一種迴旋行波管放大器耦合輸出結構的製作方法

2023-05-29 15:55:16

專利名稱：一種迴旋行波管放大器耦合輸出結構的製作方法
技術領域：
本發明屬於微波技術領域，它特別涉及高功率微波器件。
技術背景我國在遠程雷達的發展方面與國外差距很大，主要是沒有合適的高 功率微波源，而目前國內研製的高功率微波源，其功率遠不能滿足超遠 程雷達系統的需求，但是迴旋行波管放大器是最有可能滿足這種要求的 高功率微波源之一。迴旋行波管放大器的耦合輸出結構從根本上講，就是一個圓波導漸 變結構，它的主要作用就是將半徑較小的圓波導匹配到半徑較大的圓波 導上。能夠完成這個功能的漸變結構的漸變方法有很多種，直線漸變、 指數漸變和切比雪夫漸變等，多種方式。不同的漸變方式，在不同的應 用中具有不同的性能。在迴旋行波管放大器的應用中，通常採用單段漸 變結構。在附圖中，圖1A、圖1B、圖1C和圖1D示出了一種根據現有技術 的解決方案設計的迴旋行波管放大器耦合輸出結構，它採用單段修正道 爾夫——切比雪夫漸變圓波導參考文獻[1] H. Flugel, E. Kuhn, "Computer-Aided Analysis and Design of Circular Waveguide Tapers". IEEE trans.， Microwave Theory and Techniques, vol. 36, no. 2， Feb. 1988， pp 332-336.。為了便於和本發明的實施方案比較，圖1A、圖1B、圖 1C和圖ID所例出現有技術解決方案與本發明的實施例具有相同的輸入 埠半徑和輸出端半徑，分別為5.82mm和20mm。圖1A是單段修正道爾夫——切比雪夫漸變圓波導的半徑隨軸向位 置的變化圖。圖1D、圖2D和圖3D中的曲線所代表的意義分別是曲 線Sll表示耦合輸出結構的輸入埠 1反射係數；曲線S12表示耦合輸
入波導的工作主模TEll由輸入埠 1到輸出埠 2的傳輸曲線；曲線S121表示工作主模TE11從輸入埠耦合到輸出埠的第一雜模TM11 的傳輸曲線；曲線S122表示工作主模TE11從輸入埠 1耦合到輸出端 口 2的第二雜模TE31的傳輸曲線。圖1C、圖1D、圖2C、圖2D、圖 3C和圖3D採用有限元數值計算方法計算得到。從圖1A可以看到在當前參數條件下，該耦合輸出結構長度為 195.798mm;圖1B是圖1A所對應的耦合輸出結構的剖面圖；圖1C是 圖1B結構對應的駐波比圖，其中在16GHz處的駐波比約為1.4，在大 於17.5GHz的頻率範圍內駐波比約為1.1以下；圖1D是圖1B結構對應 的雜模抑制情況，從圖中可以看到，雜模抑制曲線S121和S122在高頻 段17.5GHz以上處於-15dB至lj-20dB之間。這些都說明根據現有技術的 解決方案和基於當前結構參數而設計的耦合輸出結構在結構尺寸、駐波 比和雜模抑制能力等方面都還不夠理想。發明內容本發明的目的是解決現有技術的單段修正道爾夫——切比雪夫漸 變圓波導結構的尺寸過大、輸入埠反射係數不夠低、雜模抑制能力不 夠強等問題，為此，本發明提供一種迴旋行波管放大器耦合輸出結構。為了實現所述目的，本發明提供的多段級聯式迴旋行波管放大器耦 合輸出結構的技術方案如下具有一輸入埠；具有一輸出埠輸出埠半徑大於輸入埠半 徑；在輸入埠與輸出埠之間級聯有第一級漸變圓波導和第N級漸變 圓波導。根據本發明的實施例，所述第一級漸變圓波導和第N級漸變圓波導 採用修正道爾夫——切比雪夫漸變圓波導。根據本發明的實施例，採用二段波導級聯，即第一級漸變圓波導與 第二級漸變圓波導級聯；第一級漸變圓波導的一端為輸入埠，第二級 漸變圓波導的一端為輸出埠。根據本發明的實施例，所述第一級漸變圓波導和第二級漸變圓波導
採用修正道爾夫——切比雪夫漸變圓波導。根據本發明的實施例，採用三段波導級聯，即在第一級漸變圓波導 與第三級漸變圓波導之間級聯有第二級過渡圓波導；第一級漸變圓波導 的一端為輸入埠，第三級漸變圓波導的一端為輸出埠。根據本發明的實施例，所述第一級漸變圓波導和第三級漸變圓波導 採用修正道爾夫——切比雪夫漸變圓波導，第二級過渡圓波導是一段圓 柱波導。根據本發明的實施例，所述第一級漸變圓波導的整體半徑變化小於 第N級漸變圓波導的整體半徑變化；第一級漸變圓波導的第一參考雜模 抑制度小於第N級漸變圓波導的第一參考雜模抑制度。本發明的積極效果本發明的多段級聯式迴旋行波管放大器耦合輸 出結構解決了現有技術解決方案的單段修正道爾夫——切比雪夫漸變 圓波導結構[l]的尺寸過大、輸入埠反射係數不夠低、雜模抑制能力不 夠強等問題。在本發明實施例所述耦合輸出結構工作頻帶靠近其輸入埠的截止頻率15.1GHz，其特點是工作頻帶內駐波比較低，雜模抑制能力高，結構緊湊，內壁光滑。將該耦合輸出結構與現有技術在相同結構 參數的下設計的單段修正道爾夫——切比雪夫漸變圓波導結構相比，它 具有更好的傳輸性能，它具有更加緊湊的結構、更低的駐波比和更好的 雜模抑制能力，而且較好地滿足迴旋行波管放大器的整管組裝要求。本發明應用於迴旋行波管放大器這種高功率微波源，在雷達目標成 像、雷達反低空飛行目標、飛彈防禦和電子對抗等國防領域，以及深空 探測、遙感、氣象和導航等民用領域都有很好的應用前景。


圖1A是現有技術的迴旋行波管放大器耦合輸出結構的半徑隨軸向 位置的變化；圖1B是圖1A結構所對應結構的剖面圖；圖1C是圖1A結構所對應的駐波比；圖1D是圖1A結構所對應的雜模抑制情況；圖2A是本發明實施例1的半徑隨軸向位置的變化；圖2B是圖2A實施方案所對應結構的剖面圖；圖2C是圖2A實施方案所對應的駐波比；圖2D是圖2A實施方案所對應的雜模抑制情況；圖3A是根據本發明的實施例2的半徑隨軸向位置的變化;圖3B是圖3A實施方案所對應結構的剖面圖；圖3C是圖3A實施方案所對應的駐波比；圖3D是圖3A實施方案所對應的雜模抑制情況；具體實施方案為了幫助更好地理解本發明，下面將參考附圖舉例描述本發明的具 體實施方案，以下將結合附圖具體闡述多段級聯式迴旋行波管放大器耦 合輸出結構。迴旋行波管放大器在毫米波段具有的高功率和寬帶寬能力，使其成 為高功率微波源中倍受關注的一種相干輻射源，在雷達和通信系統中已 經得到廣泛的應用。迴旋行波管放大器的主互作用段採用的波導半徑不 符合電子注熱負荷需求或收集極電壓限制，因此，需要用一段漸變波導 來連接互作用段和輸出窗，也即耦合輸出結構。迴旋行波管放大器的耦 合輸出結構能夠將工作於靠近截止頻率的主互作用波導中的高能微波 耦合到外部的微波功率傳輸系統。與此同時，耦合輸出結構必須要有低 的駐波比和高的雜模抑制能力。迴旋行波管放大器的工作特性對其耦合輸出結構的設計提出以下 兩點限制其一，結構上，高功率迴旋行波管放大器的工作頻率通常靠近其主互作用波導的截止頻率，主互作用波導半徑相對較小；為了傳輸 較高的功率，要求外部傳輸波導具有相對較大的半徑。因此，耦合輸出 結構的輸出端圓波導半徑通常比輸入半徑大2 3倍以上。耦合輸出結 構的長度應該儘可能短，以減小對迴旋管整管體積和工作磁場的要求。 耦合輸出結構的內壁要光滑，以防止打火。要保證耦合輸出結構的輸出 和輸入口的波導半徑的變化梯度應該儘可能低，以免輸出波導和外部系統連接時傳輸性能改變。其二，傳輸性能上，耦合輸出結構必須要有較低的駐波比，以避免反射波影響主互作用迴路正常工作；還要求高能微波在耦合輸出結構中傳輸的模式穩定度高，輸出圓波導必須要有較好的雜模抑制能力。這兩 點限制對迴旋行波管放大器耦合輸出結構的設計提出很大的挑戰。修正道爾夫——切比雪夫漸變圓波導在波導漸變中己經被廣泛地 採用，與其他的漸變方式(如線性漸變、指數漸變等)相比，具有輸入輸 出埠波導半徑變化梯度為零，內壁光滑等優點，雜模抑制能力強等優 點[l]。但是，通常情況下的修正道爾夫——切比雪夫漸變圓波導工作頻 帶範圍都遠離埠的截止頻率。而在迴旋行波管放大器的應用中，需要 耦合輸出結構的工作頻帶靠近其輸入埠的截止頻率。在這種情況下， 若採用單段修正道爾夫——切比雪夫漸變圓波導作為迴旋行波管放大 器耦合輸出結構就會出現尺寸結構不夠緊湊、反射不夠低、雜模抑制能 力不夠強等問題。因此採用單段修正道爾夫——切比雪夫漸變圓波導的 耦合輸出結構也就不能很好滿足實際的需求，而本發明提出的多段級聯 式迴旋行波放大器耦合輸出結構能夠得到更緊湊的尺寸結構、更小的反 射係數和更好的雜模抑制能力。圖1A、圖1B、圖1C和圖1D示出了一種現有技術方案，它採用單 段修正道爾夫——切比雪夫漸變圓波導。為了更加準確地說明本發明設 計方案的性能的優越性，特別設計和計算了與本發明具有相同結構參數 的單段修正道爾夫——切比雪夫漸變圓波導作為參考。將這個參考設計 方案的半徑變化圖1A、結構圖1B、駐波比圖1C和雜模抑制情況圖1D 與本發明的兩個實施例進行對比，更容易分辨出其中的不同點和本發明 性能的優越性。相關理論[l]表明修正道爾夫——切比雪夫漸變圓波導的三個設計參數，可以有由以下方程描述『腿(,=—201og,'102^ki^),^(0扁) K q srnh((9) formula see original document page 8其中，"、z分別是漸變波導半徑和長度；(^是設計過程中的第一參考 雜模抑制度。/。是第一類零階修正貝塞爾函數。A、 A分別是輸入波導 和輸出波導的半徑。^是工作頻帶中心頻率的自由空間波數。x 、、分 別是工作主模和第一參考雜模所對應的貝塞兒函數導數的根。需要說明 的是，第一參考雜模抑制度『^只是一個參考值，用於確定積分邊界0。 以下將詳細地敘述設計參數、設計過程和取得的性能。在現有技術與本發明的兩個具體實施方式
中，舉例中採用輸入埠 l的半逕取5.82mm，輸出埠 2的半逕取20mm，輸出埠的半徑是輸 入埠半徑的3.44倍。根據計算可以得到，選擇輸出埠半徑與輸入端 口半徑之比為1，或者大到5倍，即半徑之比為1倍到5倍之間都能夠 得到很好的性能。為了說明本發明的多段級聯式迴旋行波管放大器耦合輸出結構與 現有的單段修正道爾夫——切比雪夫漸變圓波導的結構和性能上的優 越性，在以下的敘述中將採用對比的方法，將本發明的實施例1，如圖 2A、圖2B、圖2C和圖2D所示，實施例2，如圖3A、圖3B、圖3C和 圖3D所示，與現有技術如圖1A、圖1B、圖1C和圖1D所示，進行對 比闡述。請參閱圖1A、圖1B、圖1C和圖1D，示出了採用現有技術單段修 正道爾夫——切比雪夫漸變圓波導結構設計的迴旋行波管放大器耦合 輸出結構的詳細情況。設計參數輸入埠 l半徑5.82mm，輸出埠 2
半徑20mm，第一參考雜模抑制度『^為-60dB，整體長度為195.798mm。 圖1A示出了有解決方案(單段修正道爾夫——切比雪夫漸變圓波導結構) 的半徑隨軸向位置的變化。圖1B示出了圖1A對應結構的剖面圖。圖 1C示出了圖1B結構對應的駐波比，其中在16GHz處的駐波比約為1.4， 在大於17.5GHz的頻率範圍內約為1.1以下。圖1D是圖1B結構對應的 雜模抑制情況，從圖中可以看到，曲線S121和S122在高頻段(17.5GHz 以上)處於-15dB到-20dB之間；曲線Sll表示耦合輸出結構的輸入埠 1反射係數，曲線S12表示耦合輸入波導的工作主模TE11由輸入埠 1 到輸出埠2的傳輸曲線。圖1A、圖1C和圖1D說明基於已有解決方 案的單段修正道爾夫——切比雪夫漸變圓波導結構具有結構尺寸大、輸 入埠 l反射係數不夠低、雜模抑制能力不夠強等問題。實施例l:請參閱圖2A、圖2B、圖2C和圖2D，採用兩段修正道 爾夫——切比雪夫漸變圓波導級聯而成設計的迴旋行波管放大器耦合 輸出結構的詳細情況。請參閱圖2A，示出了實施例1的半徑隨軸向距 離的變化。在圖2B中，耦合輸出結構採用二段波導級聯，即第一級漸 變圓波導3與第二級漸變圓波導4級聯；第一級漸變圓波導3的一端為 輸入埠 1，第二級漸變圓波導4的一端為輸出埠 2。第一級漸變圓 波波導3和第二級漸變圓波導4都是修正道爾夫——切比雪夫漸變圓波 導。該實施例的設計參數為輸入埠 1半徑5.82mm，輸出埠 2半 徑20mm，整體長度為174.487mm。其中，第一級漸變圓波導3輸入半 徑5.82mm，輸出半徑7.5mm，長度54.27mm，設計時『_為-75dB;第 二級漸變波導4的輸入半徑7.5mm，輸出半徑20mm，長度130.317mm， 設計時lx為-35dB。根據上述設計參數，第一級漸變圓波導3的整體半徑變化小於第二 級漸變圓波導4的整體半徑變化，即第一級漸變圓波導3的整體半徑變 化較小，只有1.68mm，第二級漸變圓波導4的整體半徑變化較大，為 12.5mm。經過計算，第一級漸變圓波導3的整體半徑變化取值0.8mm， 或則到2mm，第二級漸變圓波導4的整體半徑變化取值13.38mm，或者 小到12.18mm，這樣的取值範圍內設計，都可以得到很好的傳輸性能。
第一級漸變圓波導3的第一參考雜模抑制度比第二級漸變圓波導4的第一參考雜模抑制度小30dB。經過計算，第一級漸變圓波導3的第一參考 雜模抑制度比第二級漸變圓波導4的第一參考雜模抑制度小20dB，或者 小40dB，這樣的取值範圍內設計，都可以得到很好的傳輸性能。與已有解決方案在相同的結構參數即輸入埠 1和輸出埠 2的半 徑下的結構相比較，即與圖1B相比較，可以發現本實施例的整體長度 更短，結構更加緊湊。請參閱圖2C，示出了該方案的駐波比。具體情況是駐波比小於 1.15的頻帶範圍是16GHz 18.5GHz;駐波比小於1.05的頻帶範圍是 16.37GHz 18.5GHz;駐波比小於1.03的工作頻帶為16.50GHz 18.45GHz，且帶內駐波比曲線很平坦。工作頻帶的中心頻率17.25GHz 為輸入端的工作模式的截止頻率15.1GHz的1.14倍。與現有技術方案在 相同的結構參數即輸入埠 1和輸出埠 2的半徑下的結構的駐波比相 比較，即與圖1C相比較，實施例1的在整個工作頻帶內具有更低的駐 波比，即實施例1比現有技術方案具有更低的反射，更好的傳輸性能。 請參閱圖2D，示出了本發明實施例1的雜模抑制情況。在整個15.5GHz 18.5GHz的頻帶範圍內第一雜模TMll，如曲線S121所示被抑制在 -28.5dB以下；第二雜模TE31，如曲線S122所示被抑制在-33.5dB以下。 對比現有技術的方案如圖1C可以看出本實施例雜模抑制能力更好。曲 線Sll表示耦合輸出結構的輸入埠 1反射係數，曲線S12表示耦合輸 入波導的工作主模TEll由輸入埠 1到輸出埠 2的傳輸曲線。通過 對本發明實施例1的闡述和與現有技術方案的系統比較，可以看出本發 明實施例1比現有技術方案具有更加緊湊的結構、更低的駐波比和更好 的模式抑制能力。實施例2:請參閱圖3A、圖3B、圖3C和圖3D，圖中示出了採用 兩段修正道爾夫——切比雪夫漸變圓波導中間加載一段均勻圓波導級 聯而成設計的迴旋行波管放大器耦合輸出結構的詳細情況。請參閱圖 3A，示出了本發明實施例2的半徑隨軸向距離的變化。在圖3B中，耦 合輸出結構採用三段波導級聯，即在第一級漸變圓波導5與第三級漸變
圓波導7之間級聯有；第一級漸變圓波導5的一端為輸入埠 1，第三 級漸變圓波導7的一端為輸出埠 2。第一級漸變圓波導5和第三級漸 變圓波導7都是修正道爾夫——切比雪夫漸變圓波導；第二級過渡圓波 導6是一段圓柱波導，介於第一級漸變圓波導5和第三級漸變圓波導7 之間。該實施例的設計參數為輸入埠 1半徑5.82mm，輸出埠 2 半徑20mm，整體長度為180.397mm。其中，第一級漸變圓波導5輸入 半徑5.82mm，輸出半徑7mm，長度47.923mm，設計時r,為-75dB; 第二級過渡圓波導6是一段長度為17mm半徑為7mm均勻圓波導；第 三級漸變圓波導7是其輸入半徑7mm，輸出半徑20mm ，長度 115.474mm，設計時『_為-32dB。根據上述設計參數，第一級漸變圓波導5的整體半徑變化小於第二 級漸變圓波導7的整體半徑變化，即第一級漸變圓波導5的整體半徑變 化較小，只有1.18mm，第三級漸變圓波導7的整體半徑變化較大，為 13mm;。經過計算，第一級漸變圓波導5的整體半徑變化取值0.8mm， 或則到2mm，第二級漸變圓波導7的整體半徑變化取值13.38mm，或者 到12.18mm，這樣的取值範圍內設計，都可以得到很好的傳輸性能。第 一級漸變圓波導5的第一參考雜模抑制度比第三級漸變圓波導7的第一 參考雜模抑制度小33dB。經過計算，第一級漸變圓波導5的第一參考雜 模抑制度比第二級漸變圓波導7的第一參考雜模抑制度小20dB，或者小 40dB，這樣的取值範圍內設計，都可以得到很好的傳輸性能。與現有技術方案在相同的結構參數即輸入埠1和輸出埠 2的半 徑的結構相比較，即與圖1B相比較，可以看出實施例2的整體長度更 短，結構更加緊湊。請參閱圖3C，示出了該實施例的駐波比。具體情況是駐波比小 於1.1的頻帶範圍是15.8GHz 18.5GHz;駐波比小於1.05的頻帶範圍 是16.44GHz 18.5GHz。與現有技術方案在相同的結構參數即輸入埠 1和輸出埠 2的半徑的結構的駐波比相比較，即與圖1C相比較，可以 看出實施例2的在整個工作頻帶內具有更低的駐波比，即實施例2比現 有技術方案具有更低的反射，更好的傳輸性能。請參閱圖3D，示出了
該方案的雜模抑制情況。請參閱圖3D，示出了該方案的雜模抑制情況。在整個15.5GHz 18.5GHz的頻帶範圍內第一雜模TM11(曲線S121)被 抑制在-25dB以下；第二雜模TE31(曲線S121)被抑制在-32dB以下。曲 線Sll表示耦合輸出結構的輸入埠 1反射係數，曲線S12表示耦合輸 入波導的工作主模TEll由輸入埠 1到輸出埠 2的傳輸曲線。對比 現有技術方案圖1C可以看出實施例2雜模抑制能力更好。通過對本發 明實施例2的闡述和與現有技術方案的系統比較，可以看出本發明實施 例2比現有技術方案具有更加緊湊的結構、更低的駐波比和更好的模式 抑制能力。經計算以上兩個實施例設計方案的輸入埠 1圓波導半徑5.82mm 所對應的最低模式截止頻率約為15.1GHz，因此將本發明的實施例1和 實施例2與現有技術方案相比較，即將圖2C、圖3C和圖1C相比較， 可以發現本發明在靠近截止頻率的工作頻帶16GHz 18.5GHz內駐波 比更低，即傳輸性能更好。以上所述，僅為本發明中的具體實施方式
，但本發明的保護範圍並 不局限於此，任何熟悉該技術的人在本發明所揭露的技術範圍內，可理 解想到的變換或替換，都應涵蓋在本發明的包含範圍之內，因此，本發 明的保護範圍應該以權利要求書的保護範圍為準。
權利要求
1.一種迴旋行波管放大器耦合輸出結構，其特徵在於，具有一輸入埠；具有一輸出埠輸出埠半徑大於輸入埠半徑；在輸入埠與輸出埠之間級聯有第一級漸變圓波導和第N級漸變圓波導。
2. 根據權利要求1所述迴旋行波管放大器耦合輸出結構，其特徵在 於，第一級漸變圓波導和第N級漸變圓波導採用修正道爾夫——切比雪 夫漸變圓波導。
3. 根據權利要求2所述迴旋行波管放大器耦合輸出結構，其特徵在 於，採用二段波導級聯，即第一級漸變圓波導與第二級漸變圓波導級聯; 第一級漸變圓波導的一端為輸入埠，第二級漸變圓波導的一端為輸出 埠。
4. 根據權利要求3所述迴旋行波管放大器耦合輸出結構，其特徵在 於，所述第一級漸變圓波導和第二級漸變圓波導採用修正道爾夫——切 比雪夫漸變圓波導。
5. 根據權利要求2所述迴旋行波管放大器耦合輸出結構，其特徵在 於，採用三段波導級聯，即在第一級漸變圓波導與第三級漸變圓波導之 間級聯有第二級過渡圓波導；第一級漸變圓波導的一端為輸入埠，第 三級漸變圓波導的一端為輸出埠。
6. 根據權利要求5所述迴旋行波管放大器耦合輸出結構，其特徵在 於，所述第一級漸變圓波導和第三級漸變圓波導採用修正道爾夫——切 比雪夫漸變圓波導，第二級過渡圓波導是一段圓柱波導。
7. 根據權利要求2所述迴旋行波管放大器耦合輸出結構，其特徵在 於，第一級漸變圓波導的整體半徑變化小於第N級漸變圓波導的整體半 徑變化；第一級漸變圓波導的第一參考雜模抑制度小於第N級漸變圓波 導的第一參考雜模抑制度。
全文摘要
本發明一種迴旋行波管放大器耦合輸出結構，具有一輸入埠；具有一輸出埠輸出埠半徑大於輸入埠半徑；在輸入埠與輸出埠之間級聯有第一級漸變圓波導和第N級漸變圓波導。採用兩段修正道爾夫——切比雪夫漸變圓波導級聯，或者採用兩段修正道爾夫——切比雪夫漸變圓波導中間級聯一過渡圓波導。該耦合輸出結構解決了已有技術的尺寸過大、輸入埠反射係數不夠低、雜模抑制能力不夠強等問題。該耦合輸出結構應用於迴旋行波管放大器中取得了積極的效果，這對於發展我國應用於的遠程雷達，電子信息對抗等方面的高功率微波源具有重要的實際工程意義。
文檔編號H01P5/00GK101127412SQ200710121979
公開日2008年2月20日 申請日期2007年9月19日 優先權日2007年9月19日
發明者劉濮鯤, 杜朝海, 耿志輝 申請人:中國科學院電子學研究所