使用中繼節點的通信系統和方法

2023-06-02 12:08:31 5

專利名稱：使用中繼節點的通信系統和方法
技術領域：
本發明總體上涉及無線通信，更具體地，涉及使用多跳方案和多輸入多輸出(MIMO)方案的通信節點和通信方法。
背景技術：
近年來，基於多跳方案和MIMO(或多天線)方案的組合的系統(該系統被稱為MIMO多跳系統)持續得到關注。在多跳方案中，信號通過位於源和目的地之間的一個或多個中繼節點從源節點發送到目的地節點(或目標節點)。該系統具有通過中繼信號來擴展覆蓋範圍(理論上是不受限制的信號傳輸區域)以及無線網絡的快速建立的優點。通過MIMO系統，使用多發送天線和多接收天線來發送和接收信號，以通過空間的有效使用來提高通信容量。
以下面的步驟來執行MIMO多跳系統中的信號傳輸。首先，在中繼節點處接收從源節點發送的信號S。在中繼節點處的接收信號Y表示為Y＝HS+n (1)其中H表示源和中繼節點之間的信道矩陣，S表示發送信號向量，以及n表示噪聲。然後，通過迫零(ZF)方法來檢測發送信號S。該方法是通過計算偽逆矩陣W1＝(HHH)-1HH，並且將接收信號乘以偽逆矩陣W1以及歸一化係數來檢測發送信號S。該處理表示為W1Y＝S+W1n(2)偽逆矩陣W1中的上標H表示共扼轉置。
任意矩陣A的範數(Norm)可以定義為‖A‖＝(Tr(E[AAH]))1/2(3)其中符號‖·‖表示範數，符號Tr(·)表示圓括號中的矩陣的對角元素的總和(即，跡)，而符號E[·]表示對方括號中的數值求平均值。具體地，將向量V＝(v1，v2，...，vM)T的範數‖V‖表示為‖V‖＝[|v1|2+|v2|2+…+|vM|2]1/2(3)′其中上標T表示轉置。上述偽逆矩陣與Moore-Penrose逆矩陣相對應。通常，將Moore-Penrose逆矩陣B定義為m×n矩陣，其對於n×m矩陣A，BA＝I成立。在所示示例中，對於矩陣H，W1H＝I成立。
然後，計算偽逆矩陣W2＝(GHG)-1GH，其中G表示在中繼節點和目的地節點之間的信道矩陣。將等式(2)的兩側同時乘以該偽逆矩陣W2和歸一化係數E。將這種關係表示為E(W2W1)Y＝EW2(S+W1n) (4)其中，E=1/(||W1||||W2||)*(Ps/(Ps+n2))1/2]]>成立，Ps表示發送功率，而σ2是噪聲方差。
將由此計算的信號從中繼節點發送到目的地節點。在目的地節點接收的信號YR表示為YR＝GEW2W1Y+nR(5)其中nR表示噪聲分量。可以根據W1和W2的定義將等式(5)重寫為YR＝E(S+W1n)+nR(6)這樣，可以在目的地節點即時獲得發送信號S。例如在下面的文獻中描述了這種MIMO多跳系統，Rohit U.Nabar，et al.，」CapacityScaling Laws in MIMO Wireless networks」，Allerton Conference onCommunication，Control，and Computing，Monticello，IL.，pp.378-389，Oct.2003。
根據等式(6)，應當理解所接收的信號YR包括與發送信號S相關的因子1/(‖W1‖‖W2‖)。該因子‖W1‖和‖W2‖對於在中繼節點執行的發送功率控制是必不可少的。然而，由於W1和W2分別是信道矩陣H和G的逆矩陣(其受到噪聲幅值的影響)，所以信號質量不可避免地要降低。另外，等式(6)包括噪聲分量「n」，該噪聲分量「n」是在從源到中繼節點的傳播過程中引入的，從而嚴重影響了接收信號。因此，隨著跳數的增加，由於噪聲引起的信號劣化將變得顯著。
此外，必須考慮下述的無線通信系統，在該無線通信系統中，將信號從多個源節點通過中繼節點同時中繼到相關的目的地節點。在這種系統中，在目的地節點接收的信號不僅包括所希望的源節點的影響，還包括其它源節點的影響。在這種系統中有下述的擔憂噪聲在中繼節點被放大，並且在目的地節點的接收信號質量嚴重下降。

發明內容
本發明旨在克服上述問題，並且本發明的一個目的是提供一種通信系統、通信節點和通信方法，其在從源節點到目的地的信號傳輸中，與傳統技術相比，能夠更有效地防止在目的地節點的接收信號質量降低。
在本發明的一個方面，提供了一種通信節點，用於在多個源節點和多個目的地節點之間，將從所希望的源節點發送的發送信號中繼到目標目的地節點。該通信節點包括(a)第一酉矩陣估計單元，其被構造用來通過對中繼節點和除了所希望的源節點之外的多個源節點之間的一個或更多個信道矩陣執行奇異值分解來估計第一酉矩陣；(b)第二酉矩陣估計單元，其被構造用來通過對中繼節點和除了該目標目的地節點之外的多個目的地節點之間的一個或更多個信道矩陣執行奇異值分解來估計第二酉矩陣；以及(c)發送單元，其被構造用來將通過把所接收的信號乘以第一和第二酉矩陣而生成的中繼信號發送到目標目的地節點。
在使用這種中繼節點的通信系統中，目的地節點根據所接收的中繼信號檢測發送信號。
在本發明的另一方面，提供了一種通信節點，用於將從多個源節點中的所希望的源節點發送的發送信號中繼到目的地節點。該通信節點包括(a)矩陣估計單元，其被構造用來估計根據中繼節點和多個節點之間的多個信道矩陣導出的Moore-Penrose逆矩陣；(b)第一酉矩陣估計單元，其被構造用來通過對中繼節點和除了所希望的源節點之外的多個源節點之間的一個或更多個信道矩陣執行奇異值分解來估計第一酉矩陣；(c)第二酉矩陣估計單元，其被構造用來通過對中繼節點和除了所述目的地節點之外的多個目的地節點之間的一個或更多個信道矩陣執行奇異值分解來估計第二酉矩陣；(d)中繼信號生成單元，其被構造用來通過將所接收的信號乘以定義Moore-Penrose逆矩陣的加權矩陣、第一酉矩陣、第二酉矩陣中的兩個來生成中繼信號；以及(e)發送單元，其被構造用來將中繼信號發送給目的地節點。
通過任一類型的通信節點，在使用多跳MIMO方案從源節點向目的地節點發送信號時，可以防止在目的地節點接收的信號質量下降。


當結合附圖閱讀時，根據下面的詳細描述，本發明的其它目的、特徵和優點變得更加明顯。附圖中圖1是示出採用MIMO方案和多跳方案的通信系統的示意圖；圖2是中繼節點的示意性框圖；圖3是根據本發明第一實施例的中繼信號生成器的功能框圖；圖4是示出根據本發明第一實施例的通信系統的操作的流程圖；圖5是根據本發明第二實施例的中繼信號生成器的功能框圖；圖6是示出使用圖5所示的中繼信號生成器的通信系統的操作的流程圖；圖7A和圖7B是表示根據本發明第三實施例的本發明的仿真結果的曲線圖；圖8是示出其中多個節點通過中繼節點發送和接收信號的通信系統的示意圖；圖9是傳統中繼節點的功能框圖；圖10是根據本發明第四實施例的中繼節點的功能框圖；圖11表示在中繼節點執行的算術運算的示例；圖12表示在中繼節點執行的算術運算的另一示例；
圖13表示在中繼節點執行的算術運算的另一示例；圖14表示在中繼節點執行的算術運算的另一示例；圖15是表示與現有技術相比，本發明的仿真結果的曲線圖。
具體實施例方式
下面將結合附圖詳細地描述本發明。在說明書和權利要求中，「酉矩陣」不必是正規陣(normal matrix)，從而行數和列數可以彼此不同。「酉矩陣」是各行(或列)彼此正交的矩陣。因此，還包括使方陣A對角化的正規陣，「酉矩陣」包括用於使M×N的非方陣B對角化的N×M非方陣。
在一優選實施例中，通過將源節點和中繼節點之間的第一信道矩陣分解為包括第一三角矩陣的乘積來確定第一酉矩陣，並且通過將中繼節點和目的地節點之間的第二信道矩陣分解為包括第二三角矩陣的乘積來確定第二酉矩陣。如果i+j不滿足規定值，則第i行第j列的矩陣元素為0。
實施例中所使用的通信節點包括第一裝置，用於將源節點和中繼節點之間的信道矩陣H分解為包括第一三角矩陣E的乘積；第二裝置，用於將中繼節點和目的地節點之間的信道矩陣G分解為包括第二三角矩陣P的乘積；變換矩陣生成裝置，用於基於第一和第二三角矩陣生成變換矩陣A；乘法裝置，用於將所接收的信號與第一酉矩陣、變換矩陣和第二酉矩陣相乘，以生成中繼信號；以及發送裝置，用於將中繼信號發送給目的地節點。如果i+j不滿足規定值，則變換矩陣A的第i行第j列元素為0。
因為使用酉矩陣和變換矩陣生成中繼信號，所以可以在減少信號損失和信號質量劣化的同時實現多跳通信。
在一示例中，基於第一酉矩陣、可交換矩陣和第二酉矩陣的共軛轉置矩陣來估計變換矩陣。通過這種設置，目的地節點可以同相地合併來自多個中繼節點的中繼信號。因為信號合併係數不包含虛分量(相位分量)，所以在信號合併期間不需要刪除某些分量，因此，可以在目的地節點相干地同相合併中繼信號。
在一優選示例中，使用從目的地節點通過中繼節點到源節點的反饋信道，將與發送信號的速率和功率電平相關的信息從目的地節點反饋到源節點。在目的地節點根據信道估計值獲取該信息。
在一優選示例中，提供了一種將從源節點發送的發送信號通過中繼節點中繼到目的地節點的方法。在該方法中，在中繼節點處，將源節點和中繼節點之間的第一信道矩陣分解為包括第一三角矩陣的乘積，而將中繼節點和目的地節點之間的第二信道矩陣分解為包括第二三角矩陣的乘積。然後，基於第一和第二三角矩陣生成變換矩陣，其中如果i+j不滿足規定值，則變換矩陣的第i行第j列元素為0。然後，將在中繼節點接收到的信號乘以第一酉矩陣、變換矩陣和第二酉矩陣。然後，將相乘的信號從中繼節點發送到目的地節點。
優選地，基於第一和第二三角矩陣和變換矩陣，在目的地節點生成第三三角矩陣。然後目的地節點使用該第三三角矩陣從所接收的信號中檢測發送信號。
在另一示例中，在中繼節點處，將源節點和中繼節點之間的第一信道矩陣分解為包括第一三角矩陣的乘積，將中繼節點和目的地節點之間的第二信道矩陣分解為包括第二三角矩陣的乘積。然後，將在中繼節點接收到的信號乘以酉矩陣。然後。使用第一三角矩陣從所接收的信號中檢測從源節點發送的發送信號。然後。將檢測到的發送信號乘以變換矩陣和第二酉矩陣。將所得到的信號從中繼節點發送到目的地節點。
在該示例中，使用第二三角矩陣，在目的地節點從所述得到的信號中檢測發送信號。
該方法有利於有效地防止每一跳在各個中繼節點的噪聲累積。因為目的地節點不需要執行酉變換，所以可以減少在目的地節點的信號處理的工作量。
在另一示例中，通信節點在多個源節點和目的地節點之間進行無線通信的環境下將從特定源節點發送的信號中繼到目標目的地節點。該通信節點基於中繼節點和除了所希望的源節點之外的一個或更多個源節點之間的一個或更多個信道矩陣來估計第一酉矩陣，通過將所接收的信號乘以第一酉矩陣、第二酉矩陣乘來生成中繼信號，並且將該中繼信號發送給目的地節點。該第一酉矩陣包括通過對中繼節點和除了所希望的源節點之外的源節點之間的一個或更多個信道矩陣執行奇異值分解而獲得的矩陣。
通過將所接收的信號乘以第一酉矩陣乘，可以將來自所希望的源節點的發送信號與來自其他源節點的信號分量相分離。換句話說，可以去除來自其他源節點的幹擾，但是不能去除來自所希望的源節點的幹擾。相反地，因為所接收的信號與第一酉矩陣相乘不會導致噪聲分量放大，所以將所接收信號中的噪聲分量保持為較低，而不被放大。
第二酉矩陣包括通過對中繼節點與除了目標目的地節點之外的目的地節點之間的一個或更多個信道矩陣執行奇異值分解而獲得的矩陣。將信號與第二酉矩陣的相乘使得目的地節點能夠將所希望的源節點的發送信號與其它源節點的信號分量分離。
在另一示例中，通信節點還估計變換矩陣，該變換矩陣是下述矩陣與一個或更多個酉矩陣的乘積，在該矩陣中，如果行號和列號之和(i+j)不是規定值，則在第i行第j列的矩陣元素為0。在這種情況下，通信節點將通過把所接收的信號乘以第一酉矩陣、變換矩陣和第二酉矩陣而生成的中繼信號發送給目的地節點。
在另一示例中，通信節點估計變換矩陣，該變換矩陣是對角矩陣和酉矩陣的乘積，在這種情況下，該通信節點將通過把所接收的信號乘以第一酉矩陣、變換矩陣和第二酉矩陣而生成的中繼信號發送給目的地節點。
這種設置具有可以減少在目的地節點分離來自所希望的源節點的發送信號的運算工作量的優點。
該通信節點還可以基於中繼節點和包括所希望的源節點的多個源節點之間的多個信道矩陣來估計加權矩陣。在這種情況下，通信節點將通過把所接收的信號乘以加權矩陣和酉矩陣而生成的中繼信號發送到目標目的地節點。酉矩陣包括通過對中繼節點和除了目標目的地節點之外的目的地節點之間的一個或更多個信道矩陣執行奇異值分解而獲得的矩陣。
在另一示例中，該通信節點通過將所接收的信號乘以第一酉矩陣、第二酉矩陣和包括Moore-Penrose逆矩陣的加權矩陣中的兩個來生成中繼信號。這兩個矩陣是基於信道狀態的質量來選擇的。這種設置使得中繼節點能夠根據信道狀態選擇適合的中繼方案，並且可以提高目的地節點處的接收信號的質量。
(實施例1)圖1是表示根據本發明一實施例的通信系統的總體結構的示意圖。該通信系統採用多跳方案和多輸入多輸出(MIMO)方案。該通信系統包括源節點12，目的地節點16和K(K≥1)個中繼節點14-1到14-K。第k個中繼節點表示為14-k(1≤k≤K)。使用MIMO方案來執行源節點12和中繼節點14-k之間的通信以及中繼節點14-k和目的地節點16之間的通信。通過多跳方案來執行從源節點12到目的地節點16的信號傳輸。為了簡明起見，在該實施例中，該K個中繼節點中的每一個都可以通過一跳將信號從源節點12中繼到目的地節點16。然而，可以增加跳數。
源節點12從多個天線(例如，M個天線)發送可相互區分的信號。該M個天線中的每一個在MIMO方案下獨立地發送相關聯的信號。從M個天線發送的信號限定了發送信號向量S，各個信號都是向量分量。
K個中繼節點14中的每一個都從源節點12接收信號，對所接收的信號執行預定的信號處理，以生成中繼信號，並且將該中繼信號發送到目的地節點16。該K個中繼節點14具有相同的結構和功能，下面將描述其結構和功能。
目的地節點16從該K個中繼節點14接收中繼信號，並且檢測從源節點12發送的發送信號向量S的內容。
圖2是中繼節點14-k的框圖。中繼節點14-k具有多個天線22-1到22-M、接收單元24、信道估計器25、中繼信號生成器26和發送單元28。由於源節點12和目的地節點16也可以是中繼節點，所以該結構不僅可以應用於中繼節點14，而且還可以應用於源節點12和目的地節點16。
在該實施例中，出於簡明的目的，假定源節點12、中繼節點14-1到14-K以及目的地節點16中的每一個都具有用於發送和接收信號的M個天線。然而，這些節點可以具有不同數量的天線，另外，還可以在信號的發送和接收過程中使用不同數量的天線。
接收單元24對在M個天線22-1到22-M處接收的信號Yk執行適當的信號處理。這種信號處理包括接收前端處理(例如頻率轉換和帶寬限制)以及對各個天線進行加權。所接收的信號Yk表示為由與M個天線相對應的M個分量組成的向量。接收單元24還分析所接收信號Yk的頭部，以確定要向其發送信號的目的地節點。如果信號沒有通過一跳到達目的地節點，則中繼節點14-k將該信號發送到另一中繼節點。
信道估計器25估計源節點12和中繼節點14-k之間的信道矩陣Hk。通過接收從源節點12發送的各個導頻信道，可以獲得信道矩陣Hk的矩陣元素。類似地，信道估計器25估計中繼節點14-k和目的地節點16之間的信道矩陣Gk。在需要時，信道估計器25還估計信道狀態。例如可以通過根據所接收的信號測量SNR或SIR來估計無線信道的狀態。在下述實施例中可以使用信道狀態的級別。
中繼信號生成器26根據所接收的信號Yk和信道估計結果來生成中繼信號Xk。中繼信號Xk是由與M個天線相對應的M個分量組成的向量。下面將詳細地描述中繼信號生成器26。
發送單元28執行信號處理，以通過多個天線將中繼信號Xk發送到目的地節點16。該信號處理包括頻率轉換、帶寬限制、功率放大和對各個天線進行加權。
圖3是中繼信號生成器26的功能框圖。中繼信號生成器26具有QR分解單元32、加權因子計算單元34、和加權單元36。
當從信道估計器25接收到與信道矩陣Hk和Gk相關的信息時，QR分解單元32將信道矩陣Hk分解為酉矩陣Qk和三角矩陣Rk的乘積的形式。結果，確定了滿足等式(7)的酉矩陣Qk和三角矩陣Rk。
Hk＝QkRk(7)應當注意，三角矩陣Rk中的第i行的第一到第(i-1)列元素為0(2≤i≤M)，由等式(8)表示如下
QR分解單元32還將信道矩陣Gk分解為由等式(9)表示的三角矩陣PkH和酉矩陣OkH的乘積的形式，其中上標H表示共扼轉置。
Gk＝PkHOkH(9)應當注意，三角形矩陣Pk中的第i行的第一到第(i-1)列元素為0(2≤i≤M)，由等式(10)表示如下 由於矩陣Pk是上三角矩陣，所以PkH是下三角矩陣。
根據信道矩陣Hk和Gk以及QR分解式，加權因子計算單元34計算接收信號Yk的加權因子。下面將結合通信系統的操作來描述加權因子的計算細節。
加權單元36執行預定的矩陣運算，以將接收信號Yk轉換為中繼信號Xk。
圖4是表示根據本發明一實施例的通信系統的操作的流程圖。在該通信系統中，源節點12將由M個信號分量的集合組成的發送信號向量S從M個天線發送到周圍的中繼節點。位於預定範圍內的中繼節點從該源節點12接收信號S。可以將該範圍稱為1跳範圍。為了方便說明，假定K個中繼節點接收發送信號S並且執行類似的信號處理，以將信號中繼到目的地節點。儘管圖4中僅示出了第k個中繼節點(1≤k≤K)，但其他的中繼節點也執行類似的操作。
首先，源節點12和目的地節點16分別發送導頻信號Lk和Zk，在中繼節點14-k處接收這些導頻信號。在步驟401，中繼節點14-k根據導頻信號Lk和Zk執行信道估計，以估計源節點12和中繼節點14-k之間的信道矩陣H，以及中繼節點14-k和目的地節點16之間的信道矩陣G。
在步驟402，源節點12將表示為由M個分量的集合組成的信號向量S的發送信號從M個天線發送到周圍的中繼節點。
在步驟404，中繼節點14-k從源節點12接收信號。所接收的信號表示為Yk＝HkS+nk(11)其中，Hk是源節點12和第k個中繼節點之間的信道矩陣，如上所述，nk表示噪聲分量。
在步驟406，中繼節點14-k在QR分解單元32對信道矩陣Hk和Gk執行QR分解(參見圖3)。在該步驟中，信道矩陣Hk被分解為酉矩陣QK和三角矩陣RK的乘積(Hk＝QkRk)的形式，而信道矩陣Gk被分解為三角矩陣PkH和酉矩陣OkH的乘積(Gk＝PkHOkH)的形式。
在步驟408，在加權因子計算單元34處根據三角矩陣Pk和Rk計算變換矩陣Ak(圖3)。如果i+j不等於M+1(i+j≠M+1)，則在變換矩陣Ak的第i行和第j列中的矩陣元素為0。在這種情況下，變換矩陣Ak由等式(12)來表示。
換句話說，當以逆序設置這些行和列(逆對角矩陣)時，變換矩陣Ak是變為對角矩陣的矩陣。如果i+j等於M+1，則矩陣元素(Ak)i,M-i+1=aik]]>表示為aik=(PkHRk)i,M-i+1H||(PkHRk)i,M-i+1H||---(13)]]>其中矩陣∏表示可交換矩陣，其由等式(14)來表示 在步驟410中，生成中繼信號Xk，該中繼信號由等式(15)來表示Xk＝EkOkAkQkHYk(15)係數Ek是由等式(16)限定的標量Ek=PMP[tr{(PkHAkRk)(PkHAkRk)H}]+MN2---(16)]]>其中P表示在源節點12處的總發送功率，而σ2表示噪聲電平。
在步驟412，將中繼信號Xk發送到目的地節點16。
在步驟414，在目的地節點16處接收來自所有中繼節點的信號，這些中繼節點對來自源節點12的信號進行中繼。將在目的地節點16處接收的信號YR表示為YR=k=1KGkXk+nR=k=1KEkTkS+n---(17)]]>其中nR和n表示噪聲分量。根據等式(7)、(9)和(11)，以下關係成立QkHYk＝QkH(HkS+nk)＝QkH(QkRkS+nk)＝RkS+QkHnk另外，根據上述關係和等式(9)和(16)，下面的關係成立GkXk＝PkHOkH·EkOkAkQkHYk＝EkPkHAkQkHYk＝EkPkHAkRkS+EkPkHAkQkHnk＝EkTkS+(噪聲分量)其中，Tk＝PkHAkRk。
可以根據等式(8)、(10)和(16)將矩陣Tk表示為等式(18) 考慮等式(13)，應當理解非零矩陣元素aik等於pii(rM-i+1 M-i+1)*/|pii(rM-i+1 M-i+1)*|，其中星號表示復共軛。因此，YkS變為具有由等式(19)表示的第一到第M元素的矩陣。
在步驟416，根據等式(17)和(18)來檢測發送信號S。使用連續幹擾消除法(用於連續地消除Tk的非對角分量)來執行信號檢測。假定以理想的方式來執行連續的消除方法，根據在目的地節點16處的信道估計結果，利用等式(20-1)來計算各個發送流的等效信噪比(λm)。
m=PM(k=1k(EkPkHAkRk)m,M-m+1)2r2k=1kEk||(PkHAk)m||2+d2---(20-1)]]>其中σr2和σd2分別是噪聲分量nk和nR的方差，而P表示源節點12的總發送功率。根據等式(20-1)，當獨立控制流S1，...，SM的速率時，通過等式(20-2)來表示源節點12和目的地節點16之間的通信容量C。
C=m=1M12log2(1+m)---(20-2)]]>可以通過將來自目的地節點的信息反饋給源節點12，將與各個流的速率有關的信息報告給源節點12。還可以獨立地控制各個流的功率電平。
如等式(19)所示，消除Tk的非對角分量，並且將從中繼節點14獲得的信號向量的信號分量S1到SM中的每一個乘以一正實數。在目的地節點處組合這些矩陣元素。因為在信號組合中使用的係數不包括虛分量(相位分量)，所以幾乎不需要在信號組合過程中消除這些分量，因此，可以最大比率來實現同相信號組合。換句話說，可以相位相干地組合來自各個中繼節點14的中繼信號。
因為主要根據酉矩陣的變換來計算標量Ek和其他係數，所以與傳統技術相比，可以減少噪聲增加的不利影響。從減少信號損失的角度來看，這種設置是有利的。因此，可以解決信號質量的下降(這是現有技術中存在的問題)。
(實施例2)圖5是根據本發明第二實施例的在中繼節點14中使用的中繼信號生成器26的功能框圖。中繼信號生成器26包括QR分解單元32、加權因子計算單元34、第一加權單元36、信號檢測器39和第二加權單元62。在第二實施例中，目的地節點16可以具有圖5所示的結構和功能，或者另選地，其可以具有圖3所示的結構和功能。
當從信道估計器25接收到與信道矩陣Hk和Gk有關的信息時，QR分解單元32將信道矩陣Hk分解為酉矩陣Qk和三角矩陣Rk的乘積(Hk＝QkRk)的形式。QR分解單元32還將信道矩陣Gk分解為三角矩陣PkH和酉矩陣OkH的乘積(Gk＝PkHOkH)的形式。
根據信道矩陣Hk和Gk以及與QR分解式相關的信息，加權因子計算單元34對接收信號Yk計算加權因子。
第一加權單元36將接收信號Yk與通過加權因子計算單元34估計的加權因子QkH相乘，以提取接收信號的各個分量。
信號檢測器39根據從加權單元36輸出的加權接收信號和與三角矩陣有關的信息，來檢測從源節點12發送的發送信號Sk＝(Sk1，...，SkM)。
第二加權單元62將所檢測的發送信號Sk與通過加權因子計算單元34計算的加權因子AkOkH相乘，並且輸出中繼信號AkOkHSk的各個分量。
圖6是表示根據本發明第二實施例的通信系統的操作的流程圖。
首先，源節點12和目的地節點16分別發送導頻信號Lk和Zk，在中繼節點14-k處接收該導頻信號。在步驟701，中繼節點14-k根據導頻信號Lk和Zk執行信道估計，以估計源節點12和中繼節點14-k之間的信道矩陣H，以及中繼節點14-k和目的地節點16之間的信道矩陣G。
在步驟702，源節點12將表示為由M個分量的集合組成的信號向量S的發送信號從M個天線發送到周圍的中繼節點。
在步驟704，中繼節點14-k從源節點12接收信號。所接收的信號表示為Yk＝HkS+nk在步驟706，對信道矩陣Hk和Gk執行QR分解。將信道矩陣Hk分解為酉矩陣Qk和三角矩陣Rk的乘積(Hk＝QkRk)的形式，而將信道矩陣Gk分解為三角矩陣PkH和酉矩陣OkH的乘積(Gk＝PkHOkH)的形式。
在步驟708，通過將接收信號Yk與酉矩陣QH相乘來執行酉變換。將經過酉變換的接收信號Zk表示為Zk＝QkHYk＝RkS+QkHnk由於矩陣Rk是上三角矩陣，所以如果忽略噪聲，則下面的關係成立。
Zk1＝r11S1+r12S2+…+r1MSMZk2＝r22S12+…+r2MSM…ZkM-1＝rM-1 M-1SM-1+rM-1 MSMZkM＝rMMSM在步驟710，根據經酉變換的接收信號檢測發送信號S。首先，關注第M個接收信號分量ZkM，根據已知的ZkM和rMM檢測發送信號分量SM。然後關注第(M-1)個接收信號分量ZkM-1，根據已知的rM-1 M-1、rMM和SM檢測發送信號分量SM-1。通過類似的方式，來連續檢測發送信號分量。
在步驟712，通過將所檢測的發送信號Sk與AkOkH相乘來執行進一步的變換，其中矩陣Ak是如下表示的對角矩陣Ak＝diag(PkH)在步驟714，將變換信號OkHSk作為中繼信號發送給目的地節點16。
在步驟716，在目的地節點16處接收從所有相關中繼節點14中繼的信號。接收信號YR表示為YR=k=1KGkAkOkHS+n=k=1KPkdiag(PkH)S+n=DS+n---(21)]]>其中n表示噪聲分量。等式(21)利用了可以將信道矩陣Gk分解為Gk＝PkOk形式的事實。因為Pk是三角矩陣，所以K個矩陣Pk的總和(或組合)也為三角矩陣。將組合結果表示為矩陣D(具有元素dij)。可以通過在目的地節點16執行QR分解來確定與三角矩陣Pk和酉矩陣Ok有關的信息，或者另選地，可以從各個中繼節點14採集這些信息。如果忽略了噪聲分量，則將等式(21)展開為以下形式。
YR1＝d11S1+d12S2+…+d1MSMYR2＝d22S2+…+d2MSM…YRM-1＝dM-1 M-1SM-1+dM-1 MSMYRM＝dMMSM在步驟718，在中繼節點14處檢測發送信號S。首先，關注第M個接收信號分量YRM，根據已知的ZRM和dMM檢測發送信號分量SM。然後，關注第(M-1)個接收信號分量YRM-1，根據已知的dM-1 M-1、dM-1 M和SM來檢測發送信號分量SM-1。通過類似的方式，連續檢測發送信號分量。
在第二實施例中，目的地節點16不是必須在圖6的步驟716中執行酉變換。
(實施例3)圖7A和圖7B是表示根據本發明實施例的信號發送的仿真結果的曲線圖。水平軸表示功率噪聲比(PNR)，而垂直軸表示容量。在圖7A中，發送天線的數量和接收天線的數量分別為四個，並且兩個中繼節點(K＝2)位於源節點和目的地節點之間，並且在一跳通信範圍內。理論限制的曲線表示作為PNR函數的容量的理論限制，而現有技術的曲線表示當使用迫零方法對信號進行中繼時的容量。通過實施第一實施例的方法來獲得實施例1的曲線。在圖7B中，發送天線的數量和接收天線的數量分別為四個，並且四個中繼節點(K＝4)位於源節點和目的地節點之間，並且在一跳通信範圍內。根據圖7A和圖7B的曲線圖，可以理解當發送功率增加時，系統容量增加，並且在實現充足容量方面，實施例1的方法優於傳統的方法。
(實施例4)在第四實施例中，通過一個或更多個中繼節點，在多個源節點和多個目的地節點之間對發送信號進行中繼。
圖8是根據本發明第四實施例的無線通信系統的示意圖。該系統包括L個源節點(802-1到802-L)，每一個源節點具有M個天線；K個中繼節點(804-1到804-K)，每一個中繼節點具有N個天線；和L個目的地節點(806-1到806-L)，每一個目的地節點具有M個天線。整數N、M和L滿足關係N≥L*M。在該示例中，為了簡化，所有的源節點和目的地節點都具有M個天線，而所有的中繼節點具有N個天線。當然，這些節點可以具有不同數量的天線，只要源節點的天線數量等於或小於目的地節點的天線數量。
如上結合圖1所述，在具有M個天線的源節點802-l和具有N個天線的中繼節點804-k之間的信道狀態由N×M信道矩陣Hl，k表示。類似地，在中繼節點804-k和具有M個天線的目的地節點806-l之間的信道狀態由M×N信道矩陣Gk，l(簡化表示成Gkl)表示。
由中繼節點接收並中繼來自多個源節點的發送信號。由從源節點發送的信號所尋址到的目的地節點接收來自多個中繼節點的信號，並且恢復來自該源節點的信號。因此，在目的地節點接收到的信號除了受到來自所希望的源節點的發送信號的影響外，還受到從其它源節點發送的信號的影響(幹擾)。目的地節點必須通過去除幹擾來檢測所希望的發送信號。
在描述第四實施例的信號處理之前，先對傳統通信系統(例如，在上述Rohit U.Nabar等人的文章中描述的)的一般信號進行描述。
圖9是傳統中繼節點之一(第k中繼節點)的功能框圖。該中繼節點具有與源節點的數量L相對應地設置的L個接收濾波器902-1到902-L、L個發送濾波器904-1到904-L，以及信號合併單元906。
將中繼節點處的接收信號Yk分配給L個接收濾波器902-1到902-L。因為接收信號Yk包括來自L個源節點的信號，所以將其表示為yk=l=1LHl,ksl+n---(30)]]>(N×1矩陣)其中，Sl是從第1源節點發送的具有M個信號分量(Sl1，Sl2，…，SlM)的發送信號矢量，而nk表示在第k中繼節點和多個源節點之間引入的噪聲分量。所接收信號的維度是N×1。
第1接收濾波器902-1將由M個向量分量表示的接收信號yk乘以加權矩陣wbkl。該加權矩陣wbkl是M×N的矩陣並且滿足關係 T=(HkHHk)-1HkH---(31-1)]]>(ML×N矩陣)該關係表達式表示ML×N的矩陣。Hk是包括多個信道矩陣的矩陣，並且被定義為Hk＝[Hlk，…，HLk](31-2)根據方程(31-1)和(31-2)可以理解，wbkl和Hlk相互正交。如方程(32)所示，利用該正交性，接收濾波器902-1將接收信號yk乘以加權矩陣wbkl以將接收信號矢量轉換為y』kl。
yk,l=Wk,lbyk=sl+Wk,lbnk---(32)]]>(M×1矩陣)然後，發送濾波器904-l將進行了轉換的接收信號y』kl乘以另一加權矩陣wfkl。該加權矩陣wfkl是N×M的矩陣，並且滿足關係[Wk,1f...Wk,lf...WkLf]=GkH(GkGkH)-1---(33)]]>(N×ML矩陣)該關係表達式表示N×ML的矩陣。Gk是包括多個信道矩陣的矩陣，並且被定義為Gk＝[Glk，…，GLk](34)將經過相乘的信號wfkl*y』kl提供給信號合併單元906。該信號合併單元906合併來自發送濾波器904-1到904-L的輸出信號以生成中繼信號xk。該中繼信號xk表示為xk=EkWk,lfyk,l---(35)]]>(N×1矩陣)其中，Ek是用於對中繼節點的發送功率進行歸一化的標量。將該中繼信號xk發送給目的地節點。
在多個目的地節點當中，第l目的地節點806-l接收來自K個中繼節點的信號，每一個信號都反映從第l源節點發送的並尋址到第l目的地節點的發送信號。因此，在第l目的地節點接收的信號r1被表示為
r1=k=1KGk,lx1=k=1K(Eksl+EkWk,lbnk)+zl---(36)]]>(M×1矩陣)其中，zl表示在多個中繼節點和第l目的地節點之間引入的噪聲分量。利用信道矩陣Gkl和加權矩陣Wfkl之間的正交關係，來估計在方程(36)中定義的接收信號r1。
在方程(36)中，接收信號r1的各個分量線性地依賴於所希望的發送信號sl的對應信號分量。因此，可以根據接收信號直接檢測所希望的發送信號sl，而無需執行通常在MIMO方案中執行的複雜的信號分離。
然而，通過這種方法，通過加權因子wbkl放大噪聲nk，因此，在目的地節點的接收信號質量的下降是值得關注的問題。可以通過將係數Ek設置得較小來減小加權矩陣對噪聲放大的貢獻。然而，因為係數Ek也用於所希望的信號sl，所以隨著係數Ek的減小，所希望的信號分量也變小。通過傳統的技術，目的地節點處的信號檢測精度會降低。
圖10是表示根據本發明第四實施例的中繼節點的功能框圖。該中繼節點是圖8中所示的中繼節點之一(第k中繼節點804-k)。其他的中繼節點也具有相同的結構和功能。該中繼節點804-k具有L個接收濾波器1002-1到1002-L、L個接收濾波器估計器1004-1到1004-L、L個中間濾波器1006-1到1006-L、L個中間濾波器估計器1008-1到1008-L、L個發送濾波器1010-1到1010-L、L個發送濾波器估計器1012-1到1012-L以及信號合併單元1014。
圖11表示在第l接收濾波器估計器1004-l、第l中間濾波器估計器1008-l、以及第l發送濾波器估計器1012-l中執行的算術運算。
如圖10所示，將在第k中繼節點接收的信號yk分配給L個接收濾波器1002-1到1002-L。因為接收信號yk包含來自L個源節點的信號，所以其由上述方程(30)表示。
第l(1≤l≤L)接收濾波器1002-l將由M個向量分量表示的接收信號yk乘以第一酉矩陣Ukl。該第一酉矩陣具有N行和N-M(L-1)列的維度(N≥LM)，並且由接收濾波器估計器1004-l估計該第一酉矩陣。
在所關注的(第k)中繼節點804-k和L個源節點之間的L個信道矩陣當中，第l接收濾波器估計器1004-l認為矩陣H(l)k包含除了第1源節點和中繼節點804-k之間的一個以外的L-1個信道矩陣，，其被表示為H(l)k＝[Hl，k，…，Hl-1，k，Hl+1，k，…，HL，k](37)應該注意，與方程(31-2)不同，矩陣H(l)k不包含信道矩陣Hlk。因此，H(l)k具有N行和M(L-1)列的維度。如方程(38)所示，通過對矩陣H(l)k執行奇異值分解而獲得上述第一酉矩陣Ukl。
(N×M(L-1)矩陣)在方程(38)中，Λ(l)k，l，…，Λ(l)k，L-1中的每一個是M×M對角矩陣，並且它們的對角分量是H(l)k的奇異值。矩陣[U(l)k，l，…，U(l)k，L-1]具有N行和M(L-1)列的維度，並且包括由矩陣H(l)k定義的信號空間的基向量。類似地，[V(l)k，l，…，V(l)k，L-1]T包括由矩陣H(l)k定義的信號空間的基向量，並且由M(L-1)×M(L-1)的方陣表示。Uk，l是具有N行和N-M(L-1)列的第一酉矩陣。該矩陣與上述信號空間的零空間的基向量相對應。
如方程(39)所示，第1接收濾波器1002-1將接收信號ykl乘以第一酉矩陣UHkl，以將接收信號向量轉換成y』k，l。
yk,l=Uk,lHyk=Uk,lHHl,ksl+Uk,lHnk---(39)]]>因為第一酉矩陣Ukl與由H(l)k定義的信號空間的零空間的基向量相對應，所以當將接收信號乘以第一酉矩陣時，可以將來自第l源節點的發送信號與來自其它源節點的發送信號分離。應該注意，與方程(32)不同，沒有去除從第l源節點發送的信號分量之間幹擾。相反，在這個階段，防止了噪聲分量nk的放大。
第l中間濾波器1006-l將進行了轉換的接收信號y』kl乘以變換矩陣Φkl，該變換矩陣Φkl由中間濾波器估計器1008-l生成。然而，在該實施例中，變換矩陣Φkl是單位矩陣，因此，中間濾波器1006-l和中間濾波器估計器1008-l不執行具體的處理。當然，如下在另一實施例中所述，中間濾波器估計器1008-l可以生成與單位矩陣不同的矩陣。
第l發送濾波器1010-1將進行了轉換的接收信號y』kl乘以第二酉矩陣Akl。該第二酉矩陣具有N行和N-M(L-1)列的維度(N≥LM)，並且由發送濾波器估計器1012-l生成。
在所關注的(第k)中繼節點804-k和L個目的地節點之間的L個信道矩陣中，第l發送濾波器估計器1012-l認為矩陣G(l)k包括除了第l目的地節點和中繼節點804-k之間的一個以外的L-1個信道矩陣，該矩陣被表示為G(l)k=[G1,kH,...,Gl-1,kH,Gl+1,kH...GL,kH]]]>應該注意，與方程(34)不同，矩陣G(l)k不包含信道矩陣Glk。因此，G(l)k具有N行和M(L-1)列的維度。如方程(40)所示，通過對矩陣G(l)k執行奇異值分解來獲得上述第二酉矩陣Akl。
(N×M(L-1)矩陣)在方程(40)中，Ω(l)k，l，…，Ω(l)k，L-1中的每一個都是M×M對角矩陣，並且其對角元素是G(l)k的奇異值。矩陣[A(l)k，l，…，A(l)k，L-1]具有N行和M(L-1)列的維度，並且包括由矩陣G(l)k定義的信號空間的基向量。類似地，[B(l)k，l，…，B(l)k，L-1]T包括由矩陣G(l)k定義的信號空間的基向量，並且由M(L-1)×M(L-1)的方陣表示。Ak，l是具有N行和N-M(L-1)列的維度的第二酉矩陣。該矩陣與上述信號空間的零空間的基向量相對應。
第l發送濾波器1010-1將信號y』kl乘以第二酉矩陣Akl。將相乘後的信號Akly』k，l提供給信號合併單元1014。信號合併單元1014合併從發送濾波器1010-1到1010-L輸出的信號以生成中繼信號xk。該中繼信號xk被表示為
xk=Ekl=1LAk,lUk,lHyk=Ekl=1LAk,lUklHsl+Ekl=1LAklUklHnk]]>(N×1矩陣)其中Ek是用於對中繼節點804-k的發送功率進行歸一化的標量。將該中繼信號xk發送給目的地節點。
在多個目的地節點當中，來自第l源節點802-l的發送信號所尋址到的第l目的地節點806-l接收來自K個中繼節點的K個中繼信號。將在第l目的地節點806-l接收到的信號rl表示為r1=k=1KGk,lxk=k=1KEkGk,lAk,lUk,lHHl,ksl+k=1KEkGk,lAk,lUk,lHnk+zl---(41)]]>(M×1矩陣)其中zl是在多個中繼節點和第l目的地節點之間引入的噪聲分量。利用下述的事實來估計方程(41)如果l≠l』，則信道矩陣Gkl和第二酉矩陣Akl』相互正交。如果l＝l』，則由GklAkl表示的矩陣是單位矩陣以外的普通矩陣。
如方程(41)清楚地所示，在接收信號rl中，將來自所希望的源節點的發送信號sl與來自其它源節點的發送信號sl·(l≠l』)分離。換句話說，充分減小了源節點之間的幹擾；然而，還存在餘留在來自所希望的源節點的發送信號內的多個信號分量之間的幹擾。這是因為，通常，由GklAklUHklHlk表示的矩陣不是對角矩陣。因此，目的地節點必須執行通過以MIMO方案執行的正常信號分離，以從接收信號中檢測所希望的信號sl。與傳統技術相比，該信號檢測本身可能變得稍微複雜。
然而，這個方法具有可以在中繼節點處防止噪聲nk的放大的優點。在方程(41)中，G是與噪聲nk相乘的那些矩陣當中必然要引入的矩陣。因為矩陣Akl和Ukl是酉矩陣，所以這些矩陣不放大噪聲。因此，不需要採用與方程(36)一樣小的係數Ek，在方程(36)中，噪聲由加權矩陣Wbkl放大。這意味著可以通過本實施例消除或減小作為傳統技術中所關注的問題的信號檢測精度降低。
(實施例5)圖12表示在第l接收濾波器估計器1004-l、第l中間濾波器估計器1008-l、第l發送濾波器估計器1012-l中執行的算術運算的另一示例。由接收濾波器1002-1、接收濾波器估計器1004-l、發送濾波器1010-l和發送濾波器估計器1012-l執行的運算與第四實施例中的相同。
在第五實施例中，第l中間濾波器1006-1將從接收濾波器1004-1輸出的信號y』kl乘以變換矩陣Φkl，以生成信號Φkly』kl。該變換矩陣Φkl是由第l中間濾波器估計器1008-1計算的。
如方程(50)所示，該中間濾波器估計器1008-1對矩陣UHklHlk執行QR分解。
UHklHlk＝Q1klR1kl(50)其中，Q1kl是具有N-M(L-1)行和M列的維度的酉矩陣，而R1kl是M×M的右上三角矩陣。類似地，如方程(51)所示，中間濾波器估計器1008-1對矩陣(GHklAlk)H執行QR分解。
(GHklAlk)H＝Q2klR2kl(51)其中，Q2kl是具有N-M(L-1)行和M列的維度的酉矩陣，而R2kl是M×M的右上三角矩陣。中間濾波器估計器1008-1還使用滿足方程(50)和(51)的三角矩陣來估計矩陣Θkl。該矩陣Θkl被表示為 其中，矩陣П被定義為 中間濾波器估計器1008-1使用這些估計矩陣來估計變換矩陣Φkl，其被定義為Φkl＝Q2klΘklQH1kl(53)該矩陣Φkl是(N-M(L-1))×(N-M(L-1))的矩陣。
第l中間濾波器1006-1將信號Φkly』kl輸出到發送濾波器1010-1。發送濾波器1010-l將輸入信號乘以在第四實施例中描述的矩陣Akl，並且將相乘後的信號輸出到信號合併單元1014。該信號合併單元1014將來自L個發送濾波器1010-1到1010-L的信號相加，並且輸出中繼信號xk。該中繼信號xk被表示為Xk=Ekl=1LAklklykl=Ekl=1LAkl(Q2klklQ1klH)(UklHHlksl+UklHnk)=Ekl=1LAklQ2klkl(R1klsl+Q1klHUklHnk)=Ekl=1LAklQ2klklR1klsl+Ekl=1LAklklUklHnk---(54)]]>其中，Ek是用於對中繼節點804-k的發送功率進行歸一化的標量。在估計中繼信號xk的過程中，使用了方程(39)和(50)。將所估計出的中繼信號xk發送給目的地節點。
在多個目的地節點當中，來自第l源節點802-l的發送信號所尋址到的第l目的地節點806-l接收來自K個中繼節點的中繼信號。因此，在第l目的地節點806-l接收的信號rl被表示為r1=k=1KGk,lxk=k=1KEkR2k,lHk,lR1k,lsl+k=1KEkGk,lAk,lk,lUk,lHnk+zl---(55)]]>(M×1矩陣)其中zl是在多個中繼節點和第l目的地節點之間引入的噪聲分量。利用下述的事實來估計方程(55)如果l≠l』，則信道矩陣Gkl和第二酉矩陣Akl』相互正交。也利用了當l＝l』時方程(51)成立的事實。
如方程(55)清楚所示，在接收信號rl中，將來自所希望的源節點的發送信號sl與來自其它源節點的發送信號sl』(l≠l』)分離。換句話說，充分減小了多個源節點之間的幹擾；然而，還存在餘留在來自所希望的源節點的發送信號內的多個信號分量之間的幹擾。因此，目的地節點必須執行通常以MIMO方案執行的正常信號分離，以從接收信號中檢測所希望的信號sl。
順便提及，如根據各個矩陣的定義所理解的，用於發送信號sl的矩陣QH2kΘklR1kl是右下三角矩陣。因此，如果確定了僅依賴於右上三角矩陣元素的信號分量之一(例如，slM)，則可以逐個地連續確定發送信號sl的信號分量。因此，與第四實施例相比，可以減少信號運算的運算工作量。
此外，從右下三角矩陣的右上角到左下角排列的矩陣元素(即，行號和列號之和(i+j)等於規定數(列號加1)的那些元素)對發送信號sl的影響比其它矩陣元素大。這種矩陣元素是正實數，並且不包括虛分量。因此，同相組合來自L個中繼節點的貢獻∑EkRH2kΘklR1kl的主要部分，並且在目的地節點可以提高信噪功率比。此外，因為矩陣Akl和Ukl是酉矩陣，所以噪聲nk沒有被這些矩陣放大。因此，可以進一步提高在目的地節點檢測信號的精度。
圖15是表示與現有技術相比，第五實施例的仿真結果的曲線圖。該曲線圖示出了作為功率噪聲比(PNR)的函數的遍歷容量。在中繼節點的數量K＝2和K＝8的情況下對第五實施例的方法和現有技術的方法進行仿真。源節點的數量和目的地節點的數量也是兩個。源節點和目的地節點的天線數量是四(4)個，中繼節點的天線數量是八(8)個。通常，當PNR增大時(即，當信號功率電平增大時)，容量增大。當中繼節點的數量增加時，容量增大。如在曲線圖中清楚示出的，第五實施例的技術優於現有技術，表現為在相同數量的中繼節點的情況下，容量提高大約5bps/Hz。
(實施例6)圖13表示在第l接收濾波器估計器1004-l、第l中間濾波器估計器1008-l、第l發送濾波器估計器1012-l中執行的算術運算的另一示例。由接收濾波器1002-1、接收濾波器估計器1004-l執行的運算與第四實施例中所述的相同。由發送濾波器1010-1和發送濾波器估計器1012-l執行的運算與已知技術的相同。
在第六實施例中，第l中間濾波器1006-1將從接收濾波器1004-1輸出的信號y』kl乘以變換矩陣Φkl，以生成信號Φkly』kl。該變換矩陣Φkl是由第l中間濾波器估計器1008-1計算的。
如方程(60)所示，該中間濾波器估計器1008-1對矩陣UHklHlk執行QR分解。
UHklHlk＝Q1klR1kl(60)其中，Q1kl是具有N-M(L-1)行和M列的維度的酉矩陣，R1kl是M×M的右上三角矩陣。中間濾波器估計器1008-1使用滿足方程(60)的三角矩陣來估計矩陣Θkl，其被表示為 中間濾波器估計器1008-1基於上述矩陣最終估計變換矩陣Φkl，其被表示為Φkl＝ΘklQH1kl(61)其中Φkl是M×(N-M(L-1))的矩陣。
第l中間濾波器1006-1將信號Φkly』kl輸出到發送濾波器1010-l。由發送濾波器1010-1和發送濾波器估計器1012-l執行的運算與常規技術的相同，因此，確定L個矩陣Akl(l＝1，...，L)(wfkl＝Akl)以滿足[Akl，…，AlL]＝GHk(GkGkH)-1，其中Gk被定義為Gk＝[GHkl，…，GHkL]。
發送濾波器1010-1將輸入信號乘以矩陣Akl，並且輸出相乘後的信號。
發送濾波器1010-l的輸出與信號合併單元1014的輸入相連。該信號合併單元1014生成中繼信號xk。該中繼信號xk被表示為Xk=Ekl=1LAklklykl=Ekl=1LAkl(klQ1klH)(UklHHlksl+UklHnk)=Ekl=1LAklklR1klsl+Ekl=1LAklklUklHnk---(62)]]>其中，Ek是用於對中繼節點804-k的發送功率進行歸一化的標量。在估計中繼信號xk的過程中，使用了方程(39)和(60)。將所估計出的中繼信號xk發送給目的地節點。
在多個目的地節點當中，來自第l源節點802-l的發送信號所尋址到的第l目的地節點806-l接收來自K個中繼節點的中繼信號。因此，在第l目的地節點806-l接收的信號rl被表示為r1=k=1KGk,lxk=k=1KEkk,lR1k,lsl+k=1KEkk,lUk,lHnk+zl---(63)]]>(M×1矩陣)其中，zl是在多個中繼節點和第l目的地節點之間引入的噪聲分量。利用下述的事實來估計方程(63)信道矩陣Gkl和酉矩陣Akl』相互正交。
如方程(63)清楚所示，在接收信號rl中，將來自所希望的源節點的發送信號sl與來自其它源節點的發送信號sl』(l≠l』)分離，從而充分減小多個源節點之間的幹擾。然而，還存在餘留在來自所希望的源節點的發送信號內的多個信號分量之間的幹擾。因此，目的地節點必須執行通常以MIMO方案執行的正常信號分離，以從接收信號檢測所希望的信號sl。
順便提及，如根據各個矩陣的定義所理解的，用於發送信號sl的矩陣ΘklR1kl是右上三角矩陣。因此，如果確定了僅依賴於右下矩陣元素的信號分量之一(例如，slM)，則可以逐個地連續確定發送信號sl的信號分量。因此，與第四實施例相比，可以減少信號運算的運算工作量。
此外，矩陣ΘklR1kl的對角元素對發送信號sl的影響比其它矩陣元素大。這種矩陣元素是正實數，並且不包括虛分量。因此，同相合併來自L個中繼節點的貢獻∑EkΘklR1kl的主要部分，並且在目的地節點可以提高信噪功率比。此外，因為矩陣Akl和Ukl是酉矩陣，所以噪聲nk沒有被這些矩陣增大。因此，可以進一步提高在目的地節點的信號檢測精度。
(實施例7)在實施例4、5和6中，使用了通過將接收信號yk乘以酉矩陣UHkl而獲得的信號y』kl，該酉矩陣UHkl是通過奇異值分解而估計出的。然而，在實施例4、5和6中描述的信號處理可以應用於通過將接收信號yk乘以加權矩陣Wbkl而獲得的信號y』kl，如在常規技術中一樣(WbklYk＝sl+Wbklnk)。
在這種情況下，發送濾波器1010-l可以輸出將信號y』kl(＝Wbklyk)乘以在第四實施例中所述的酉矩陣Akl而生成的信號。
另選地，發送濾波器1010-l可以輸出將信號y』kl(＝Wbklyk)乘以第五實施例中所述的矩陣Φkl(＝Q2klΘklQHkl)和酉矩陣Akl而生成的信號。
還另選地，發送濾波器1010-l可以輸出將信號y』kl(＝Wbklyk)乘以第六實施例中所述的矩陣Φkl(等於ΘklQH1kl)和第四實施例中所述的酉矩陣Akl而生成的信號。
(實施例8)在第八實施例中，如在第七實施例中一樣，將Wbkl應用於接收濾波器。如圖14所示，中繼節點的接收濾波器、中間濾波器和發送濾波器執行算術運算以生成信號。中繼節點使用第一實施例中所述的方法生成如第四實施例中的第二酉矩陣Akl。如方程(40)所示，通過對多個信道矩陣執行奇異值分解來獲得該第二酉矩陣Akl。
然後，對矩陣(GklAkl)H執行QR分解。
(GklAkl)H＝Q2klR2kl其中，Q2kl是(N-M(L-1))×M的矩陣，其列向量相互正交(在該申請中稱為酉矩陣)，並且R2kl是M×M的矩陣，並且為右上三角矩陣。
使用該三角矩陣估計對角矩陣Θkl。該對角矩陣Θkl被定義為
基於對角矩陣Θkl和酉矩陣Q2kl估計M×M的變換矩陣Φkl，如方程(65)所示。
Φkl＝Q2klΘkl(65)該中繼節點還估計加權矩陣Wbkl，其由方程(66)定義。
T=(HkHHk)-1HkH---(66)]]>(ML×N矩陣)方程(66)與在第四實施例中已經說明的方程(31-1)相同。
使用酉矩陣、變換矩陣和加權矩陣，通過方程(67)生成中繼信號xk，並且將其發送到目的地節點。
xk=Ekl=1LAk,lk,lbWk,lbyk---(67)]]>(N×1矩陣)在目標目的地節點(為了方便，將其稱為第l目的地節點)接收到的信號r1被表示為r1=k=1KGk,lxk=k=1KEkR2k,lHk,lsl+k=1KEkR2k,lHk,lWk,lbnk+zl---(68)]]>(M×1矩陣)其中，右側的第一項(RH2klΘkl)是左下三角矩陣，並且其對角元素是正實數。因此，當在目的地節點合併來自K個中繼節點的K個中繼信號時，同相地合併對角元素。結果，可以提高在目的地節點的功率噪聲比，並且可以使用連續幹涉消除法精確地檢測發送信號sl。
(實施例9)
在第九實施例中，中繼節點14根據信道狀態基於使用酉矩陣的方法或迫零(ZF)方法來檢測信號。當使用酉矩陣時，通過上述的奇異值分解來估計出酉矩陣。當使用迫零時，通過Moore-Penrose逆矩陣來計算ZF加權因子。
根據信道狀態生成中繼信號xk，並且將該中繼信號發送給目的地節點。目的地節點以上述的方式檢測從源節點發送的發送信號。可以在中繼節點處通過信道估計器(圖3或圖5)來確定信道狀態的質量。另選地，可以基於所希望的波的功率電平與不希望的波的功率電平的比率(例如SIR或SNR)來確定信道狀態的質量。
例如，中繼節點估計源節點和該中繼節點之間的信道狀態SNRH以及該中繼節點和目的地節點之間的信道狀態SNRG。
如果SNRH＞＞SNRG，則源節點和中繼節點之間的信道狀態非常好。因此，即使在源節點和中繼節點之間應用迫零，噪聲放大也足夠小，並且可以將其忽略。另一方面，由於在中繼節點和目的地節點之間噪聲放大的影響增大，所以在中繼節點和目的地節點之間應用使用酉矩陣的方法(與圖14相似)。
另一方面，如果SNRH＜＜SNRG，則執行相反的處理(圖13所示)。
可以從圖12到圖14所示的那些中間濾波器中適當地選擇中間濾波器。通過在中繼節點14根據信道狀態的質量自適應地改變中繼方案，可以改善目的地節點的接收質量特性。
本專利申請基於在2004年8月31提交的日本專利申請No.2004-252879、2004年10月20日提交的No.2004-306171和2005年8月30日提交的No.2005-248823，並要求其優先權。在此通過引用併入其全部內容。
權利要求
1.一種無線通信系統，用於將來自多個源節點中的所希望的源節點的發送信號通過中繼節點傳送給目標目的地節點，其中所述中繼節點包括第一酉矩陣估計單元，其被構造用來通過對所述中繼節點與除了所希望的源節點之外的所述多個源節點之間的一個或更多個信道矩陣執行奇異值分解來估計第一酉矩陣；第二酉矩陣估計單元，其被構造用來通過對所述中繼節點與除了目標目的地節點之外的所述多個目的地節點之間的一個或更多個信道矩陣執行奇異值分解來估計第二酉矩陣；以及發送單元，其被構造用來將通過把接收信號乘以所述第一和第二酉矩陣而生成的中繼信號發送給所述目標目的地節點；其中，所述目的地節點從接收到的中繼信號中檢測從所希望的源節點發送的發送信號。
2.一種通信節點，用於在多個源節點和多個目的地節點之間，將從所希望的源節點發送的發送信號中繼到目標目的地節點，該通信節點包括第一酉矩陣估計單元，其被構造用來通過對所述中繼節點與除了所希望的源節點之外的所述多個源節點之間的一個或更多個信道矩陣執行奇異值分解來估計第一酉矩陣；第二酉矩陣估計單元，其被構造用來通過對所述中繼節點與除了目標目的地節點之外的所述多個目的地節點之間的一個或更多個信道矩陣執行奇異值分解來估計第二酉矩陣；以及發送單元，其被構造用來將通過把接收信號乘以所述第一和第二酉矩陣而生成的中繼信號發送給所述目標目的地節點。
3.根據權利要求2所述的通信節點，還包括變換矩陣估計單元，其被構造用來估計變換矩陣，該變換矩陣由下述的矩陣與一個或更多個酉矩陣的乘積構成，在該矩陣中，如果i+j不滿足規定值，則第i行第j列的矩陣元素為零；其中所述發送單元將通過把接收信號乘以所述第一酉矩陣、所述變換矩陣和所述第二酉矩陣而生成的中繼信號發送給所述目的地節點。
4.根據權利要求2所述的通信節點，還包括變換矩陣估計單元，其被構造用來估計變換矩陣，該變換矩陣由一對角矩陣和一酉矩陣的乘積構成，該酉矩陣是根據所述源節點和所述中繼節點之間或者所述中繼節點和所述目的地節點之間的信道矩陣而導出的；其中所述發送單元將通過把接收信號乘以所述第一酉矩陣、所述變換矩陣和所述第二酉矩陣而生成的中繼信號發送給所述目的地節點。
5.一種通信方法，用於將從多個源節點中的所希望的源節點發送的發送信號通過中繼節點中繼到目的地節點，該方法包括以下步驟在所述中繼節點處，通過對所述中繼節點和除了所希望的源節點之外的所述多個源節點之間的一個或更多個信道矩陣執行奇異值分解來估計第一酉矩陣，並通過對所述中繼節點和除了所述目的地節點之外的多個目的地節點之間的一個或更多個信道矩陣執行奇異值分解來估計第二酉矩陣；將在所述中繼節點處通過將接收信號乘以所述第一和第二酉矩陣而生成的中繼信號發送給所述目的地節點；以及在所述目的地節點處，從所接收到的中繼信號中檢測從所希望的源節點發送的發送信號。
6.一種無線通信系統，用於將來自多個源節點中的所希望的源節點的發送信號通過中繼節點傳送給目標目的地節點，其包括矩陣估計單元，其被構造用來估計根據所述中繼節點和多個節點之間的多個信道矩陣導出的Moore-Penrose逆矩陣；中繼信號生成單元，其被構造用來通過將接收信號乘以定義所述Moore-Penrose逆矩陣的加權矩陣以及酉矩陣來生成中繼信號，該酉矩陣是通過對所述中繼節點和除了規定節點之外的所述多個節點之間的一個或更多個信道矩陣執行奇異值分解而獲得的；以及發送單元，其被構造用來將所述中繼信號發送到所述目的地節點；其中，所述目的地節點從所接收到的中繼信號中檢測所述發送信號。
7.一種通信節點，用於將從多個源節點中的所希望的源節點發送的發送信號中繼到目的地節點，其包括矩陣估計單元，其被構造用來估計根據所述中繼節點和多個節點之間的多個信道矩陣導出的Moore-Penrose逆矩陣；中繼信號生成單元，其被構造用來通過將接收信號乘以定義所述Moore-Penrose逆矩陣的加權矩陣以及第一酉矩陣來生成中繼信號，該第一酉矩陣是通過對所述中繼節點和除了規定節點之外的所述多個節點之間的一個或更多個信道矩陣執行奇異值分解而獲得的；以及發送單元，其被構造用來將所述中繼信號發送到所述目的地節點。
8.根據權利要求7所述的通信節點，還包括變換矩陣估計單元，其被構造用來估計變換矩陣，該變換矩陣由下述矩陣與一個或更多個酉矩陣的乘積構成，在該矩陣中，如果i+j不滿足規定值，則第i行第j列的矩陣元素為零；其中所述發送單元將通過把接收信號乘以所述變換矩陣和所述第一酉矩陣而生成的中繼信號發送給所述目的地節點。
9.根據權利要求7所述的通信節點，還包括變換矩陣估計單元，其被構造用來估計變換矩陣，該變換矩陣由一對角矩陣和一酉矩陣的乘積構成，該酉矩陣是根據所述源節點和所述中繼節點之間或者所述中繼節點和所述目的地節點之間的信道矩陣而導出的；其中所述發送單元將通過把接收信號乘以所述變換矩陣和所述第一酉矩陣而生成的中繼信號發送給所述目的地節點。
10.一種通信方法，用於將從多個源節點中的所希望的源節點發送的發送信號通過中繼節點中繼到目的地節點，該方法包括以下步驟在所述中繼節點處，估計根據所述中繼節點和多個節點之間的多個信道矩陣而導出的Moore-Penrose逆矩陣；通過將接收信號乘以定義所述Moore-Penrose逆矩陣的加權矩陣以及酉矩陣來生成中繼信號，該酉矩陣是通過對所述中繼節點和除了規定節點之外的所述多個節點之間的一個或更多個信道矩陣執行奇異值分解而獲得的；將所述中繼信號發送到所述目的地節點；以及在所述目的地節點處，從所接收到的中繼信號中檢測所述發送信號。
11.一種通信節點，用於將從多個源節點中的所希望的源節點發送的發送信號中繼到目的地節點，其包括矩陣估計單元，其被構造用來估計根據所述中繼節點和多個節點之間的多個信道矩陣而導出的Moore-Penrose逆矩陣；第一酉矩陣估計單元，其被構造用來通過對所述中繼節點和除了所希望的源節點之外的所述多個源節點之間的一個或更多個信道矩陣執行奇異值分解來估計第一酉矩陣；第二酉矩陣估計單元，其被構造用來通過對所述中繼節點和除了所述目的地節點之外的所述多個目的地節點之間的一個或更多個信道矩陣執行奇異值分解來估計第二酉矩陣；以及中繼信號生成單元，其被構造用來通過將接收信號乘以定義所述Moore-Penrose逆矩陣的加權矩陣、所述第一酉矩陣和所述第二酉矩陣中的兩個來生成中繼信號；以及發送單元，其被構造用來將所述中繼信號發送到所述目的地節點。
12.根據權利要求11所述的通信節點，其中基於信道狀態的質量來選擇所述矩陣中的所述兩個矩陣。
13.一種通信方法，用於將從多個源節點中的所希望的源節點發送的發送信號通過中繼節點中繼到目的地節點，包括以下步驟在所述中繼節點處，估計根據所述中繼節點和多個節點之間的多個信道矩陣而導出的Moore-Penrose逆矩陣；在所述中繼節點處，通過對所述中繼節點和除了所希望的源節點之外的所述多個源節點之間的一個或多個信道矩陣執行奇異值分解來估計第一酉矩陣，並且通過對所述中繼節點和除了所述目的地節點之外的所述多個目的地節點之間的一個或多個信道矩陣執行奇異值分解來估計第二酉矩陣；通過將接收信號乘以定義所述Moore-Penrose逆矩陣的加權矩陣、所述第一酉矩陣和所述第二酉矩陣中的兩個來生成中繼信號；以及將所述中繼信號發送給所述目的地節點。
全文摘要
使用中繼節點的通信系統和方法。一種通信節點，在多個源節點和多個目的地節點之間，將從所希望的源節點發送的發送信號中繼到目標目的地節點。該通信節點包括第一酉矩陣估計單元，其被構造用來通過對中繼節點和除了所希望的源節點之外的多個源節點之間的一個或更多個信道矩陣執行奇異值分解來估計第一酉矩陣；第二酉矩陣估計單元，其被構造用來通過對中繼節點和除了目標目的地節點之外的多個目的地節點之間的一個或更多個信道矩陣執行奇異值分解來估計第二酉矩陣；以及發送單元，其被構造用來將通過把接收信號乘以第一和第二酉矩陣而生成的中繼信號發送到目標目的地節點。
文檔編號H04B7/04GK1744459SQ200510093840
公開日2006年3月8日 申請日期2005年8月31日 優先權日2004年8月31日
發明者阿部哲士, 時慧, 淺井孝浩, 吉野仁 申請人:株式會社Ntt都科摩