環節中經過訓練而得到。
5.按照權利要求1所述的一種xDSL系統，其特徵在於所說的均衡子環節是一個帶寬接近接收波形帶寬的濾波器。
6.按照權利要求1所述的一種xDSL系統，其特徵在於所說的數據緩衝存儲器包括兩個體，它們分段交替地緩存接收波形的數據，同時處理器又交替地處理緩存的數據。
全文摘要
一種xDSL系統,它包括上下行發送器、信道和上下行接收器等部分,其上下行發送器包括信源、基帶編碼、波形形成等環節。其上下行接收器包括低通濾波、數據緩存和處理器等環節,所說的處理器由抽頭回波消除、抽頭回波模板波形發生、均衡、識別和碼形解碼等子環節組成。其優點是:波識別法使信噪比有很大的提高,從而使頻帶利用率也隨著提高。上下行頻帶分開的MB－CAP
文檔編號H04B3/20GK1235433SQ9810212
公開日1999年11月17日 申請日期1998年5月11日 優先權日1998年5月11日
發明者梁德群 申請人:梁德群