能夠降低相位誤差的突髮型傳輸輸出功率控制裝置的製作方法
2023-06-06 05:20:06
專利名稱：能夠降低相位誤差的突髮型傳輸輸出功率控制裝置的製作方法
技術領域：
本發明涉及一種無線發射機的突髮型傳輸功率控制裝置，更具體的涉及這樣一種突髮型傳輸功率控制裝置，其適用於需要在較寬的動態範圍穩定地和精確地控制傳輸功率的時分多址(TDMA)系統的無線發射機。
近年來，在移動通訊終端領域的技術發展非常引人注目，特別是為移動的用戶使用電話設計的移動通信特別研究組(GSM)系統的蜂窩電話移動通訊系統。此種移動通訊系統使用的傳輸系統正在或已經從模擬無線傳輸系統轉移到數字無線傳輸系統，以便於滿足基於數字交換技術的網絡兼容的要求，從而提高聲音質量，保持編碼信號的保密性，並提高通訊容量。
除了諸如GSM等地面移動通訊系統外，近年來，作為可彼此通過便攜終端技術以無縫方式相連的全球數字移動通訊系統的低和中等高度軌道的移動衛星通訊系統在商業上已經成為可能。事實上，對此種系統和此種終端的需求正在迅速地增加。
在此種的移動通訊系統中，為了使通訊簡化的目的，同時為了降低便攜終端上的硬體的負荷，TDMA無線系統被用於便攜終端。
另外，為了維持可保證業務強度的一定電平和保證在同一通訊單元中高密度的多路存取的傳輸/接收線路的質量，使用了高速自動功率控制(APC)系統，為了精確的控制傳輸突發輸出電平和防止該系統在開/關突發時擴散進基頻上的傳輸頻譜的相鄰信道中，該系統適用於控制在穩態突發前沿和後沿加有斜坡信號的功率輸出。
第一現有技術的突髮型功率控制裝置為閉合環路型，其通過檢波器檢測一部分傳輸功率，並將其反饋回由GaAs場效應電晶體(FET)或Si雙極電晶體(參見JP-A-5-152977中的圖9)構成的大功率放大器的柵極。後面將對此進行詳細描述。
然而，在上述的第一現有技術突髮型傳輸功率控制裝置中，由於檢波器的動態範圍窄，很難提高傳輸突發信號的上升和下降特性的速度以及提高傳輸突發信號的功率電平。
第二現有技術的突髮型傳輸控制裝置在第一現有技術突髮型傳輸控制裝置的閉合環路中還包含一個可變衰減器(參見JP-A-5-152977的
圖10)。通過控制可變衰減器的衰減程度從而使檢波器的輸入電平恆定，由此擴展閉合環路的動態範圍，從而在可再現的基礎上，檢波器穩定的操作。在後面將對此進行詳細描述。
然而，在上述的第二現有技術的突髮型傳輸控制裝置中，並沒提高大功率放大器2的控制靈敏度，從而所顯示的阻尼係數較高，並在上升突發期間產生上衝和下衝。
第三現有技術的突髮型傳輸控制裝置在第二現有技術的突髮型傳輸控制裝置的大功率放大器的前置級包括一個可變功率驅動放大器，以便根據功率輸出電平抑制大功率放大器2的控制靈敏度的波動(參見JP-A-5-152977和JP-A-10-172380的圖1)。在後面將對此進行詳細描述。
然而，在上述的第三現有技術突髮型傳輸控制裝置中，由於在突發上升和下降時間段中在高輸出控制放大器中產生的包絡幅度的波動貫穿到上述的相位波動區，從而在大功率放大器中產生相位波動。
本發明的一個目的是提供一種能夠降低諸如相位誤差等相位波動的突髮型傳輸控制裝置。
根據本發明，突髮型傳輸輸出控制裝置包括由用於放大調製波信號的一個可變功率驅動器、一個飽和型大功率放大器和定向耦合器構成的開放環路。閉合環路由與定向耦合器相連的可變衰減器、檢波器和與飽和型輸出功率放大器相連的相對誤差放大器構成。一電壓變換器向飽和型大功率放大器提供電壓，致使飽和型大功率放大器的飽和輸出只在包含上升和下降時段的穩態突發波形前沿和後沿上升較短的一段時間。
通過下面結合相應附圖的詳細的描述會對本發明有更清楚的了解，其中圖1為用於描述第一現有技術的突髮型傳輸輸出功率控制裝置的電路圖；圖2A，2B和2C為用於描述圖1的裝置的操作的時序圖；圖3為用於描述第二現有技術的突髮型傳輸輸出功率控制裝置的電路圖；圖4表示出圖3的誤差電壓和傳輸突發信號之間的關係的示意圖；圖5為用於描述第三現有技術的突髮型傳輸輸出功率控制裝置的電路圖；圖6為用於描述根據本發明的突髮型傳輸輸出功率控制裝置的第一實施例的電路圖；圖7A到7E為用於描述圖6的裝置的操作的時序圖；圖8為用於描述根據本發明的突髮型傳輸輸出功率控制裝置的第二實施例的電路圖；及圖9為圖6和圖8的電壓變換器的一個改型的電路圖。
在對最佳實施例進行描述之前，將首先參考圖1，2A，2B，2C，3，4和5對現有技術的突髮型傳輸輸出功率控制裝置進行描述。
在圖1中，其描述了第一現有技術的突髮型傳輸輸出控制裝置(參見JP-A-5-152977的圖9)，從調製波發生器1(在此情況下為壓控振蕩器(VCO))產生的調製信號Sin被發送到大功率放大器2。其結果，由通過調製信號Sin驅動大功率放大器2以通過定向耦合器3產生傳輸突發信號Sout。從天線4輻射傳輸突發信號Sout。
定向耦合器3取出一部分傳輸突發信號Sout，而由二極體構成的檢波器5檢測定向耦合器3的輸出信號。相對誤差放大器6將圖2A中所示的基準電壓Vref與圖2B中所示的檢波器5的檢波電壓Vdet進行比較，以根據基準電壓Vref和檢波電壓Vdet之間的差產生誤差電壓Verror。
大功率放大器2由具有用於接收誤差電壓Verror的柵極、接地的源極和用於接收來自電源電池7的電源電壓Vp的漏極的的GaAs場效應電晶體(FET)構成。
因此，通過檢波器5和相對誤差放大器6的閉合環路將突發信號Sout反饋到大功率放大器2，致使圖2C中所示的傳輸突發信號Sout接近如圖2A所示的基準電壓Vref。即當Vdet大於Vref時，此時傳輸突發信號Sout的電平高於所需的電平，相對誤差放大器6將誤差電壓Verror降低，由此降低傳輸突發信號Sout的電平。另一方面，當Vdet小於Vref時，此時傳輸突發信號Sout的電平低於所需的電平，相對誤差放大器6增大誤差電壓Verror，由此增大傳輸突發信號Sout的電平。
由控制部分8產生基準電壓Vref，控制部分8從基站等類似的地方接收控制信號Sout。控制部分8在由時間t2和t3限定的穩態時間期間產生一個矩形包絡波形，在由時間t1和t2限定的上升時間期間產生一個上升斜坡包絡波形，及在由時間t3和時間t4限定的下降時間期間產生一個下降斜坡包絡波形。上升和下降斜坡包絡波形有助於消除由於大功率放大器2的GaAs FET的開關所造成的傳輸突發信號Sout的寄生頻譜。
需注意的是，基於控制信號Scont的基準電壓Vref的波形被預先存儲在只讀存儲器(ROM)或隨機存取存儲器(RAM)中。
在諸如高斯最小頻移鍵控(GMSK)調製的固定包絡調製的情況下，該調製不象用於個人數字蜂窩(PDC)的π/4頻移正交相移鍵(QPSK)調製，其是與幅度波動本徵無關的角調製，不需要相對誤差控制以為環路放大器選擇相對較大時間常數，其中的環路放大器包含相對誤差放大器6，用於在檢波傳輸突發信號Sout的包絡後平滑包括幅度波動的檢波電壓Vdet，同時還考慮到了平均功率。換句話說，為了進行對飽和功率電平的反饋控制和因此進行自動功率控制(APC)環路的高速操作的目的，可預先選擇相對較小的時間常數並只指定設計參數。
在圖1的突髮型傳輸功率控制裝置中，由於檢波器5的動態範圍窄，很難提高傳輸突發信號Sout的上升和下降特性的速度和提高傳輸突發信號Sout的功率電平。
同樣，當為大功率放大器2選擇了低傳輸功率電平時，檢測靈敏度波動依賴於其溫度。
另外，當為大功率放大器2選擇了低傳輸功率電平時，大功率放大器2的輸出柵極控制靈敏度變高並波動，因此無法可重複地穩定的進行小功率APC控制。
在圖3中，其描述了第二現有技術的突髮型傳輸控制裝置(參見JP-A-5-152977的圖10)，可變衰減器被安插在圖1的定向耦合器3和檢波器5之間。通過來自控制部分8的控制電壓Va控制可變衰減器9，從而使檢波器5的最大輸入電平恆定。因此，如果通過將可變衰減器9設置到相對於檢波器5的上遊，檢波器5的控制靈敏度可被保持在基本恆定的水平，其可通過由大功率放大器2、定向耦合器3、可變衰減器9、檢波器5和相對誤差放大器6構成的閉合環路，在從小的功率輸出到大的功率輸出的較寬的動態範圍內提供精確的傳輸功率控制。因此，閉合環路的動態範圍被拓寬，從而可重複的穩定的進行檢波器5的操作。
在圖3的突髮型傳輸控制裝置中，由於大功率放大器2的控制靈敏度未被改進，特別是，由於當為大功率放大器2選擇了低傳輸功率電平時，大功率放大器2的控制靈敏度為高，從而可獲得較高的開放環路增益和較寬的環帶，由此顯示出高的阻尼係數並在上升突發期間產生上衝或下衝。
更具體的，通常對於誤差電壓Verror和傳輸突發信號Sout之間或大功率放大器2的輸出電壓之間的關係，通過由每一大功率放大器2的誤差電壓增加造成的功率增加所限定的控制靈敏度是以曲線的形式，當後者產生一個低功率輸出時其是高的並落在接近最大功率輸出點的飽和電平。
因此，大功率放大器2的控制靈敏度基於傳輸功率電平變化到一個較大的範圍。
尤其是，當功率電平為低時，控制靈敏度快速升高，使閉合環路按如上所述的方式產生寄生振蕩。
需注意的是，通過適當的選擇某些其他的常數以使環路帶變窄並為閉合環路採用一個大的時基，可消除在當選擇小的功率輸出時所產生的上述的閉合環路的振蕩，以便延遲它的響應。然而，通過此校正控制靈敏度的技術，閉合環路的響應被恆定的延遲。尤其是，由於在當選擇了最大的功率輸出時，大功率放大器2的控制靈敏度下降，閉合環路的響應在此時被最大的延遲，使其無法在穩態突發前後以所需的方式控制包含斜坡波形的突發輸出。結果，不再可能希望在各種的變化環境中的APC的效果，所述的環境變化包含電壓、大功率放大器2的輸入電平和/或功率增益的波動。
因此，在圖3的突髮型傳輸控制裝置中，如果在閉合環路中存在電阻/電感/電容(RLC)常數使得相位在環帶內受到最大的變化，對相位或對幅度而言無法保證安全餘量，並且由於在開放環路轉移特性的高階曲線與0增益相交的頻率處或接近該頻率處會產生正反饋，所以可能產生寄生振蕩。
在圖5中，其示出了第三現有技術的突髮型傳輸輸出控制裝置(參見JP-A-5-152977和JP-A-10-172380的圖1)，能夠調節增益的可變功率驅動放大器10被連接在調製波發生器1和大功率放大器2之間，從而根據功率輸出電平抑制大功率放大器2的控制靈敏度的波動。
在圖5中，除了通過來自相對誤差放大器6的誤差電壓Verror控制大功率放大器2的輸出的反饋控制之外，還通過如下的方式進行控制可變功率驅動放大器10的輸出電平的前饋控制，即大功率放大器2可相對於所需的傳輸功率電平顯示出基本上恆定的控制靈敏度數值。換句話說，除了被用於維持閉合環路的檢測靈敏度相對傳輸功率輸出中的波動穩定外的閉合環路反饋控制外，響應傳輸功率電平在可變功率驅動放大器10的輸出電平上還設置開路控制，即前饋控制，從而使大功率放大器2的控制靈敏度將是恆定的數值。因此，在寬的動態功率輸出範圍中，在包含上升和下降斜坡時間的穩態突發時間間隔內可精確穩定的控制功率輸出。
例如，當需要通過將來自大功率放大器2的傳輸突發信號Sout從所選的最大輸出電平減少10dB時，大功率放大器2的輸入電平被減少12dB，以使圖4中的控制靈敏度從曲線1移到曲線2。其結果，在選擇最大的功率輸出時，在不修改所獲得的誤差電壓Verror和控制靈敏度的情況下可進行反饋操作，從而APC的效果保持穩定和精確，而與低功率輸出或最大的功率輸出被選擇無關。
類似的，當需要通過將來自大功率放大器2的傳輸突發信號Sout從所選的最大輸出電平減少24dB並藉助APC方式反饋穩定功率輸出時，大功率放大器2的輸入電平被減少30dB，以使圖4中的控制靈敏度從曲線C1移到曲線C2。
因此，在不修改控制靈敏度的情況下可進行反饋操作，從而APC的效果保持穩定和精確，而與選擇低功率輸出或最大的功率輸出無關。
為大功率放大器2的每個功率輸出電平預先選擇最優控制電壓V6，並被存儲進控制部分8的ROM或RAM中，從而在當選擇了相應的功率輸出命令時，可通過輸出功率設置命令從ROM或RAM中獲得最優控制電壓，以便保證基本上最優的驅動輸入。接著通過閉合環路反饋系統進行穩定和精確控制輸出的操作。
然而，當將圖5的傳輸功率控制裝置應用到用於移動通訊(GSM)的全球系統的地面移動通訊終端時，個人通訊網絡(PCN)或使用GMSK調製的個人通訊系統(PCS)或應用GMSK調製系統的中等高度軌道移動衛星通訊終端，仍然存在一個問題，即由於在突發上升和下降時間內所可能產生的大功率放大器2的相位波動，而造成傳輸突發的相位誤差。
地面移動通訊終端和中等高度軌道移動衛星通訊終端使用固定的包絡調製系統，其可保證在當選擇了高功率輸出電平時在大功率放大器2的飽和區中高效的工作。因此，在飽和區中通常設置大功率放大器2的穩態工作點。通常在此情況下，在大功率放大器2的輸出飽和點或接近該點處存在相位調製(PM)區。
如上所述，在大功率放大器2中產生相波動，這是因為在突發上升和下降時間內，在大功率放大器2內所產生的幅度包絡的突然的波動與上述的相位波動區相交。
在圖6中，其描述了根據本發明的突髮型傳輸控制裝置的第一實施例，用傳輸轉換器1』代替圖5的調製波發生器1。傳輸變換器1』包含調製器和本機振蕩器，以通過GMSK調製方式調製兩個數字基帶信號I和Q或一輸入基座信號並輸出調製信號Sin。
同樣，由DC/DC轉換器或串聯下電路器(dropper)構成的電壓轉換器11被連接在圖6的電源電池7和大功率放大器2之間。電壓轉換器11通常向大功率放大器的漏極電壓端提供穩定的電源電壓Vp』，並在控制部分8的控制下只在包含突發上升和下降斜坡時間的穩態突發時間前後的短時間內進行工作以增大電源電壓Vp』。
電壓轉換器11由用於放大控制電壓Vc的同相電壓放大器111、具有用於接收同相位電壓放大器111的輸出電壓的運算放大器的電壓跟隨器112、具有與電壓跟隨器113的輸出相連的基極，集電極與電源電池相連而發射極與大功率放大器2的漏極電壓端相連的大功率NPN-型電晶體113，以及連接在電晶體113的基極和集電極之間的電阻器114構成。
通過同相電壓放大器111放大來自控制部分8的控制電壓Vc並通過電壓跟隨器112提供給電晶體113的基極。此時，通過同相電壓放大器111的工作使被放大的電壓的電壓電平低於電源電池7的電壓Vp。
因此，將電壓Vp』提供給大功率放大器2的漏極電壓端，其中的電壓Vp』低於電源電池7的電壓Vp，並從電晶體113的基極電壓下降到發射極和基極間的電壓值(大約0.6到0.7伏)。
控制部分8根據來自基站的包含突發時間命令和輸出功率設置命令的控制信號Sout，產生對可變衰減器9的電壓Va，對可變功率驅動放大器10的控制電壓Vb，對電壓轉換器11的控制電壓Vc和對相對誤差放大器6的基準電壓Vref。突發時間命令指定下一個傳輸突發的時序，而輸出功率設置命令指定傳輸突發信號的輸出電平。同樣，以與圖5中相同的方式，通過控制可變衰減器9的衰減程度，從而使對檢波器5的輸入將是恆定的數值，而不依賴於傳輸突發信號Sout。其結果，可獲得檢測系統的寬的動態範圍，並在與傳輸功率無關的情況下保持檢測系統的檢測靈敏度穩定。另外，以與圖5中相同的方式，通過控制可變功率驅動放大器10的輸出電平使大功率放大器2的輸入電平優化，以便於保持與傳輸功率輸出電平相關的大功率放大器的控制靈敏度。
下面將參考圖7A，7B，7C，7D和7E描述圖6的突髮型傳輸控制裝置。
相對誤差放大器6將圖7A中所示的基準電壓Vref與圖7B中所示的檢波電壓Vdet進行比較，以產生誤差電壓Verror，並將其發送到大功率放大器2的柵極端。因此，通過由誤差電壓Verror的反饋控制傳輸突發信號Sout，從而檢波電壓Vdet接近基準電壓Vref。其結果，如圖7C中所示，傳輸突發信號Sout的波形接近基準電壓Vref的波形。
假設正如實施例中的一樣，諸如GMSK的固定包絡調製很合適，可為環路的閉合環路帶選擇相當大的值。通過如此的設計環路，致使環路響應(環路時間常數)比突發時間快，而比符號率慢，通過如此的選擇環路常數，從而使電路以高速穩定的跟隨包括斜坡的高速突發。
更具體的，基準電壓Vref具有在時基上通過卷積在突發的上升和下降時間的斜坡輸出包絡波形和穩態突發時間內的矩形輸出包絡波形所獲得的波形。控制部分8中的ROM和RAM存儲表示圖7A中所示基準電壓Vref和傳輸功率電平之間的相關性的瀏覽表。
在穩態突發期間，在假設檢波電壓為理想的情況下，在每個傳輸功率電平的穩態期間，基準電壓Vref被保持在與檢波電壓Vdet的電平相對應的一個電平，因此，傳輸突發信號Sout是在與由穩態突發期間中的傳輸功率電平設置命令所確定的傳輸功率電平相對應的一個電平。然後，控制部分8從瀏覽表獲得與由傳輸功率設置命令所確定的傳輸功率電平相對應的基準電壓Vref，並在由突發時間所確定的時間將其輸出到相對誤差放大器6。
當檢波電壓高於基準電壓時，相對誤差放大器6降低施加到大功率放大器2的誤差電壓Verror，因此傳輸突發信號Sout高於所需的電平，以便降低大功率放大器2的傳輸功率輸出電平。另一方面，相對誤差放大器7在當檢波電壓低於基準電壓時，增大施加到大功率放大器2的誤差電壓Verror，因此傳輸突發信號Sout低於所需的電平，以便增大功率放大器2的傳輸功率輸出電平。
大功率放大器2的柵電壓端與位於大功率放大器2內的最後級的電晶體的柵極相連。因此，大功率放大器2的輸出電平根據誤差電壓Verror而發生變化。
因此，響應誤差電壓Verror，傳輸突發信號Sout在穩態突發前後被自動控制變為等於包括斜坡波形的所需的傳輸輸出電平，如圖7A所示。
因此，以與圖5中所示的相同的方式，由於如上所述通過控制可變衰減器9可拓寬檢測系統的動態範圍，從而裝置可在與傳輸功率輸出電平無關的情況下以可重複的工作方式穩定的工作。
除了上述的通過來自相對誤差放大器6的誤差電壓Verror控制大功率放大器2的輸出的反饋控制外，控制部分8產生控制電壓Vb，以提供前饋控制用於控制可變功率驅動放大器10的輸出電平，以這樣一種方式使大功率放大器2具有相對於所需傳輸功率電平基本上恆定的控制靈敏度值。
因此，以與圖5的裝置相同的方式，具有控制檢測系統和大功率放大器2的靈敏度的結構，其通過開放環路根據每個所選的傳輸功率輸出電平，使用從控制部分8提供的控制電壓Va和Vb，在包含檢測系統和大功率放大器2的閉合環路反饋控制系統中，可在包含傳輸突發的上升和下降時間的穩態突發期間，在功率輸出的寬的動態範圍內，可精確穩定的控制功率輸出。
在上述的條件下，通常的，在大功率放大器2的輸出飽和點或其附近存在相位調製(PM)波動區。為了避免PM波動區同時獲得高精確的APC，可設置電壓轉換器11。
如圖7D中所示，控制電壓Vc具有兩個電勢電平，其包括在從時間t2到時間t3的穩態突發期間對應於電源電壓Vp』的恆定電勢電平和從時間t1到時間t2及從時間t3到時間t4的包括上升和下降斜坡時間的穩態突發時間前後的短時間內的用於增大電源電壓Vp』的高電勢電平。
通過電壓轉換器11的同相電壓放大器111對控制電壓Vc進行放大，並將其在通過電壓跟隨器112後提供到電晶體113的基極。此時，通過同相電壓放大器111工作從而使得被放大的電壓的電壓電平將低於電源電池7的輸出電壓電平Vp。
因此，低於電源電池7的輸出電壓的並且已經從電晶體113的基極電壓下降了電晶體113的發射機和極基之間的電壓的電壓Vp』倍加到大功率放大器2的漏極電壓端。
當通過控制部分8控制電壓轉換器11，以便在包括上升和下降斜坡時間的穩態突發時間前後的短時間內增加電源電壓Vp』時，大功率放大器2的飽和功率輸出只在該短的時間內上升。
因此，在傳輸突發信號Sout從上升斜坡時間移向穩態突發時間或從穩態突發時間移向下降斜坡時間中的移動過程中，大功率放大器2的工作點被暫時設置在飽和區外，但位於保證可輸出補償的線性區內。因此，大功率放大器2的飽和點可被控制，以至在突發上升和下降時間內大功率放大器2中所產生的幅度包絡的急速波動不會與相位波動區相交。其結果，可抑制由於各種的因素造成的由於大功率放大器2的相位波動(相位誤差)所造成的信號接收的降低，並可將傳輸突發的平均相位誤差(或最大相位誤差)限制在允許的範圍中。
雖然部分傳輸突發上的相位誤差會降低通訊線路另外一端的信號接收，本發明可成功的補償此種的降低。
需注意的是，將控制電壓設置在可保證所需的傳輸功率輸出電平在上升斜坡時間後處於穩態突發時間內，從而使得大功率放大器2的工作點從線性區移到飽和區。其結果，大功率放大器2在幾乎佔據了所有傳輸突發信號Sout的穩態突發時間內能夠可靠高效的工作，從而使配備有圖6所示的傳輸功率控制裝置的移動終端可有效的防止平均功耗的不必要的增加。
另外，在從上升斜坡時間向穩態突發時間或從穩態突發時間向下降斜坡時間移動的過程中通過控制部分8控制電源電壓Vp』的變化，從而通過反饋控制可穩定的控制傳輸突發包絡，以劃出連續的和適宜的包絡軌跡，從而傳輸突發包絡不會由於電源電壓Vp』的變化而產生任何的轉折點。
如圖7D中所示，在從上升斜坡時間向穩態突發時間或從穩態突發期間向下降斜坡時間期間移動的過程中可通過使基準電壓Vin變為傾斜而實現此種控制。
需注意，如果大功率放大器2的功率控制由於電源電壓VP』的變化而產生波動，在功率輸出中的此種的波動通過高速APC反饋控制已足以抑制，而不會產生任何問題。
如上所述，在第一實施例中，一個先決的條件是，在包含尤其適用於放大和突發傳輸不包含任何幅度波動的調製波(例如GMSK)的大功率放大器2的利用TDMA無線通訊系統的無線發射機中，高穩定、精確及高速的APC被用於維持一輸出電平，該輸出電平包含在穩態突發期間在所選的寬輸出範圍中用於傳輸恆定電平的突發波的有效位數據，當在反饋環路中存在環路常量時，為了在寬的動態範圍內將檢波器5的檢測靈敏度和放大器2的檢測靈敏度維持在恆定的電平，響應傳輸輸出電平通過前饋控制控制驅動放大器10和檢波器9。
同樣，在第一實施例中，一個先決的條件是，在上升和下降期間觀察到的高速斜坡波形的基礎上緩和的控制輸出包絡斜坡，從而符合產生傳輸功率輸出電平的寬範圍的要求，並防止在瞬變響應時間瞬變頻譜的擴散，同時確保時間對瞬變響應的屏蔽。
另外，為了防止傳輸突發產生任何的相位誤差，可設置電壓轉換器11，致使大功率放大器2的電源電壓Vp』只在包含上升和下降斜坡時間的穩態突發時間前後的短時間內上升。因此，可通過使在突發上升和下降時間前後在大功率放大器2中產生的幅度包絡中的急速的波動不與相位波動區相交的方法，控制大功率放大器2的飽和點。
大功率放大器2的相位波動的結果所產生的傳輸突發的相位誤差是現有技術中未解決的問題，本發明提出一種新技術，通過控制大功率放大器2的電源電壓Vp』解決此問題。
因此，在第一實施例中，由於為了防止相位波動的裝置所造成的大功率放大器2的效率的降低被限制在包含上升和下降斜坡時間的穩態突發時間前後的短時間內，從而在不增大整個移動終端的平均功耗的情況下克服了上述的問題。
在圖8中，其描述了根據本發明的突髮型傳輸控制裝置的第二實施例，同時通過按圖6中的模擬方式對可變功率驅動放大器10的增益控制，可選擇大功率放大器2的最優輸入電平，其是通過圖8中的數字方式的數字基帶電平轉換器12進行選擇的。同樣，用固定增益驅動放大器10』替代圖6中的可變功率驅動放大器10。
更具體的，根據來自控制部分8的數字電平轉換信號Sd，通過改變基帶的兩個數字調製波I和Q的數值，數字基帶電平轉換器12可變地控制電平。控制部分8中的ROM或RAM存儲表示數字調製波I和Q的相關性的瀏覽表，其中調製波I和Q適用於實現大功率放大器2和所選的傳輸功率輸出電平的最優輸入電平。
控制部分8向數字基帶電平轉換器12輸出數字電平轉換信號Sd，以這樣一種方式可為大功率放大器2獲得對應由傳輸功率設置命令確定的傳輸功率輸出電平的最優輸入電平。
圖8的控制部分8的操作與圖6的控制部分8的操作基本相同，區別在於其產生數字電平轉換信號Sd，且不產生任何的控制電壓Vb。
可通過簡單的方式集成包括數字基帶電平轉換器12和傳輸轉換器1』的圖8中的突髮型傳輸功率控制裝置，以通過可重複的方式低成本的，通過使用數位技術而不是高頻模擬技術，進行大功率放大器3的輸入電平的最優化操作以控制移動終端，。
在圖6和圖8中，通過串聯下電路器構成電壓轉換器11，由此所獲得的好處在於，可大大的降低生產成本。然而，由於使用用於大電流的NDN-型電晶體113以在其集電極和發射極之間需要大的功耗，從而電源效率低。同樣，電壓不能高於電源電池7的輸出電壓Vp。
在圖9中，其描述了圖6和圖8的電壓轉換器11的作了改變的一電路圖，電壓轉換器11由開關穩壓器91和用於向開關穩壓器91提供時鐘信號的振蕩器92構成，其可提高電源效率和總體的效率。同樣，大功率放大器2的電源電壓可被提高到高於電源電池7的電壓Vp。
如上所述，根據本發明，為了防止產生傳輸突發的相位誤差，設置電壓轉換器用於只在包含上升和下降斜坡時間的穩態突發前後的短時間內升高電壓電壓。因此，可以控制大功率放大器的飽和點，以致使在上升和下降斜坡時間附近產生的大功率放大器中的幅度包絡的快速波動不會與相位波動區相交。
其結果，可抑制由於大功率放大器的相位波動(相位誤差)所造成的任何可能的接收信號的降低，並可將傳輸突發的平均相位誤差或最大相位誤差限制在允許的範圍內。
同樣，用固定增益驅動放大器和數字基帶電平轉換器替代可變功率驅動放大器。其結果，能夠以數字的方式而不是模擬的方式實現飽和型大功率放大器的輸入電平的最優化，從而以簡單的方式集成傳輸功率控制裝置，以可重複及低成本的方式控制傳輸功率。
另外，為了保證在穩態突發期間所需的傳輸功率輸出電平，當飽和型大功率放大器的電源電壓被設置到低限值時，在幾乎構成全部的傳輸突發時間的穩態突發時間可使大功率放大器高效的工作，從而根據本發明的包括傳輸功率輸出控制裝置的無線發射機可防止任何的不必要的平均功耗的增大。
另外，由於電壓轉換器是通過串聯下電路器構成的，可低成本的以簡單的方式製備電壓轉換器。另外，由於通過開關穩壓器構成電壓轉換器，可將電源電壓升高到高於無線發射機的電源電池的輸出電壓以上。
權利要求
1.一種突髮型傳輸輸出功率控制裝置，其特徵在於包含用於放大調製波信號(Sin)的可變功率驅動器(10)；飽和型大功率放大器(2)，其與所述可變功率驅動器相連，用於放大所述可變功率驅動器的輸出信號；定向耦合器(3)，其與所述飽和型大功率放大器相連，用於獲得所述大功率放大器的一部分輸出信號；可變衰減器(9)，其與所述定向耦合器相連，用於接收所述大功率放大器的所述的一部分輸出信號；與所述可變衰減器相連的檢波器(5)，通過調節所述可變衰減器的衰減程度從而使所述檢波器的輸入電平恆定；相對誤差放大器(6)，其與所述檢波器相連，用於將所述檢波器的輸出信號與在其前沿和後沿包括上升和下降斜坡波形的具有穩態突發波形的基準電壓(Vref)進行比較以產生誤差電壓(Verror)，並將所述誤差電壓傳送到所述飽和型大功率放大器的輸入端，由此控制所述飽和型大功率放大器的輸出信號，致使所述檢波器的輸出信號可接近所述基準電壓；及電壓轉換器(11)，其與所述飽和型大功率放大器相連，用於向所述飽和型大功率放大器提供電源電壓(Vp』)，致使所述飽和型大功率放大器的飽和輸出只在包括所述上升和下降時間的所述穩態突發波形前沿和後沿的短時間內升高；控制所述可變功率驅動器使所述飽和型大功率放大器的控制靈敏度相對於傳輸電平將是穩定的。
2.根據權利要求1所述的裝置，其特徵在於還包含傳輸轉換器(1』)，用於調製兩個數字基帶信號(I，Q)以產生所述調製的信號。
3.根據權利要求1所述的裝置，其特徵在於在所述穩態突發波形期間由所述電壓轉換器提供到所述飽和型大功率放大器的所述電源電壓為低限值，由此保證了所述飽和型大功率放大器的所需要的傳輸功率電平。
4.根據權利要求1所述的裝置，其特徵在於所述電壓轉換器包含一串聯的下電路器。
5.根據權利要求1所述的裝置，其特徵在於所述電壓轉換器包含開關穩壓器。
6.一種突髮型傳輸輸出功率控制裝置，其特徵在於包含用於調節數字基帶信號(I，Q)的數字基帶電平轉換器(12)；傳輸轉換器(I』)，其與所述數字基帶電平轉換器相連，用於調製所述兩個被調節的數字基帶信號，以產生調製波信號(Sin)；固定功率驅動器(10』)，其與所述傳輸轉換器相連，用於放大所述調製波信號；一個飽和型大功率放大器(2)，其與所述可變功率驅動器相連，用於放大所述可變功率驅動器的輸出信號；定向耦合器(3)，其與所述飽和型大功率放大器相連，用於獲得所述大功率放大器的一部分輸出信號；可變衰減器(9)，其與所述定向耦合器相連，用於接收所述大功率放大器的所述的一部分輸出信號；檢波器(5)，其與所述可變衰減器相連，通過調節所述可變衰減器的衰減程度以使得所述檢波器的輸入電平將是恆定的；相對誤差放大器(6)，其與所述檢波器相連，用於將所述檢波器的輸出信號與具有在其前沿和後沿包括上升和下降斜坡波形的穩態突發波形的基準電壓(Vref)進行比較，以產生誤差電壓(Verror)，並將所述誤差電壓傳送到所述飽和型大功率放大器的輸入端，由此控制所述飽和型大功率放大器的輸出信號，從而使得所述檢波器的輸出信號靠近所述基準電壓；及電壓轉換器(11)，其與所述飽和型大功率放大器相連，用於向所述飽和型大功率放大器提供電源電壓(Vp』)，致使所述飽和型大功率放大器的飽和輸出只在包含所述上升和下降時間的所述穩態突發波形前沿和後沿的短時間內上升；控制所述數字基帶電平轉換器使得所述飽和型大功率放大器的控制靈敏度相對於傳輸電平將是恆定的。
7.根據權利要求6所述的裝置，其特徵在於由所述電壓轉換器提供到所述飽和型大功率放大器的電源電壓在所述穩態突發波形期間為低極限值，由此可保證所述飽和型大功率放大器的所需的傳輸功率電平。
8.根據權利要求6所述的裝置，其特徵在於所述電壓轉換器包含一串聯下電路器。
9.根據權利要求6所述的裝置，其特徵在於所述電壓轉換器包含開關穩壓器。
全文摘要
一種突髮型傳輸輸出功率控制裝置,其包含一個由用於放大調製波信號(S
文檔編號H01Q11/00GK1258964SQ99126369
公開日2000年7月5日 申請日期1999年12月17日 優先權日1998年12月18日
發明者望月拓志 申請人:日本電氣株式會社