具有多比特相關器的擴頻接收機的製作方法

2023-05-26 22:23:21 2

專利名稱：具有多比特相關器的擴頻接收機的製作方法
背景技術：
發明領域一般來說，本發明涉及擴頻接收機，更具體地講，是涉及諸如為汽車、卡車和其它陸地車輛進行地面導航的GPS(全球定位系統)導航系統。
現有技術描述在某種程度上，汽車導航通常是利用諸如裡程表之類的外部傳感器通過距離測量藉助於公路和街道地圖實現的。近10年中，由於全球定位系統，或GPS衛星導航接收機的發展，已經大量生產了若干種GPS汽車導航系統。
常規的GPS汽車導航系統利用車輛的最後已知位置和目的地數據計算一個路由資料庫，該資料庫包括路由和從預先存儲的地圖資料庫得到的拐彎數據。通常，GPS接收機是利用分布在視線天空中最少3或4個衛星進行工作的，以便確定或者至少估算包括這些提供3個正交座標以定位該用戶的xuser、yuser和zuser，以及提供所要求的衛星時間的tuser的4個必要未知數據。諸如時間或時鐘保持和高度保持之類的技術已經允許GPS接收機已經利用少於4個衛星進行工作，在該技術中未知的時間或高度被假設為仍然是從以前確定的例如zest和/或test值可預測的。具體地講，地面GPS接收機已經能利用2個衛星這樣少的衛星數量進行工作了，利用時鐘和高度保持兩者提供一個兩維的位置解。
由於在維持汽車導航的環境下從4個GPS衛星的連續接收經常是困難的，和已知的時鐘和高度保持技術僅可允許利用至少2個衛星進行工作，所以已知的常規汽車導航系統一般都利用來自外部傳感器的信息來加強GPS位置信息，以提供盲區推算(dead reckoning)信息。這種盲區推算信息經常是由諸如陀螺儀之類的慣性導航系統提供的。
即使少於是在視線的情況下4個衛星，例如在隧道中和在高層建築物之間的城市狀態下，利用慣性導航數據來加強GPS數據也已經允許GPS汽車導航的使用。但是，由於這種組合的系統增加了複雜性和成本，已經限制了其為人們所接受的程度。
常規的GPS接收機對於正在被跟蹤的衛星利用分別的跟蹤信道。每個跟蹤信道可以由單獨的硬體部件或由單一的跟蹤信道的硬體進行時分復用構成，以便利用多個衛星。在每個跟蹤信道中，接收的信號被分別進行都卜勒頻移，以補償每個衛星的相對運動和然後與本地產生的衛星專用碼進行相關。
在通常被稱為衛星信號捕獲模式期間，當對該衛星進行接收時，通過確定什麼樣的延遲最精確地與正在被接收的碼相關，對於正在被捕獲的衛星的本地產生的碼的延遲版本與都卜勒旋轉的接收的信號進行相關，使得本地產生的碼與該碼相同步。一旦對於一個特定衛星實現了同步，該衛星信道行進到跟蹤模式，在該模式中都卜勒旋轉的接收信號被連續地與對該衛星本地產生的碼進行相關，以確定包括偽隨機信息的位置信息。在跟蹤期間，常規接收機也將都卜勒頻移的接收信號與本地產生的碼的在不同的相對延遲下的一個或多個版本進行相關，例如相對於該碼的同步或瞬時的版本早或遲半個C/A碼片寬度。這些早或遲的相關被用於精確地保持瞬時相關的同步。
在對一個特定衛星的跟蹤已經開始後，當衛星信號丟失使得對於同步所要求的本地產生的碼的定時不再精確地已知時，常規的接收機重新進入捕獲模式，或這種模式的一種受限制的版本，通過多次相關再次同步本地產生的碼接收的碼，從而重新獲得衛星信號。一旦本地產生的碼已經與接收到的碼實現再同步，則從來自該衛星的信號再次獲得位置信息數據。
GPS系統，以及許多其它利用頻率高到足以被視為視距系統的射頻(RF)通信系統(其中，為了最佳的工作必須在發射機和接收機之間基本上是直接視距)經常受到多徑的影響，其中接收機必須處理通過多重不同路徑接收到的信號。一個通俗的例子是簡單的廣播電視系統，其中具有天線的電視接收機接收正在被發送的信號的多個複製品。
正在被接收的信號的多重性從一般所不希望的包含一個或多個反射的附加信號路徑產生。當從發射機到接收機的信號路徑包括反射路徑，這個信號路徑必須確定為長於直接路徑。在諸如GPS系統之類的系統中，多徑信號產生一個問題，即信號的到達時間是有待進行測量或使用的，因為多徑信號的到達時間取決於所需的各多徑長度。
包含多徑或反射信號的所有各個信號的的直接處理經常會惡化接收機所執行的處理。在上述的簡單的廣播電視傳輸系統中，未經接收機修正的多徑信號的處理會導致被稱為「重影」的一般都經歷的圖象質量惡化，在這種情況下顯示多個信號在電視圖象上引起偏差。所顯示的偏差視頻信號的多重性是由接收的各多徑信號在路徑長度上的差異引起的。
直接路徑是最短的，因此要求從發射機到接收機的最短傳播時間，而各種不希望的多徑信號具有各種較長的路徑長度，和因此具有各種長於直接路徑信號的傳播時間。在電視接收機的一個部分中按照信號的到達時間對這些信號進行處理，因此在電視監視器上產生的視頻畫面可能包括多個按照它們不同的路徑長度在空間上略微偏移的圖象。
許多常規技術部分地解決了多徑接收存在的這些問題。在電視廣播的例子中，接收機中經常使用一種高方向性天線，以減少由接收機處理的多徑信號的數量。此外，已經開發了各種鑑別技術，這些技術利用了這樣的知識，即直接路徑信號的幅度一般明顯大於不希望的多徑信號的幅度，因為信號幅度是隨路徑長度的平方而衰減的。
在諸如利用PRN(偽隨機噪聲)編碼擴頻信號的GPS系統之類的其它類型系統中，使用某些常規技術是困難的或者是不可能的。例如，各GPS發射機都是被設置在具有複雜軌道路徑的衛星上的，使得多個發射機的位置是經常變化的。這使高方向性天線系統幾乎完全不可以利用。同樣，數字接收機，包括使用在GPS接收機中的數字接收機，經常不完全依靠接收信號的幅度，而是依靠諸如到達時間之類的其它信號特性。
當前用於諸如GPS接收機之類的複合接收機中的多徑處理技術經常是相當複雜而且還不夠精確。這種常規技術的一個例子描述在美國專利第5414729號中，該專利於1995年5月9日授予Patrick Fenton，並授讓給NovAtelCmmunication Ltd.,Canada。在這個技術中，包含多徑分量的部分處理的接收信號的自相關函數與估算的直接路徑信號的自相關函數進行比較，以試圖從多徑信號中鑑別出直接路徑信號用以進一步處理。這種比較處理的和估算的相關功率的技術是複雜和可能引入誤差的，即依靠其本身的部分處理的信號除了受到包括接收機的各種限制的多徑影響以外，還受到多方面的影響而變得惡化，這可能降低這種多徑處理技術的精度或有效性。
例如，在跟蹤GPS C/A信號以從各GPS衛星發射機確定位置信息時，得到從每個GPS衛星接收的C/A信號的直接路徑分量的PRN調製(稱之為碼相位)的到達時間的精確估算通常是重要的。得到從各個衛星發射來的進行了調製的載波信號相位的(稱之為載波相位)精確估算也是重要的。但是，正如從上述作為參考的Fenton的專利中作為例子的圖6、7和8可明顯看出的那樣，由於使用在這種跟蹤中的相關函數的失真，被延遲的各個多徑分量惡化了碼的跟蹤和載波相位的估算。
人們所需要的是一種改進的擴頻接收機，例如用於GPS導航系統的擴頻接收機，這種接收機避免了常規設計中的種種限制，並提供改進的包括多徑幹擾的在寬範圍內的接收條件。
發明概要在一個方面，本發明提供了一種改進的利用GPS接收機的地面導航系統，該系統可以利用來自少於3或4個通常所要求的GPS衛星的連續GPS數據連續地進行導航。利用來自其它源的數據使得GPS數據得到增強。增強數據的源可以包括來自外部各種傳感器的數據、包括地圖資料庫的資料庫、和/或有待被導航的車輛所處的物理環境的信息。這種增強數據的使用允許GPS衛星導航系統的解泱方案作為獨立的GPS系統，以及用於利用少於3或4個可視GPS衛星的綜合了各個外部傳感器和/或地圖資料庫的GPS系統。
在另外的一個方面，本發明提供了一種利用數字ASIC(專用集成電路)和RF(射頻)晶片組和相對寬的IF(中頻)帶寬的GPS系統。一個簡單的2極LCIF濾波器連接到RF晶片上，同時一個抽取器(decimator)或數字濾波器與該數字晶片相連接，以便以降低的時鐘速率運行該系統。使用簡單的2極濾波器代替更複雜和昂貴的5或6極濾波器，而否則這些複雜和昂貴的濾波器是應當使用在這種類型的常規接收機系統中的。
在另外的一個方面，本發明提供了一種GPS接收機，其中對於通過提供行駛方向信息的單一衛星解泱方案，用於確定路由的地圖數據也作為數據增強源來使用。
在還另外的一個方面，本發明提供一種利用來自物理環境的信息增加GPS數據的方法。例如，車輛通常被限制在窄於道路寬度的軌道上，和經常限制在道路寬度的一半。這種交叉軌道的限制數據可以被用於提供增加數據和允許僅利用單一可視衛星對車輛連續地導航。交叉軌道的限制數據允許沿著軌道數據進行計算，以提供基於GPS的裡程表測量，該軌道數據對計算總行駛距離是有用的。
本發明允許沿軌道的距離計算，在僅跟蹤一個衛星的情況下用作裡程表讀數。交叉軌道保持提供了直接沿軌道數據，該數據在一個車輛的情況下，代替常規裡程表讀數直接提供有用的行駛距離的信息。
除了時鐘和高度保持外，本發明利用了可以被稱為交叉軌道保持的技術，在該技術中單一可視衛星被用於用來確定一個諸如汽車之類的車輛沿著其預測軌道諸如一條道路行進的過程。通常從第二個衛星要求的數據是與該軌道正交的，和因此代表了該道路的適當寬度。這個值可以被假設和限制為一個非常小的值，以允許該值例如yest的估算提供一種描述在這裡描述為交叉軌道保持的模式，同時從一個可看見的單一衛星獲得有用的GPS導航。
換句話說，按照本發明，在保持或估算時間、高度和/或交叉軌道導航數據的同時，通過利用來自單一衛星的數據，利用在軌(on-track)導航信息可以實現單一衛星導航。
在軌行駛期間，所要求的增強數據可以附加地，或交替地從諸如在由車輛作出的拐彎之類的物理環境中得到。按照本發明的另外的方面，車輛可以檢測在行駛期間作出的拐彎，並在拐彎是按照拐彎的定時更新車輛當前的位置。拐彎檢測可以通過監視車輛矢量速度的變化來實現，該車輛矢量速度的變化可以從在GPS得到的位置信息的變化而得到，或者通過監視羅盤的變化，或通過任何其它方便的裝置來實現。
在另外的一個方面，本發明提供一種用於沿著一個軌道對車輛導航的GPS系統，該系統包括用於跟蹤至少一個衛星以提供關於車輛沿一個選擇的軌道行進的在軌信息的裝置；用於提供關於車輛垂直於軌道運動的交叉軌道信息的估算裝置；和用於根據在軌信息和交叉軌道估算，提供諸如車輛位置、或車輛速度之類的車輛導航數據的裝置。
在再另外的一個方面，本發明提供一種從單一GPS衛星得到位置信息的方法，該方法通過跟蹤至少一個GPS衛星來提供關於車輛沿一個選擇的軌道行進的在軌信息，提供關於車輛垂直於軌道運動的交叉軌道信息的估算，和從在軌信息和交叉軌道信息確定車輛的位置。
在再另外的一個方面，本發明提供一種為車輛在道路上的導航更新GPS位置信息的方法，該方法得到車輛沿著預定軌道已經在一個特定點拐彎的指示，比較該拐彎的指示與存儲的導航數據以選擇有關在或近似該特定點的一個或多個預測的拐彎的數據，比較該拐彎指示與預測的拐彎數據以檢查指示的拐彎對應於預測的拐彎，和更新GPS位置信息以指示該車輛在對應於拐彎指示的時間曾在預測的拐彎位置。
在還另外的一個方面，本發明提供一種用於車輛導航的GPS系統，該系統包括至少跟蹤一個GPS衛星以提供有關該車輛沿一個選擇的軌道行駛方向的在軌信息的裝置；和用於從該車輛沿一個選擇的軌道行駛方向的變化中得到車輛導航數據的裝置。
在還另外的一個方面，本發明在城市道路交叉路口在衛星能見度可能的情況下通過快速衛星重新捕獲方案來提供典型改進的優點，該方案允許從未被遮擋的衛星得到的數據有助於導航的解決方案，即使在衛星可見度的時間很短時也是如此，例如當車輛通過城市環境的交叉路口時，其中除了交叉路口外高的建築物遮擋了衛星的可見度。
在再一個方面，本發明提供一種擴頻接收機，該接收機具有提供與將被接收的擴頻信號有關的多個版本的本地產生信號的裝置；用於將本地產生信號的至少兩個版本與擴頻信號相組合，以產生與至少兩個版本的每一個有關的結果信號的裝置；用於評估至少兩個結果信號以調節本地信號的第三版本參數的裝置；用於將經調節的本地信號的第三版本與擴頻信號相組合以產生數據信號的裝置；用於當擴頻信號變得不可利用時確定參數的預測值的裝置；用於將與該預測值有關的本地產生信號的附加多個版本與接收信號相組合，以產生與本地產生信號的附加多個版本的每個有關的附加結果信號的裝置；用於評估各個附加結果信號以產生重新捕獲的數據信號的裝置。
在再一個方面，本發明提供一種操作來自各衛星的編碼GPS信號的接收機的方法，該方法將本地產生碼的模型的前期、即時和後期版本與從GPS衛星接收的信號相關，以調節即時版本的延遲來跟蹤所選擇的衛星，當所選擇的衛星不可利用時維持該延遲的預測值，將多個不同本地產生碼的前期版本與從各個衛星接收的信號相關，以產生各個相關結果，將多個不同本地產生碼的後期版本與從各個衛星接收的信號相關，以產生各個相關結果，和通過選擇產生高於一個預定閾值的最大相關結果的版本作為跟蹤衛星的新碼的即時版本，以重新捕獲以前不可利用的所選擇的衛星。
在再一個方面，本發明提供一種利用擴頻碼的擴頻接收機，該擴頻碼在來自多個發射機的固定長度時間周期中具有固定數的重複比特，該多個發射機具有用於限制所發射的碼的時間周期為平均地可分為各樣值數的兩倍的一些時間段的第一時間限制級，用於將每個時間段分割為一些信道的第二復用級(每個信道被用於跟蹤各個發射機中的一個)，和分割每個段中的一個的每個信道為一些碼相位延遲測試的第三級。
在再一個方面，本發明提供一種用於處理來自多個源的信號的擴頻接收機，每個源利用以公共固定時間間隔進行重複的不同的擴頻碼進行調製，該接收機包括用於從由多個源接收的擴頻信號的複合信號中提取經數字濾波的I和Q樣值的取樣器；用於分割在每個時間間隔期間正在進行接收的各個樣值為一些時間段的裝置；用於分割各個順序樣值的不同版本為一些信道的每個信道的時分復用器，每個信道代表多個源中的一個源；用於將在每個信道中樣值的版本與施加到來自由該信道所代表的源的信號的一系列經順序延遲的擴頻碼的版本進行相關的相關器；和與在每個信道中的一系列延遲器的每個相關聯，用於處理在一個或多個時間間隔期間所執行的相關結果，以提取與這些信號相關的信息的累加器。
在再一個方面，本發明提供一種GPS接收機，其中由於多徑信號的同時接收引起的殘餘碼跟蹤，偽距(pseudorange)、差錯被進行檢測、估算和糾正。具體地講，當接收到內部產生的碼時，利用將產生的相關函數的一個方面與在沒有多徑失真情況下所期望的相關函數的模型相比較，檢測多徑和直接路徑信號的複合信號的相關函數的失真。該比較提供一個殘餘差錯的符號的指示。
已經確定了直接路徑和一個或多個多徑信號的複合信號使相關函數失真。正如大多數情況下那樣，如果各個多徑信號比直接路徑信號弱，則這些作為接收的信號之間的幹擾產生相關函數的可預測失真。如果各個多徑信號的各個載波相位被從直接路徑信號的載波相位上有大約從0°到90°之間偏移，則各個信號趨於導致加寬的相關函數的互相加強。同樣，如果各個多徑信號的各個載波相位被從直接路徑信號的載波相位上有大約從90°到180°之間偏移，則各個信號趨於導致相關函數變窄的互相抵消。
相關結果被用在碼跟蹤環中，以跟蹤和確定碼相位。最通用的方案是跟蹤由一個C/A碼片寬度分開的等幅度(或功率)點和按照這些等幅度點之間的中點估算直接路徑信號的到達時間。在直接路逕到達時間的任意一側各等幅度的點是已知作為前期和後期相關時間，並且估算的直接路逕到達時間被稱為準時相關時間。在存在多徑信號的情況下，已經發現相關函數將是失真的，使得前期和後期相關之間的中點，即，即時相關不是直接路徑信號到達時間的一個精確的估算。
當複合信號的相關函數被失真成寬於對直接路徑信號所期望的相關函數時，這種失真產生一種滯後誤差，其中即時相關滯後於接收的實際直接路徑信號。同樣，當複合信號的相關函數窄於所期望的時，該失真產生一種超前誤差，其中即時相關超前於直接路徑信號的到達時間。
因此，即時相關將直接路徑信號到達時間超前或滯後在這裡作為殘餘碼跟蹤誤差的一個指定數量。該誤差的大小可以通過相關函數的變窄或加寬的程度進行近似。減小這個誤差，或者檢測和糾正這個誤差，就可以增加產生的位置確定精度。
本發明還提供一種改進的多徑信號處理技術，該技術通過處理接收的直接和多徑信號的複合信號來產生一個接收信號的經過合成的複製品(replica)，將該複製品從接收信號中減去而抵消或消除非直接路徑、不希望的多徑信號的影響，從而直接消除多徑信號的影響。作為要求產生將實際地抵消接收信號的複製品的這些步驟的產生的結果，實際的載波和碼相位被精確地予以確定，而不被各個多徑分量所惡化。抵消最好是在所接收的信號已經被部分處理後進行，以減少系統和所要求的信號處理的複雜性並且增加進一步處理的精度。
在另一個方面，本發明提供一種用於多徑信號處理的改進技術，在該技術中，一個跟蹤環被應用到接收的信號上，用於合成包括各多徑分量的接收信號的精確複製品。該複製品然後從正在被處理的信號中抵消掉，以在無多徑惡化的情況下解碼所接收的信號。該複製品信號是利用最小二乘或類似的近似技術對包含由於多徑引起失真的接收GPS信號作近似合成的。這提供了多徑信號分布的有用估算。從這種估算得到直接路徑接收的GPS信號的碼和載波相位的相對精確的測量。
在另一個方面，本發明提供一種包括多比特數字相關器和矩陣裝置的擴頻接收機，該相關器用於將擴頻信號的每個序貫段與至少一個不同時間延遲的碼複製品系列進行相關，和該矩陣裝置響應於該相關器以獲得碼源的特定信息。該多比特相關器可以由一組相關器組成，用於同時將每個序貫段的各個部分與一個碼複製品的一段的各個部分進行相關。不同時間延遲的碼複製品的各系列可以是序貫的或者是交錯的。
對於高效C/A GPS的操作，每個段應當包含具有正比於從3、11和31中選出的數目的半碼片寬度整數倍的持續期的一個信號樣值，而各衛星信道和時間延遲的數量正比於這些數的其它值。多比特相關器根據第一個序貫段進行操作，而樣值寄存器收集一個後續的序貫段。矩陣裝置包括用於存儲與擴頻信號的相關有關的數據的m×n個數據單元，和該接收機可以選擇性地進行操作，使得接收機對於一個碼形成m個不同時間延遲相關結果的n個不同碼特定組，或者n×m個不同時間延遲相關結果。
該時間延遲碼的複製品系列覆蓋足以跟蹤來自一個選擇的碼發射機的一個即時時間延遲的跟蹤窗口，以及附加的時間延遲碼複製品覆蓋與該跟蹤窗口分離的重新捕獲時間窗口。該重新捕獲窗口大到足以包括在接收機正常操作期間在碼發射機的可預測遮擋周期後對於每個碼的即時時間延遲相關結果。
多徑性能通過利用響應於用於跟蹤來自一個碼源的即時延遲的矩陣裝置的跟蹤裝置，以及利用監視代表小於即時延遲的較小時間延遲的相關結果進而檢測來自該碼源的多徑信號的不精確跟蹤的裝置而改善的，此外，多徑誤差是通過以下方式予以降低的，即分析圍繞即時相關的相關結果的各個比率，藉助於產生兩個時間延遲複製品彼此相等的相關結果的裝置，以及響應於相等相關結果與具有它們之間的時間延遲的相關結果的幅度的比率選擇即時延遲來糾正幹擾。如果相等相關結果對具有相等相關結果的時間延遲之間一半的時間延遲的相關結果的幅度比率大於一，則即時時間延遲被選擇為大於相等相關結果的時間延遲的一半，如果相等相關結果對具有相等相關結果的時間延遲之間的時間延遲的一半相關結果的幅度比率小於一，則即時時間延遲被選擇為小於相等相關結果的時間延遲的一半。
提供了中頻帶寬的改善，這種改善是通過利用將按第一速率從碼源接收的信號形成數位化樣值的取樣裝置和按基本上比第一速率慢的第二速率從各個數位化樣值形成序貫段的數字濾波裝置而進行的。
手動操作是藉助於使用用於暫時中斷對於多個碼周期的相關以減少接收機功耗的裝置和用於恢復相關以繼續得到碼源的特定信息的裝置而實現的。相關可以被周期性地恢復，以提供明顯連續顯示。中斷周期是碼周期的倍數和足夠地短，使得非模型化的時鐘漂移小於用於來自碼源的各個信號的相關的時間延遲之間的時間差。相關還可以響應於模型化時鐘漂移的裝置進行恢復，該裝置使本地時鐘和與一個單一碼源相聯繫的時鐘同步或響應於操作員的交互操作。
在另外一個方面中，本發明提供一種操作GPS C/A碼接收機的方法，該方法每C/A碼周期形成x個多比特段值，每個值代表一個接收的複合衛星信號的序貫段；將每個數欄位值與C/A碼調製的m個比特時間延遲段的n個衛星專用碼組相關，以形成至少n×m個時間延遲專用相關值；和從該相關值中確定導航信息，其中x、m和n是每C/A碼周期的碼片數的每個素因子(prime factor)。
多徑性能是通過以下方式改善的，即比較兩個相等相關值的幅度與它們之間的一個相關值的幅度，以當相等相關結果的幅度(等於)小於它們之間的峰值相關值的一半時，選擇一個大於由該相等的各相關值代表的時間延遲一半的即時延遲，或者當相等相關結果的幅度(等於)大於它們之間的峰值相關值的一半時，選擇小於由相等相關值代表的峰值相關值的一半的即時延遲。
電池操作是利用對一系列碼周期的相關中斷以減小接收機功耗的步驟而改善的。中斷周期小於內部接收機時鐘偏移由一個特定衛星的一系列時間延遲段代表的時間延遲所要求的時間。相關被周期性地恢復，以更新顯示或更新內部時鐘，或者響應於操作員按鍵固定(push-to-fix)模式介入。
附圖簡述

圖1是按照本發明的汽車導航系統的操作的總體說明；圖2是描述在圖1中的用於在降低衛星可見性期間改善導航的GPS汽車導航系統的方框圖；圖3是使用快速衛星重新捕獲的GPS接收機的單一衛星信道的示意性表示；圖4是表示在圖3的單一衛星信道一部分的示意性表示，其中多個附加的被延遲碼的樣值組被進行相關，以提供一種較精密的相關時間間隔量級；圖5是在ASIC上的衛星跟蹤信道和表示在圖1的GPS汽車導航系統中各相關處理部件的優選實施例的功能方框圖；圖6是表示圖1的GPS汽車導航系統的都卜勒部件功能方框圖；圖7是表示圖1的GPS汽車導航系統的編碼器部件功能方框圖；圖8是表示圖1的GPS汽車導航系統的相關器部件功能方框圖；圖9是表示描述在圖5的系統中的都卜勒、編碼器、相關器和其它各部件之間的互連關係的總體功能方框圖10是表示在圖5和圖9的系統的操作的方框圖，說明本發明的數據路徑圖11是說明本發明的數據路徑操作的一系列分解時間段；圖12是說明按照本發明的包含表示在圖2中的更詳細的衛星接收機的完整接收機系統的GPS接收機系統總體方框圖；圖13是表示GRF1 204的方框圖；圖14是GRF1 204的管腳輸出；圖15是AGC接口的定時圖；圖16是表示ASIC GPS1 202、GRF1 204和相關的各部件之間優選互連關係的連接圖；圖17是在沒有多徑幹擾的情況下使接收的直接路徑信號的相關結果的圖形，以及由於出現其載波相位與直接路徑信號的載波相位的差約為0°和180°的多徑信號而產生失真的相關結果的圖形；圖18是表示具有按照本發明的多徑殘餘碼相位誤差檢測、計算和/或相關的延遲鎖定跟蹤環的GPS接收機部分的示意方框圖；圖19是表示本發明的另一個實施例的GPS接收機的部分示意方框圖，其中在誤差跟蹤環中產生多徑信號複製品以便以後在載波跟蹤環中進行抵消；圖20是表示本發明的再一個實施例的GPS接收機的部分示意方框圖，其中使用並行處理路徑來跟蹤未知Nav數據調製(Nav Data Modulation)比特的預測值，直至該比特被解調用於比較和選擇；圖21是類似於圖20所表示的系統的示意方框圖，其中預測的Nav數據調製被從將要進行處理的原始信號中分解出來，而不是被加到施加到誤差跟蹤環的碼相位上；圖22是進行在幾個時間點對幾個DV累加的各相關結果的矩陣的示意表示，其中表示在22個抽頭延遲線內的各種位置的對於各直接和多徑信號的前期、即時和後期相關結果的安排，說明碼相位的檢查及直接和多徑信號的模型；圖23是按照本發明的系統的一個實施例的操作的示意性表示，其中一個分離信道被用於對所有序貫SV的碼相位檢查的快速捕獲模式；圖24是表示在圖2的GPS汽車導航系統另外一個實施例的方框圖，其被用於在衛星的可見度下降期間改善導航；圖25A和25B是說明由於使用直線預測跟蹤而導致的交叉軌道誤差的圖；圖26是按照本發明的節電睡眠模式操作的流程圖。
各個優選實施例的詳細描述圖1是按照本發明的GPS汽車導航系統操作的總體說明。更詳細地參照圖2描述在下面的GPS汽車導航系統安裝在正在沿著道路12的中央行駛的汽車10上。在圖的左下方的NAVSTAR衛星14是汽車10可以看見的。一個模擬的GPS圓的上方顯示(位於大約在道路12和道路16的交叉路口22上)表示衛星14位於從汽車10看過去垂直方向的0°和45°高度角之間。
為了說明的目的，衛星18位於高度角0°和45°之間的上方。但是，衛星18和汽車10之間的視線被建築物20阻擋，如圖表示，使得在沿道路12的位置上的汽車10不能看到衛星18。同樣，衛星19和汽車10之間的視線被建築物21阻擋。但是，正如下面所討論的那樣，當汽車10穿過交叉路口22時並當汽車位於交叉路口22內的位置11時，衛星19和汽車10之間的視線暫時可能是清析的。
現在轉到圖2,GPS汽車導航系統24是按照本發明的可以安裝到圖1的汽車10中的汽車導航系統的第一實施例。GPS汽車導航系統24包括汽車導航系統模塊26，該模塊被提供利用GPS天線28從衛星接收的信號、通過例如地圖資料庫30和從汽車操作員例如通過輸入裝置32輸入的數據提供的涉及汽車10當前的和所期望的未來物理環境的數據。GPS汽車導航系統模塊26例如經顯示單元34以GPS地圖顯示的形式提供輸出給操作員，這些顯示可以包括可視顯示以及按要求實現或者甚至部分代替視覺數據的話音界面通知信息。
本發明可被組成為僅利用一個GPS接收機的形式、藉助於來自例如地圖資料庫30的地圖數據的一個GPS接收機形式、和/或藉助於地圖資料庫以及一個外部信息源例如外部傳感器兩者的一個GPS接收機形式。當多數衛星不能按視線狀態提供所需求的信息的那些期間，這個外部信息源可以通過盲區推算方式保持位置信息。
在操作中，從各NAVSTAR衛星接收的所有信號的組合信號由GPS天線提供到GPS汽車導航系統模塊26的衛星接收機部分36。來自各NAVSTAR衛星的信號在諸如SatTRAK信道38、40、42和44之類的衛星專用跟蹤信道中被進行跟蹤。雖然通常跟蹤4到12個衛星和因此使用1到12個衛星跟蹤信道，但為了清楚起見僅表示出4個這樣的信道。這些衛星的專用跟蹤信道的輸出信號由衛星處理器(SatProcessor)46進行處理，經適當的邏輯控制提供xuser、yuser、zuser和tuser數據到GPS位置處理器，諸如PosProcessor或者Nav Soln 48，這種處理器確定導航解以確定位置數據。然後該位置數據由PosProcessor 48送到諸如顯示單元34之類的一個適當的顯示器供汽車操作員使用。
圖2中的外部傳感器49通常可以提供傳感器數據、或本地或衛星位置信息、或者提供有本地位置或衛星位置的位置信息直接提供給PosProcessor48，以便與由SatProcessor 46和/或地圖/顯示處理器50確定的位置信息進行比較。外部傳感器49通常可以是提供據對更新盲區推算位置信息有用的信息的任何傳感器，這些信息包括方向、速度或加速度或可獲得盲區推算數據的其它數據。各種常規的傳感器包括具有磁或光陀螺僅的慣性導航系統、磁羅盤、裡程表或軸傳感器等。另一方面，諸如由一種偽位置(pseudosite)提供的那些外部GPS格式信號可以用於更新當前的衛星或者位置信息。
在導航行駛的開始，汽車10的操作員一般應當通過插入一個諸如CDROM之類的適當的數據存儲裝置到地圖資料庫30，和/或通過方便地經由可能是一個鍵盤、指向裝置、跟蹤球、觸控螢幕、圖形裝置、話音識別接口和/或這些輸入裝置的組合的輸入裝置32輸入數據，提供涉及圍繞預定路由的物理環境的數據到GPS汽車系統模塊26。汽車10的操作員還經由諸如與顯示單元34交互作用的滑鼠或跟蹤球之類的數據輸入裝置或者經由輸入裝置32，輸入預定的目的地到GPS汽車導航系統模塊26。然後，GPS汽車系統模塊26的地圖/顯示處理器50按照導航規則和由地圖資料庫30提供的地點細節將顯現該所期望的路由，一般是從作為原點的當前位置到所期望的目的地。包含按各個道路和各個道路之間的拐彎的形式路由的適當路由數據被存儲在路由資料庫52。諸如各個道路的高度、寬度等之類的附加信息也可以包含在地圖資料庫30和/或路由資料庫52中。這些資料庫可以包含在GPS汽車導航系統24中，和/或從諸如在適當的磁碟驅動器中的軟盤的外部存儲媒體提供給GPS汽車導航系統模塊26。
在導航期間，視線中的每個衛星可以被在一個衛星跟蹤信道中進行跟蹤。例如，如果4個或多個衛星都在視線中，在視線中的每個衛星將被在一個單獨的信道，諸如SatTRAX信道38、40、42和44中進行跟蹤。各衛星跟蹤信道的輸出然後被施加到將提供諸如xuser、yuser、zuser和tuser的4個未知數的以基於衛星的解的SatProcessor 46。由xuser和yuser代表的數據一般被用作諸如北和東的地球表面的兩維正交分量。但是，按照本發明，xuser和yuser最好被用於代表被稱為在軌和交叉軌道方向的特別對於車輛行駛方向的一對正交方向數據。
常規的方位，諸如北、南、東和西是相對於地磁或者地球的真正北極而言的，而本發明中使用的在軌和交叉軌道是相對於汽車10在道路中的任何特定的點上所期望的行駛方向的方位而言的。例如，如果使用諸如北和東之類的相對於地球表面的方位，當從預定朝北的方位拐彎90°時，則應當從0°到90°改變該車輛速度矢量角度，但是只要汽車10仍然在預期的軌道上，則相同的拐彎在拐彎之前和之後該車輛的的速度矢量的角度在0°角度上不變化。
由zuser代表的數據一般是地面高度，諸如高於海平面的高度，而由tuser代表的數據是按照從一個或多個衛星信道確定的精確的時間。
對於所有4個未知的位置信息解可以從來自4個可見的衛星信號中得到，使得來自可從GPS衛星星座得到的有限精度範圍內的精確位置信息由PosProcessor 48施加到地圖/顯示處理器50。由衛星確定的位置信息由來自地圖資料庫30的物理數據、和/或來自路由資料庫52的期望路由數據進行處理，以經顯示單元34向汽車10的操作員提供適當的導航數據。
如果少於4個衛星是可見的，則被施加到PosProcessor 48的tuser的解可以由例如從在位置估算或模塊63中的內部時鐘模塊54得到的test54估算的解代替。同樣，zuser解可以按照從路由資料庫52得到的路由數據、按照施加到地圖/顯示處理器50的當前GPS位置信息，由從也在位置模塊63中的高度估算56中得到的zest56解來代替。test54和zest56被施加到PosProcessor，和僅當兩個衛星是可見的時用於代替tuser54和zuser。對於t和z變量估算的或模擬解的使用，即test54和zest56的使用通常分別已知是時鐘保持和高度保持。
應注意的是，迄今所描述的GPS汽車導航系統24的特定的組態僅是在不脫離由權利要求書所限定的本發明的精神和範圍的情況下可以使用的許多已知組成這種系統的方式中的一種。
按照本發明，僅當一個衛星可見時，已知或估算的道路的寬度可以提供用於代替yuser的yest60。yest60可以從路由資料庫52和/或地圖資料庫30得到。因為x和y未知數是正交的，xuser可以用於描述在軌信息，即，當yest代表交叉軌道信息，即汽車10已經從道路的中心偏離多遠時，汽車10沿其預定軌道行進的情況。
因此參照圖1，xuser可被用於指示汽車10沿道路12的行進，而yest60用於代表道路12的寬度。道路的實際寬度可以從地圖資料庫30中、或者由於道路的實際寬度值是相對小的和因此經常與將沿導航路由被測量的距離相比較是微不足道的而通過假設得到。因為最大可允許的交叉軌道誤差，即最大可允許的v值是由道路的物理寬度進行限制的，所以yest60比較容易地被精確地估算。
通過利用yest60、zest56和test54，有可能僅利用來自一個單一可見衛星的信號對沿已知道路的汽車10提供有用的導航數據。應當注意，根據衛星相對於汽車10的路徑的位置，可能要求可靠精度優先或起始位置信息，而且並不是所有可見NAVSTAR衛星都適合於單一衛星導航。在單一衛星導航期間確定的位置信息是沿軌道位置的信息，該信息是可以累積的和用於確定所行駛的累積沿軌道距離。這個數據提供，和可能用於代替在車輛中通過裡程表通常提供的行駛距離。
現在參照圖1和2兩者，利用已知的拐彎檢測來更新沿預定路由的行進，拐彎數據可能被用於改善地面GPS導航。當至少4個衛星是可見的時，對於GPS系統的精度來說，汽車10的位置可以是已知的。當利用時鐘、高度或交叉軌道保持、或者它們的某種組合時，由於估算或所使用的估算的任何不精確，汽車的已知位置都被惡化。例如，在時鐘保持期間，內部時鐘模塊54的漂移和test54的源的不精確將會惡化已知作為該不精確幅度的函數的位置的精度。同樣，由於所估算的或固定高度在高度上的變化，即，zest56的任何不精確將惡化已知位置的精度。道路寬度的變化和涉及道路寬度的地圖數據的不精確，即，yest60的任何不精確也可能惡化位置信息。
即使4個衛星是可見的，這些可見的衛星的幾何布置也很難通過測量GPS信號來確定位置。再有，在地面導航期間，對於各個衛星來說在導航期間暫時被例如建築物和其它遮擋物所遮擋也是不常見的。
因此，可能希望在只要可能的情況下，利用實際位置信息得知車輛的當前位置的精度。當4個衛星是可見的時，該更新信息某些時候將是有用的，但是當少於4個衛星是可見的時候作為補充數據也將是有用的。在單一衛星導航期間，為了避免在位置信息中的誤差累加，更新信息是非常有用的。
在操作中，給系統提供一個原始位置和一個目的地位置，該系統然後確定有待進行跟蹤的軌道。將被跟蹤的軌道，或路由信息可以被以諸如路由資料庫52之類的路由信息資料庫的形式予以提供。在該所使用的例子中，軌道62沿著道路12的中線到交叉路口22，然後沿著道路16的中線進行拐彎64。在由地圖/顯示處理器50利用當前位置和經由輸入裝置32輸入的目的地進行的路由準備期間，軌道62、道路12和16、交叉路口22的拐彎64被提供到路由資料庫52。
當汽車10在拐彎64處拐彎時，汽車10的物理位置是非常精確地得知的。在一個特定時間處的該汽車位置的這個精確知識通常可通過提供一種類似於已知的初始位置的位置復位而用於更新GPS導航信息。如果拐彎64的角度大到足以提供非常清楚的位置確定，則來自拐彎的更新信息將是非常有用的。期望任何大於45°的拐彎都可能被檢測到。當車輛的速度增加時，較小的拐彎角度也可能提供有用的信息。位置更新信息被施加到位置模塊63，以更新內部時鐘或test模塊54、高度或zest模塊56、yest模塊60以及沿著該汽車的跟蹤位置的模塊的xest。這四個估算合起來對應位置模塊63，可能被來自地圖資料庫30、路由資料庫52、當前位置處理器70、PosProcessor48和/或外部傳感器49的信息進行更新，形成最精確的可用位置模塊63。位置模塊63也可以用於提供各相同數據源的估算。
汽車的實際拐彎可以利用從GPS數據或從其它諸如磁羅盤或慣性導航傳感器之類的常規裝置確定的車輛速度矢量的變化進行檢測。按照將在下面參照圖3描述的快速重新捕獲系統，GPS數據唯一方便地檢測這種拐彎，即使當要求單一衛星導航時的情況下也是如此。由拐彎檢測器66檢測的拐彎與來自路由資料庫52的數據進行相關，以確定汽車的實際位置到地圖資料庫30的精度。在地圖資料庫30中的數據精度可以容易和方便地遠大於來自GPS系統的可用精度，特別是當使用單一衛星導航，或時鐘、高度或交叉軌道保持的情況下。因此，位置更新可以提供在當前位置確定的精度方面的顯著增加。
本發明的這個實施例方法的性能類似於在盲區推算導航遊程期間的已知航點的識別和利用。在已知航點上基本上消除了積累誤差，使得附加的，未來位置確定誤差不至帶來過去誤差的累積負擔。
如圖2所示，路由資料庫52提供涉及軌道62的數據，一般從地圖資料庫30到地圖/顯示處理器50，以顯示當前GPS位置，還可能提供類似的信息到拐彎檢測器66、拐彎比較器68和/或當前位置處理器70，以便利用位置復位來更新PosProcessor 48。
拐彎檢測器66可用由許多不同的方式構成，和被用於檢測汽車10實際進行的拐彎，並從路由資料庫52中選擇諸如拐彎64之類的拐彎，以便將選擇的拐彎與所檢測的拐彎進行比較。按照本發明的一個優選實施例，拐彎檢測器66可以工作在由PosProcessor 48提供的當前GPS位置上，以產生指示行駛方向和速度兩者的車輛速度矢量位置。在車輛速度矢量的方向部分的本質變化將指示在方向上的變化，諸如拐彎。因此，拐彎檢測器66通過確定車輛速度矢量和檢測代表拐彎的車輛速度矢量的變化，來直接從GPS信息中檢測拐彎。
拐彎檢測器66，或如果方便的其它單元，也可以以在由路由資料庫52提供的路由信息操作，以根據當前GPS位置信息來確定沿著軌道62的汽車10的所期望位置。一旦沿該軌道的汽車10的所期望位置被確定，汽車10在所期望位置的區域中的一個或多個拐彎可以進行選擇，以與從GPS數據得到的一個物理拐彎的指示進行比較。
當例如從GPS位置數據所得到的實際的車輛速度矢量的變化，與在從路由資料庫52得到的特定拐彎處的預期變化進行適當的比較時，汽車10在拐彎時間上的實際位置可以被非常精確地確定和被用於更新在拐彎處的GPS數據。例如，如果一個實際拐彎被從來自接近該拐彎的預測時間上汽車10的GPS位置的車輛速度矢量變化中檢測出來，則在該拐彎的時間上汽車10的實際位置可以被確定和被用於更新當前的GPS位置，以用作施加到PosProcessor 48上的位置復位。
另一方面，拐彎檢測器66可以使用非GPS測量，該測量用於確定汽車10的拐彎的發生，諸如從外部傳感器49得到和被直接或經由PosProcessor 48施加到拐彎檢測器66(如圖2所示)的羅盤方位或者慣性導航的確定。
只要2個衛星是可見的和提供用於確定該汽車位置的兩維座標的幾何布置，則可以容易地採用GPS信號進行拐彎檢測。如上所述，在單一衛星導航期間，用於更新最後已知位置信息的拐彎信息的使用變得甚為重要，但是相對於軌道62來說，單一可見衛星的定位變得甚至更重要，以使得實際拐彎可以被精確地檢測。
拐彎檢測還可以利用監視被捕獲的和被遮擋的衛星之間的變化提供。例如，如果對於在道路12上的汽車10來說在交叉路口22之前僅有一個衛星14是可見的，並且當進入交叉路口22時衛星19突然變得可見了，而衛星14瞬間被遮擋，則可按照來自每個衛星的數據從衛星14到衛星19的變化來指示一個拐彎。正如下面所述，利用一種快速重新捕獲的方案，發生方向改變的實際位置，即，發生衛星轉換的位置，可以足以精確地被確定，以提供在拐彎處的精密位置更新信息。
同樣，拐彎比較器68可以方便地在該系統的另外的一個部件，諸如PosProcessor 48、地圖/顯示處理器50和/或SatProcessor 46中進行實施，使得可以從對於軌道62的路由數據中選擇侯選數據，以與所檢測的拐彎數據比較。
現在參照圖3，在另外的實施例中，本發明提供衛星信號的快速重新捕獲，對於例如當汽車行駛通過一個交叉路口時當以前捕獲的衛星被遮擋時並那怕是出現僅一個短的時間時是有用的。
參照如圖1所示的汽車10和衛星19之間的視線，這對於沿著街道兩側的起到遮擋許多GPS衛星視線的屏障作用的各種建築物的城市環境中是較常見到的。但是，在諸如交叉路口22之類的交叉路口處由建築物20和21形成的屏障被打開了。例如，行駛穿過交叉路口22的汽車10可能到達位置11時，在該位置上以前被遮擋的衛星視線，諸如衛星19的視線由於在交叉路口22上建築物20和21之間的缺口瞬間不被遮擋了。當汽車10在交叉路口或在交叉路口的邊緣上時，這種以前被遮擋的衛星可能瞬間可見。
與衛星19的瞬間聯絡的時間長度是相當短的。例如，如果交叉路口22是60英尺寬和汽車10以每小30英裡的速度行駛，則通過交叉路口的時間可能只有1 3秒那麼短。常規的GPS導航系統在這樣短的時間間隔內不能重新捕獲和從衛星19得到有用的數據，即使其以前被捕獲過。
按照另外一個實施例，本發明使重新捕獲所要求的時間最小，採集用於位置確定的數據和處理所採集的數據，使得最大限度地利用這種重新捕獲的機會。現在參照圖3，作為每個衛星跟蹤信道的例子，比較詳細地描述了SatTRAK信道38的一部分。在初始捕獲以後，SatTRAK信道38通過工作在由GPS天線28接收的衛星信號72來跟蹤一個單一衛星。衛星信號72包括來自由SatTRAK信道38跟蹤的衛星信號，在各相關器74之一中，利用由GPS衛星施加衛星信號72的1023碼片偽隨機擴頻碼的複製品，利用相乘而被解調和選擇。相關器74可以由各個或非門構成，以使提供相關結果所要求的時間最小。
在跟蹤期間，由碼發生器76產生的碼複製品和通過延遲器78施加到異或相關器74是與接收的衛星信號72中的碼相同步的，使得碼的副本與衛星信號72相關。這可以利用現有技術中已知的幾種不同方式來實現，包括偏移在碼發生器76中碼的發生時間和/或調整由一個外部延遲器所施加的延遲量。在任何情況下，當SatTRAK信道38被鎖定到所選擇的衛星時，施加到異或相關器74的碼是與正在從所選擇的衛星上接收的碼同步的。這種相關一般被稱為指示這種同步的按時或即時相關。
常規GPS接收機通過執行附加的相關(經常被稱為前期和後期相關或者利用前期和後期相關器所執行的相關)在捕獲以後保持衛星信號的鎖定。這些相關由諸如來自按時或即時相關器的一個C/A碼片寬度的一半的某種延遲按時移位。即，如果在衛星信號中的一個特定碼片的出現時間是時間t0，則在理想的條件下，該即時相關器在時間tO將會利用具有相同碼片將該碼的複製品乘以衛星信號72。前期相關將在時間t0-1/2碼片的時間執行，而後期相關將在時間t0+1/2碼片的時間執行。每當碼發生器76和接收的衛星信號72之間的同步開始漂移時，相關的結果以犧牲即時相關為代價，開始按有利於前期或後期相關而變化。
一種保持來自一個特定衛星的信號的鎖定的常規方法是利用一個保持在前期和後期相關器中的相關結果的乘方(power)相等的反饋環來調整碼發生器76的定時。在這個方法中，碼發生器76可以連續地與衛星信號72再同步，使得系統的精度在接收信號的任何方向上(前期和後期)都在半個碼片內。
當衛星信號72暫時丟失時，例如由於衛星信號暫時被如圖1所示的建築物20和21遮擋，各種技術被用於試圖使碼發生器76與所接收的衛星信號72同步，使得SatTRAK信道38可以重新捕獲來自所希望的衛星信號。如上面所指出的那樣，常規技術包括時鐘和高度保持，但本發明的一個實施例提供另外一種稱為交叉軌道保持的技術。
然而，除非衛星信號的無遮擋是非常短暫的，否則不足以保持同步。
按照本發明的另外一個實施例，利用龐大的並行相關來產生一個圍繞當前預測的同步時間的相關捕獲的擴展捕獲窗口，以便立即重新捕獲以前所捕獲的和後來被遮擋的衛星信號。具體地講，按照本發明，重新捕獲的速度被設計得足夠快，使得在汽車10行駛通過交叉路口22的時間期間，即使例如來自衛星19的信號被建築物20所遮擋，直至汽車10已在交路叉口22之內，有用的GPS位置數據仍可以被捕獲。
為此目的，利用一系列諸如1/2碼片寬度的固定碼片寬度的幾分之一的延遲而執行一個被擴展的相關系列，隔開預測的即時相關的擴展的前期和後期相關兩者。如圖3所示，通過例如在A/D變換器73中的模擬到數字的變換，衛星信號72被形成固定數量的樣值，以提供n個信號樣值75。通過k個固定的1/2碼片寬度延遲78提供相同數量的碼樣值，以提供k-1組的n個碼樣值80，從具有無延遲的第一組n個碼樣值80到已經被延遲了總共k個延遲78的第k-1組n個碼樣值80。對每個延遲78使用1/2碼片延遲是很方便的，然而也可以利用一個碼片的其它的幾分之一。
n個碼樣值80的第k/2組，或最接近k/2的組可以方便地延遲正確的量，以在跟蹤期間，在一個異或相關器74中與來自A/D變換器73的n個信號樣值75進行即時相關。然後在跟蹤期間，n個碼樣值80的第k/2-1組可以被用於執行前期相關，而n個碼樣值80的第k/2+1組可以被用於執行後期相關。在跟蹤期間也可以執行各個附加相關，但當在重新捕獲期間使用時，提供了本質上的優點。
也就是說，在本發明中，通常利用在跟蹤中的前期、即時和後期相關還可以藉助於利用各個附加的延遲的大量相關而被利用於重新捕獲模式期間。無論是否使用前期和後期相關，在即時延遲的每一側的附加延遲的一個合適的數量是從(k-1)=20產生的，使得9或10個1/2碼片延遲被提供到第k/2即時延遲的每一側。按這種方法，在預測的即時或按時延遲的任何一側，在重新捕獲期間，在延遲5個碼片寬度的時間執行相關。這代表在±5×300米數量級的潛在誤差情況下的一個擴展的捕獲窗口。即，如果在由於例如城市環境的遮擋而導致的來自一個特定衛星信號的丟失期間，與由GPS汽車導航系統模塊26模擬的衛星信號72的預測同步偏移由等效於±1500米之多的位置誤差，選至少多個異或相關器74中的一個可能提供所要求的即時相關，以立即鎖定衛星信號72。
一旦相關被執行，對於n個碼樣值80的每組的相關結果在加法器84中進行相加，產生一系列每個分別指示n個信號樣值75與n個碼樣值80的每個組相關的值。這些相關結果被饋送到閾值測試器82，僅當衛星信號72已經被成功地接收時其輸出被饋送到SatProcessor 46。閾值測試器82的輸出規定了代表對於重新捕獲的衛星信號的即時相關的延遲數量。注意以下事實是重要的，即按照本發明，衛星跟蹤和重新捕獲模式是不可分離的功能，而是完整一體地交互作用。即，通過提供一個基本被擴展的捕獲窗口，在信號遮擋或其它丟失期間，只要捕獲窗口寬到足以包括任何累積的誤差位置，用於跟蹤的各個相關對於立即重新捕獲是自動有用的。
由於重新捕獲的速度對最大化地利用在行駛通過交叉口22期間當衛星19暫時可見時的短暫時間的機會是非常重要的，因此並行執行所有這種相關是有利的。另外，當一個衛星信號尚未被進行跟蹤時，在捕獲窗口連續地執行所有這種相關以便使得減少時間也是有利的。按照本發明的優選實施例，異或相關器74是按硬體實施的，而不是按軟體，以使得相關的速度最大而使由於減少用於重新捕獲的時間引起的任何誤差的積累最小。
在操作中，當汽車10沿著道路12按照軌道62時，在至少一部分時間期間，建築物21遮擋了汽車10和衛星19之間的視線。如果衛星19已經預先被GPS汽車導航系統模塊26捕獲，則可以預測與衛星信號同步的大約時間值，這個值在衛星被遮擋期間在GPS汽車導航系統模塊26中儘可能精確地被保持。為了儘可能精確地保持所要求的延遲的這個預測，即，使在信號丟失期間位置誤差的積累最小，上述的用於通過利用交叉軌道保持而保存更新位置精度、在確定的拐彎處重新設置位置和/或利用盲區推算的外部傳感器的技術，提供利用上述的擴展跟蹤和重新捕獲窗口所帶來的各種基本益處的結合。
本技術方便地在各個相關之間提供1/2碼片延遲，然而其它延遲值也可以利用。同樣，希望即時相關可以被保持在各衛星信號的定時的±5個碼片之內是很方便的。因此，圖3描述圍繞著即時相關器74的一系列9或10個前期和9或10個後期相關器，實現在20個半碼片步長中圍繞著即時相關器74的±5碼片的捕獲窗口。本發明也可利用不同數量的相關器和其它的延遲。
利用多個半碼片寬度的固定延遲使得以半碼片寬度的精度來立即重新捕獲來自衛星的信號。按照目前由NAVSTAR衛星提供的衛星信號72，半碼片寬度代表大約150米的最大位置誤差。有可能利用不同量的固定延遲，例如1/3、1/4、1/5碼片寬度或一些其它值，來顯著減小最大位置誤差，和/或數據處理速度。
各種不同操作模式的常規方法，在捕獲和/或重新捕獲中在寬和窄的延遲之間進行轉換，以便提供一種在捕獲窗口寬度和對於所要求的範圍所需的相關數量之間的折中。按照本發明，使用了一種新的技術，該技術允許方便地利用固定的碼片寬度延遲以提供比較精密的相關步長級別。具體地講，如圖4所示，兩組1/2碼片寬度延遲被用於提供一組1/4碼片寬度延遲的等效值。固定延遲組的數量和它們之間的偏移可以按照正在進行尋址應用的要求進行選擇。
現在參照圖4，從碼發生器76直接得到第一多組n個碼樣值80，它們利用1/2碼片寬度延遲器78互相延遲和在提供在圖3的異或(或者非或)相關器中被與n個信號樣值75進行相關。為了說明和圖示的方便，從這個第一多組n碼樣值80的組的輸出被表示為施加到加法器84上，以表示出在異或相關器74中從每個這種n個碼樣值80組產生的相關結果經由加法器84施加到閾值測試器82。所有這些相關結果都被施加，但是為了清楚，僅描述了沒有延遲的各相關結果、預測的即時或第k/2延遲和第k延遲。來自該第一多組n個碼樣值80的相關結果被分隔如上所述的1/2碼片寬度的延遲。
此外，按照本發明，按不同距離分隔的附加的各相關結果組是可以通過例如在兩個或在時間上相互偏移的多個信道跟蹤相同衛星，由1/2碼片延遲器78的一個或多個各附加組進行利用。再次注意以下事實是重要的，即其它的延遲和/或偏移也可以方便地被利用，並且該各延遲不需要所有都相等。
具體地講，第二多組n個碼樣值84是從碼發生器76得到和互相延遲1/2碼片寬度延遲78的。但是，在第二多組n個碼樣值84中的各個延遲被從第一多組n個碼樣值80的各個延遲中進行偏移一個諸如1/4碼片寬度延遲的固定量，這種延遲是通過在碼發生器76和n個碼樣值80組中的第一組n個碼樣值之間插入1/4碼片寬度延遲79而進行的。這導致在n個碼樣值84的各組中的每個樣值落入兩組n個碼樣值80之間的中間。如圖4所示，僅k-1組的n個碼樣值84要求k組的n個碼樣值80。
各組n個碼樣值84的每組與n個信號樣值75在如按圖3提供的異或相關器74中進行相關，產生然後由附加的加法器84進行相加的相關結果。如上所述，各組碼樣值的每組與加法器84之間的虛線用於表示，碼樣值組與n個信號樣值75之間的相關結果被施加到各個加法器84中的特定的一個。正如然後可以從圖4容易理解的那樣，利用各組1/2碼片寬度延遲和一個單一的1/4碼片延遲(該延遲可以代表兩個信道之間的偏移延遲)，產生從來自第0延遲到第k延遲的相互分開1/4碼片寬度延遲的相關結果，和在個別求和以後被饋送到閾值測試器82，以確定哪個延遲代表從被GPS汽車導航系統模塊26正在重新捕獲的一個衛星的衛星信號72的當前即時延遲。
第二組1/2碼片延遲通過利用一個第二信道跟蹤相同衛星，但是通過1/4碼片寬度延遲器79偏移可以容易地實現。
按這種方式，可以被捕獲、被保持和/或被重新捕獲的一個衛星信號鎖定的延遲範圍可以從±1/2碼片寬度減少到大約±1/4碼片寬度，這種方式允許較快地引入鎖定，即，跟蹤已被優化和範圍誤差減至最小。
注意由本發明提供的跟蹤與重新捕獲的無縫綜合是重要的，即，相同的相關被用於跟蹤和重新捕獲，和因此提供了相對加速的捕獲與鎖定和簡單性。在一個捕獲窗口內迅速重新捕獲的能力使得各個相關之一可以立即被用作即時相關，加速所有的數據捕獲。對於利用用於跟蹤的第一多組N個碼樣值80也是方便的，和當衛星信號72丟失時，通過利用諸如各組N個碼樣值84之類的第二多組n個碼樣值84提供在重新捕獲中的附加精度。具體地講，相同的多組n個碼樣值84可以被用於對於不同衛星在不同時間上對信號72的重新捕獲，以便減少各個分量的總的數量和所要求的產生所有需要的各種相關與求和的步長。
在操作中，當衛星19被遮擋住視線時，GPS汽車系統模塊26不斷地在SatTRAK信道38上嘗試跟蹤和重新捕獲來自衛星19的信號。當汽車10行駛通過交叉口22時，衛星19的視線瞬間不被建築物21所遮擋。無論什麼時候執行的任何相關，在SatTRAK信道38中指示，各個衛星信號正在以足夠的強度被接收，使得來自某些相關的相關結果高於該閾值，則立即實現重新捕獲。當相關器輸出指示最大幅度被選擇作為新的即時相關器時，出現重新捕獲。然後使用一些用於改善數據的質量的常規技術。
在用於鎖定的一個設置時間後，來自衛星19的數據被立即使用，以更新GPS數據和校正所得到的當前已知的位置信息。即使衛星19然後再次立即被遮擋，在行駛通過交叉口期間利用快速重新捕獲得到的更新信息仍提供了GPS確定位置在精度上的明顯改善。這將允許GPS汽車導航系統模塊26繼續精確地導航，即使通過諸如城市街道之類的非常困難的區域也是如此。
雖然已經分別地描述了通過交叉軌道保持的單一衛星導航數據的使用和然後通過檢測拐彎和/或在交叉口立即重新捕獲來更新衛星信號，然而，它們的組合也是非常有用的。利用可獨立使用模式的GPS接收機的地面導航系統，輔助以地圖顯示和資料庫和/或輔助以諸如慣性導航系統之類的各種外部傳感器，可以得益於使用一種或多種這種模式的組合。在本發明的一個優選實施例中，所有這三種技術被進行組合，使得汽車導航系統的能力達到最大，從而當行駛在諸如城市街道之類的困難的環境情況下提供精確和有用的導航數據。
現在參照圖5，該圖描述了本發明的一個優選實施例，其中本發明的SatTRAK信道38、40、42和44和SatProcessor 46的主要部分被以專用集成電路或ASIC 102實現的。但是，常規衛星處理器的許多功能可能仍然是以軟體實現的。所描述的具體的實現提供一種具有上述快速重新捕獲能力的12信道GPS捕獲和跟蹤系統，其中大大地減少實現這種系統在ASIC中所要求門電路的數量。
由GPS天線28接收的信號被進行數位化和形成來自所有可視衛星的數字複合信號，以產生處於37.33 f0頻率的樣值數據100，其中f0是應用在每個GPS衛星上的C/A碼的碼片速率。為了描述方便，下文所描述的頻率將被以f0的倍數來定義。在提供控制信號和數據到ASIC 102的中央處理單元，或者CPU 101的控制下，12個空間飛行器(SV)或衛星的每個在ASIC 102中被進行跟蹤。具體地講，CPU 101提供涉及預測的都卜勒頻移數據和應用在每個SV上的C/A碼到與ASIC 102相連的隨機存取存儲器，或RAM R1 103上，該存儲器在各個規定的時間提供數據到R2 105。RAM R2 105提供數據到ASIC 102和從ASIC 102接收數據，使得CPU 101的數據更新和ASIC 102處理老的數據同時工作。RAM R2 105被用作在處理期間由ASIC 102存儲信號的立即值的一個緩衝器。包括CPU的微計算機的其它常規部分未示出，但是通常可能包括的實現單一衛星、交叉軌道模式和其它上面描述過的技術以及SatProcessor 46的其它功能的裝置操作軟體。
樣值數據100在ASIC 102中進行C/A碼捕獲、跟蹤和重新捕獲塊CACAPT 104，在該塊中數據被I/Q分相器(splitter)106分成基帶信號的同相和正交、或I和Q分量。在由CACAPT 104處理以後，I、Q信號在12信道都卜勒塊108中進行都卜勒頻移的旋轉，該塊分別補償可以進行跟蹤的12個SV的每一個的期望的都卜勒頻移。
然後，對每個SV的都卜勒旋轉I、Q信號被施加到相關器塊110，在該塊中來自12個SV之一的每個信號樣值與20個由12信道編碼器塊112為該SV產生的被延遲了的C/A碼版本以多重方式進行相關。在每個時間段期間，諸如下文將參照圖11更為詳細地描述的那樣，相關器塊110在累加器175中執行240次C/A碼相關，以增強捕獲和重新捕獲的速度。相關器塊110的輸出被施加到IQACCUM塊114上，和IQACCUM塊114的輸出被施加到在累加器塊115中的IQSQACCUM塊116上。IQACCUM塊114被方便地由與ASIC 102相連的與RAM3相同的其它RAM塊構成。同樣，IQSQACCUM塊116被方便地由與ASIC 102相連的與RAM 4相同的其它RAM塊構成。
在捕獲、跟蹤和重新捕獲模式期間，在CPU 101的控制下，累加器塊115以不同的方式進行操作。在捕獲模式期間，編碼器塊112生成從一個特定的空間飛行器捕獲衛星信號所必需的240個不同碼延遲的那麼多的組的序列。即，240個不同延遲的那麼多的組在相關器塊110中進行相關，以提供一個具有合適相關的輸出到IQSQACCUM 116，該輸出的功率指示與衛星的相關已經實現。然後這一處理對將被捕獲的每個衛星進行重複。為了方便，可以測試所有的延遲。
在重新捕獲期間，20個延遲的一個單一組在相關器塊110中進行相關，以確定是否一個這樣的延遲提供高於預定閾值的一個峰值，從而指示相關已經實現和因此該衛星被重新捕獲。重新捕獲模式在其中一組20個延遲在相關塊110中進行相關的跟蹤模式中透明地進行操作。如果跟蹤被保持，則該峰值信號可以從一個特定的延遲遷移到下一個相鄰的延遲，但是將被保持在正在進行相關的20個延遲的當前組內。可以方便地認為產生最大幅度的信號的延遲作為即時延遲，產生即時相關結果。由一個或多個小些的延遲產生的信號則變成前期和後期相關結果，這些結果可以按常規的方式進行處理，以保持與每個衛星的鎖定。
如果來自衛星的信號暫時被遮擋或者由於其它原因丟失，則當前的20個延遲的組進行相關和搜索足夠幅度的峰值，以指示重新捕獲。都卜勒和碼的各值基於包括速度的最後可用位置信息而被不斷地更新，並且執行相關，直至衛星信號被重新捕獲，或者已經經歷足夠的時間，以便認為衛星信號丟失。
現在將較詳細地描述涉及同相或者I信號路徑的ASIC 102的操作和構成。正交相位或者Q信號路徑是相同的，因此不需要分別進行描述。
在CACAPT 104中，樣值數據100被以37.33 f0的速率施加到I/Q分相器106上產生一個18.67 f0的2比特信號，該信號利用數字濾波器118進一步減小到2f0，該濾波器通過增加10、9和9的組進行操作，即進行求和、量化，和然後被序貫地存儲在11樣值深度的緩衝器120中。當11樣值深度緩衝器120被填充滿時，該數據按照並行方式被轉移到一個被稱為並行塊122的相同的緩中器，用於都卜勒旋轉。因此當11樣值被接收時數據被轉移出11樣值深度的緩衝器120，即以2f0的第1/11碼片速率或者大約0.18 f0的速率轉移。在並行塊122作為並/串變換器進行操作的同時，11樣值深度的緩中器120作為串/並變換器進行操作。
數據以24f0被轉移出並行塊122，到達12信道都卜勒塊108，使得串行變換器、並行塊122的最低有效位或LSB按照CapIOut和CapQOut的形式被輸出到CACAPT 104，該數據被作為CACAPT數據輸出123被施加到12信道都卜勒塊108。從2f0到24f0的碼片速率的增加提供了增加12倍的操作速度，這一點正如在下面將更為詳細地描述那樣。
現在再參照圖6，將要更詳細地描述12信道都卜勒塊108。都卜勒塊108接收包含來自CACAPT 104的CapIOut和CapQOut的衛星專用CACAPT數據輸出123，用於存儲在都卜勒寄存器124中。衛星或者源專用預測的都卜勒相移，在由載波數值控制振蕩器或NCO 125和正弦/餘弦查詢表134進行處理後，也被施加到都卜勒寄存器124中，在該寄存器中這些數據被加到相同SV(或其它源)的CapIOut和CapQOut上，以形成dopIOut和dopQOut。在都卜勒塊108中，由於數據取樣速率是2f0，所以Carrier_NCO 125以2f0的有效速率對每個衛星信道進行操作。
對於每個SV,CPU 101在RAM R2 105中存儲衛星專用預測載波相位dopPhaseParam，和預測的載波頻率dopFreqParam。然後如圖9所示，Sat_Mem 186分別以每1ns的邊界，轉移dopPhaseParam和dopFreqParam到載波相位寄存器126和載波相位輸出緩衝器128中。在圖中，按照當前的慣例，信號的第一個和最後一個比特數在括弧中由雙冒號分隔開的方式予以提供。因此，dopFreqParam是一個24比特的數字值，其MSB是23比特數和其LSB是0比特。加法器130將從dopPhaseParam和dopFreqParam得到的載波相位加到載波頻率上，以在載波相位寄存器126中產生表示為Carrier NCO的當前載波相位值。
在載波相位寄存器126中的Carrier_NCO的4個最高有效位或MSB被施加到正弦/餘弦查詢表134上，該查詢表包括用於存儲其輸出的2個4比特寄存器。正弦/餘弦查詢表134的輸出被施加到在都卜勒寄存器124中的都卜勒乘法器132，用於CACAPT數據輸出123(CapIOut和CapQOut)的都卜勒旋轉，以產生被旋轉的SV輸出信號dopIOut和dopQOut。都卜勒寄存器124利用都卜勒乘法器132、以及4比特寄存器、兩個加法器、另外一對5比特寄存器和一個量化器，以形成dopIOut和dopQOut。參照一下圖11,dopIOut和dopQOut被施加到並行變換器166，和被旋轉的SV輸出信號127是被直接施加到11比特保持寄存器140的串/並變換器166的輸出。
在每個時間段期間，每個SV的都卜勒相位的開始值被存儲在RAM R2105，由都卜勒塊108從中進行檢索，以便在該段期間進行SV的旋轉。在每段結束時，都卜勒相位的結束值被存儲在RAM R2 105，用作下一個段的開始值。在gpsCtl 182的控制下，在對於一個特定SV的每個旋轉的結束時，由dopSave保存在載波相位輸出緩中器128的都卜勒相位值dopP_Next被施加到Sat_Mem 186，用於對該SV存儲在將被在下一個段中該SV的下一個都卜勒旋轉期間由都卜勒塊108再次檢索的RAM R2 105。從與圖10和11相關連的ASIC 102的三重複用的描述中，復用器塊129的操作可以得到最好的理解。
現在參照圖7,12信道編碼器塊112包括Coder_NCO 136和碼發生器138。Coder_NCO 136類似於表示在圖6中的Carrier_NCO，每當相位累加器148溢出時其產生Gen_Enable。Gen_Enable是相位累加器148的輸出的MSB和被施加到碼發生器138上。
具體地講，在gpsCtl 182的控制下，Sat_Mem 186在每1個ms的前沿從RAM R2 105施加衛星專用24比特碼頻率參數codeFreqParam和24比特碼相位參數codePhaseParam到Coder_NCO 136。在相位加法器150中codeFreqParam以每信道4f0的速率被有效地加到codePhaseParam，即使是在跟蹤和重新捕獲期間codePhaseParam工作在48f0的速率的情況下也是如此。對於Gen_Enable在0Hz和4f0Hz之間可以產生一個脈衝。為了以2f0產生Gen Enable，相位累加器148的各比特(23∶0)的一半的值必須作為codeFreqParam被裝載。
codePhaseParam的LSB代表C/A碼片的1/256。codePhaseParam初始化相位累加器148的內容。每當相位累加器148溢出就產生Gen_Enable。相位累加器148是當新的數據被從CPU 101寫入時，當在每1ms的前沿來自CPU101的corHoldRegLoad 152為有效時，由codePhaseParam值初始化的25比特的寄存器。然後在相位加法器150中，25比特相位累加器148的24個LSB被加到codeFreqParam上和返回到相位累加器148。相位緩中寄存器154存儲和緩中相位累加器148的內容，以產生coderPNext，每當來自gpsCtl 182的codCodeSave 158為有效時，該數據被更新。coderPNext被施加到Sat_Mem186，用於存儲在RAM R2 105。從提供在圖10和11的ASIC 102的三重複用的下列描述中，復用器142的操作可以得到最好的理解。
Gen_Enable被施加到碼發生器138，使得將產生一個新的碼。C/A碼參數G1和G2由Sat_Mem 186從RAM R2 105作為glParIn和g2ParIn並行地裝入碼發生器138，以產生g1GenOut和g2GenOut，這兩個數據由Sat_Mem186返回到RAM R2 105。在碼發生器138中的G1和G2發生器兩者的0比特被內部XOR=d，和產生genSerOut 160，該數據被串行施加到在相關器塊110中的11比特碼移位寄存器170，如圖5所示。碼發生器138產生下列C/A碼G1=1+X3+X10G2=1+X2+X3+X6+X8+X9+X10碼移位寄存器170的輸出以48f0的速率每次11比特地被施加到相關器74，使得由半碼片寬度分開的至少20個碼延遲再次與來自每個SV的每個都卜勒旋轉樣值進行相關。從2f0到48f0的碼片速率的增加提供了一個24的放大係數，正如將在下面較詳細地描述的那樣。
在每個時間段期間，在相關器74中與該SV的都卜勒旋轉樣值相關以後，G1和G2的值被存儲在RAM R2 105，使得它們然後在下一個時間段用於與來自相同SV的下一個11比特樣值進行相關期間，可以被編碼器塊112進行檢索。
現在參照圖8，更詳細地表示出相關器塊110。從都卜勒塊108輸出的被旋轉SV的dopIOut和dopQOut被施加到串/並變換器166，然後被並行地加載到保持寄存器140。來自編碼器塊112的genSerOut 160被施加到在相關器塊110中的碼移位寄存器170。這些數據組代表從SV接收的都卜勒頻移數據，以及對於該SV本地產生的碼，和被施加到異或非門相關器74，用於在gpsCtl 182的控制下進行相關。
相關器74的輸出被施加到加法器174和在比特組合器176中組合到corIOut 178和corIQut 180，該數據如圖5所示地被施加到IQACCUM塊114和IQSQACCUM 116。加法器174和比特組合器176按照由在圖5中的累加器175所指示的部分累加器的方式進行操作。
現在再參照圖9，表示出ASIC 102的操作的總體圖。一個專用的晶片上的邏輯電路控制ASIC 102的操作和其中識別gpsCtl 182。具體地講，在gpsCtl 182的控制下，來自GPS衛星的數據100被施加到CACAPT 104，在其中信號被分離和被抽取處理為I和Q數據流，以形成CACAPT數據輸出123。SV數據123對於每個SV預測的都卜勒頻移被進行旋轉，以產生被旋轉的SV輸出信號dopIOut和dopQOut，該信號在相關器74中與來自編碼器塊112的genSerOut 160進行相關。來自相關器74的corIOut 178和corIQut 180在IQACCUM塊114和IQSQACCUM 116進行累加，以產生輸出184送到CPU 101。
正如在下面將進一步詳細地描述的那樣，存儲器的一部分被用作Sat_Mem 186，這部分存儲和提供在進行復用期間所要求的都卜勒頻移和碼信息。
在操作中，每ms被分為186段，每段包含264個時鐘。在這些264個時鐘內，利用每個信道採取22個時鐘來處理12個信道，以計算22個不同的相關或延遲。這22個相關中僅有20個被存儲並用來進行序貫處理。在每個信道中，gpsCtl 182利用dopLoad和dopSave來控制Carrier_NCO 125在都卜勒塊108中的加載。同樣，gpsCtl 182經由corHoldRegLoad和corCodeSave來控制在編碼器塊112中的Coder_NCO 136的加載。通過相關器塊110的數據流利用senalShiftClk、和還有corHoldRegLoad和corCodeSave進行控制。控制信號被施加到對於每個信道的IQACCUM塊114和IQSQACCUM 116，並包括startSegment、startChan、resetAcc、peak、iqsq、wrchan、ShiftSelIqSq和acq_mode。在每個時間段中，gpsCtl 182提供周期信號end_capShiftClk、calLoad、syncpulse、serialShiftClk到CACAPT 104，以將輸入的衛星信號的樣值重新分組為11個半碼片樣值的各個組。
由gpsCtl 182啟動的所有接入都被Sat_Mem 186進行處理，以產生RAMR1 103和RAM R2 105的讀/寫控制和地址信號。gpsCtl 182控制連同Sat_Mem 186一起的通過所有數據路徑的數據流，和管理存儲在RAM R1 103和RAM R2 105中的各信道參數的接入。RAM R1 103由用戶寫入以在對應綜合或累加時間的終點限定將被裝入RAM R2 105的信道參數。RAM R2105被數據路徑用作暫存存儲器(scratchpad)，以存儲在處理期間的各種信道參數的中間值。
RAM R2 105的讀出數據在Sat_Mem 186的控制下被發送到都卜勒塊108、編碼器塊112、相關器塊110和gpsCtl 182中的各種參數寄存器。來自這些塊和RAM 190的數據在RAM R2 105的寫入口的輸入端被進行復用。當從一個信道向下一個信道進行轉換時，RAM R1 103是用於所有12信道的各個參數的一個16×108異步雙埠RAM，而RAM 192是另外一個用於在處理期間存儲衛星參數的各中間值的16×108異步雙埠RAM。
現在參照圖10，本發明的系統包括一個復用數據路徑，以便減少可以提供系統的各個部件的主要部分的ASIC 102的規模和複雜性。常規的接收機設計成具有復用的單一組的相關器，用於跟蹤SV的各分別的信道的每一個，以便減少要求的相關器的數量。本發明系統的使用減少了百萬個或者更多個門電路，而這個數目對於常規的組態來說則是需要的，將所要求的門電路數量下降到大約少於100000個的可管理數量的數量級。
按照本發明，除了按無數據損失的方式復用衛星信道外，碼延遲相關也被復用。即，常規的接收機利用兩個或三個相關器來提供對每個SV的前期、後期和/或即時相關。本發明復用多個碼延遲，以便提供大大地多於在常規的系統中已經可以實現的碼延遲相關，而基本上不增加硬體，或者不由於使用的門電路而多用ASIC 102的晶片面積。
碼延遲的復用允許上面結合圖3和4描述的寬的允許迅速SV重新捕獲的捕獲窗口。具體地講，提供諸如1/2碼片延遲的20個延遲和不斷地監視每個SV，使得即使短的SV的瞬間期間，例如當汽車10處於如圖1所示交叉口22期間也可以獲得GPS數據。SV可以被重新捕獲，和獲得有用的數據，因為在±10個碼片延遲的窗口範圍內，對於以前捕獲的和當前被遮擋的SV，車輛在道路12上位置的模擬被足夠精確地保持在預測的碼和都卜勒值中。按這種作方式，重新捕獲期間獲得的數據可以被直接用作GPS數據。即，重新捕獲模式對於跟蹤模式來說是透明的。每當可以重新捕獲時GPS數據都被捕獲，而基本上無損失。
另外，衛星跟蹤的操作對於所有12信道的每組數據是自身進行復用的，以便進一步明顯地減少ASIC門的數量。即，對所有12個SV，每次僅C/A碼中的小部分比特被進行處理。為了數位化處理所接收的信號，這些信號的數字重新表示必須在能夠存儲數字數據的各個寄存器和緩衝器中進行處理。C/A碼在持續1ms的每次重複中包含1023個比特。如果所有的1023比特立即進行處理，則將要求寄存器1023比特的寬度。這種寄存器在成本、門的數量都將是昂貴和相當麻煩的。按照使用在本發明中的三重複用接收機組成的第三級復用，一個較小的寄存器進行復用以處理C/A碼的1023個比特的不同的部分。這意味著，較小的寄存器在C/A碼的每1ms重複期間被使用許多次，以處理足夠較小的接收的數據樣值，使得在每個ms內所有1023個比特都被處理到。
在上面具體結合圖3到9描述的優選實施例中，使用了一種利用11個比特的寄存器，使得每個寄存器每ms使用186次，以處理一個重複的C/A碼的所有1023個比特。每ms的1/186被稱為一個段。因此，每個SV的跟蹤通過在每個段期間處理在每個寄存器中的11個比特而被復用186次。此外，在該優選實施例中，使用12個信道跟蹤最多12個SV。這要求每個11比特段在該段期間被復用12次，以對SV的每個施加一個都卜勒旋轉。
再有，每個信道以22的係數倍增，以提供相當多的不同碼延遲。這要求對於產生下一個信道都卜勒旋轉的樣值之前對於每個SV的都卜勒旋轉的樣值與不同C/A碼延遲相關22次。按這種方式，在186個段的每一段期間，可以對12個SV的每個的22個不同碼相位進行測試，以通過每ms處理每個寄存器186次，而僅向11比特寬寄存器提供實時數據。
注意，重要的是，在一個特定的段，即C/A碼重複的1/186期間，在對將被採集的段所要求的時間長度期間，發生本發明的處理。按這種優化的方式，在跟蹤或重新跟蹤或這些狀態之間轉換期間，由於在任何特定的段中被進行處理的數據，至多是老的11個半碼片延遲，所以沒有數據損失。
現在參照圖10和11，表示在圖5的數字濾波器18的輸出是以2f0速率的樣值數據流119。來自SV的信號100的C/A調製的碼片速率是按f0。為了避免任何數據的損失，SV信號必須至少按其耐奎斯特(Nyquist)速率進行取樣，即，按兩倍於感興趣的調製碼片速率，即2f0。雖然樣值數據流119可以以高於耐奎斯特速率(二倍於碼片速率)的較高碼片速率工作，但是這樣作並無裨益。
因此，樣值數據流119是一個數位化和按兩倍C/A碼片速率濾波的SV數據的樣值序列，即，在樣值數據流119中的每個樣值具有等於C/A碼片的一半的寬度。在樣值數據流119中的每ms或碼周期中的比特數是在調製中的比特數的兩倍，即，每個代表C/A碼片的一半的2046比特。按照所公開的優選實施例的復用方案，數據按11比特段進行處理，和因此樣值數據流119被序貫地施加到11比特(10∶0)寄存值緩衝器120。按2f0速率數據流從總數2046比特順序存儲11個比特所要求的時間是1ms的1÷(2046÷11=186)或1/186。
在第一組11樣值比特正在被存儲在11樣值深度緩衝器120的時間期間，對於處理來說是沒有比特可以利用的。在第一11比特被順序接收和順序存儲以後，11比特樣值按並行被轉移到並行塊122。因此這個並行操作每1/186ms或按大約0.18f0的速率發生。1ms的每個1/186被稱為時間段或段，並且是對於大多數操作的一個處理單位。所接收的複合信號的每個衛星的1023C/A碼的碼片按11個半碼片比特進行處理。分割C/A碼的該ms的重複速率為186個時間段，通過復用係數186來復用11個比特寄存器的每一個。
來自並行塊122的CACAPT數據輸出123按甚快的碼片速率，例如按24f0，在都卜勒塊108中被進行處理。即，在每個時間段中的11比特數據樣值被係數12進行復用，以允許對該11比特的數據組執行12種不同的操作。具體地講，在都卜勒塊108中，CACAPT數據輸出123的CapIOut和CapQOut在都卜勒寄存器124中與12個不同的都卜勒頻移倍乘，使得在每個段內執行12種不同的都卜勒旋轉。
每個不同都卜勒頻移代表對可以進行跟蹤的最多12不同SV的每一個所要求的預測都卜勒旋轉。在從2f0到24f0的處理碼片速率的增加復用對12個信道數據的每一個的處理。要注意的是，重要的是，在輸入信號被復用後，即，分割成186個時間段，每個包括11個半碼片寬度的比特之後，允許一個信道按12個被復用的或代表不同SV被應用的各虛擬信道進行操作的復用。按照這種方式，對於12個信道或衛星的復用可以容易地利用相對不昂貴的11比特寄存器，在不丟失時間或數據的情況下實現。對於實現這些目的，每周期分割碼比特數為整數的取樣數的選擇是重要的。在Carrier_NCO 125中的復用器塊129在gpsCtl 182的操縱下控制這種復用的定時。
都卜勒塊108的輸出，信號dopIOut和dopQOut，被施加到在相關器塊110中的串/並變換器166。每個被旋轉的SV輸出信號127代表來自單一SV的旋轉的信號，和在每個時間段產生12個被旋轉的SV輸出信號127。
被旋轉的SV輸出信號127按並行方式被裝入在相關器塊110中的保持寄存器140。因此，輸入到異或非門相關器74的是一個包含1/12時間段的11比特寬的信號，作為一個輸入到異或非門相關器74的信號。
相關器74是一系列都並行工作的11個分離的1比特相關器。一個輸入是被旋轉SV的輸出信號127，而另外的11比特輸入是由來自編碼器塊112的11個一比特genSerOut 160的輸出比特提供的。在一個為了工作在對於特定衛星的旋轉SV輸出信號127上所提供的時間段的1/12期間，通過碼發生器138順序地產生對於該SV的碼和被施加到碼移位寄存器170。
在對一個特定信道相關的開始，對於該SV的碼的11比特已經被移位進入碼移位寄存器170和可在該寄存器中用於相關。一個信道的每個1/22(即一個段的1/12)，在碼移位寄存器170中11比特的每一個在異或非門相關器74中的11個一比特異或非門的一個中進行相關。這產生了11個相關器輸出比特，其和指示被旋轉的SV輸出信號127與該碼的相位之間的相關幅度。這些並行產生的11相關和被並行相加，和被存儲在累加器115涉及該SV的前22個加法器中。
在一個信道的下一個或第二個1/22期間，碼發生器138為該SV產生C/A碼產生下一個比特。這下一個比特被順序地施加到碼移位寄存器170。此時，第一次相關的10個比特保留在碼移位寄存器170，並且連同最新比特來形成SV的所期望碼的另外11個比特樣值，其比以前的11個比特樣值延遲一個比特所要求的時間，即產生在該速率下的半碼片寬度48f0。因此第二個樣值是該碼的延遲半個碼片的版本，即從以前的11比特樣值延遲半碼片寬度。注意這樣一個事實是重要的，即剛剛描述的兩個11比特碼樣值的不同之處僅在於，在寄存器的一端移入一個新的比特時，在該寄存器的另外一端移出MSB。
相同旋轉的SV的輸出信號127的11比特相關結果和碼的第二11比特碼樣值然後被存儲在累加器塊115中涉及該SV的22個加法器第二個中。此後，來自碼發生器138的genSerOut 160剩餘20個序列移位相對於相同旋轉的SV輸出信號127進行相關，以產生更多的11比特相關的和，針對SV該存儲在累加器塊115中。其結果是該22個值在累加器塊115中可用於處理，每一個值是來自一個SV的信號與22個不同碼相位或延遲相關的度量，每個碼相位或延遲由半碼片寬度分隔開。
在一個時間段的下一個1/12期間，即，在第二復用信道的處理期間，對於下一個SV的旋轉SV輸出信號127被施加到保持寄存器140，用於與對於該衛星產生的碼的22個不同的半碼片延遲進行相關。在一個段的終點，累加器塊115包括一個12乘20個不同的和的矩陣。在本發明的一種實現中，已經發現22個可能的碼延遲相關結果中僅保存20個。20個和的12行代表在20個碼相位或延遲的12個SV的每一個的相關的度量。
總之，本發明的數據路徑是被三重複用的，其中(a)代表C/A碼的1023比特的每ms被分割成186份，以在1mS樣值中形成186段，使得每次僅11個半碼片寬的樣值比特被處理；(b)然後每段被復用12次，使得每個該11比特樣值被旋轉用於12個不同的源(c)對於每個源的被旋轉的11比特樣值相對於該源的20組不同的碼延遲進行相關，以在每個信道內對於該源被復用20次；和(d)然後，在每個信道內對於每個延遲的各個相關結果之和進行相加，以產生累加的相關輸出。
雖然可用22個不同延遲，但是對於測試旋轉的衛星信號來說，利用20個這樣的延遲或碼相位理論值是方便的。然後，對於每個信道在累加以後具有最大幅度的相關結果，即針對每個信道存儲在累加器塊115中的最大20個11比特的和，可以通過它的幅度進行檢測，例如通過峰值檢測器，以確定哪個延遲理論值是最精確的。峰值和代表對於該SV的當時或即時的相關。
現在具體參照圖11，通過查看由每個復用操作引起的分時，本發明的三重複用方案可以被容易地理解。在每1ms中，每個特定衛星的C/A碼具有1023比特。為了保留所有的必要信息，按2f0耐奎斯特速率在來自所有衛星的複合信號中對各衛星信號進行取樣，以產生2046個半碼片寬度的樣值比特。
把11個樣值比特的每個序貫組作為一個時間段一起處理，每個序貫組的長度等於一毫秒的1/(2046÷11)，即一毫秒的1/186。處理一毫秒中的1/186段後，所有需要的數據已被提取，並且可得到下一段的11比特樣值。雖然僅可在一毫秒結束時估算在累加器模塊115中每毫秒範圍內累加的部分和，但是不丟失數據並且該結果僅晚一段。也就是說，由於用1段來填充11樣值深度緩衝器120和把11比特樣值轉移到並行塊122，因此，在採集第二個11比特樣值的數據時處理來自第一個11比特樣值的數據。即使該系統工作一年，為提供位置信息而處理的取樣仍然僅過時一個時間段。
在都卜勒旋轉期間，通過時分多路復用為每個SV多路復用每段的11個比特。也就是說，段1的11個比特樣值用來提供12個不同的都卜勒移位輸出，以便將一個單個11比特段的樣值使用12次，以產生12個不同的衛星專用都卜勒旋轉版本，假設看見或模擬全部12顆衛星。因此，一個信道的操作需要一段的十二分之一。必須指出，每一段只產生一個局部結果，必須在每毫秒結束時把每一段期間的12個局部結果相加，以提供有效的數字數據。
用22的係數時分復用一段中一個特定信道上的每個操作，以便可針對該衛星測試該部分和的22個不同碼延遲。然而，如果需要選擇該信道最可能的延遲，則可利用幅度而立即檢測這22個相關的峰值和。在本實施例中，在求和或累積時，該信道的信息每毫秒僅有效一次，以致通過一個特定段檢測的峰值中可能沒有明顯的優點。在某些GPS應用中和諸如無線通信之類的其它擴頻應用中，如果出現強信號，則可以希望在每個碼重複速度，對從R3到R4的每個源的累積和的累積和傳送多於一次。估算一個特定碼相位延遲或理論值所需的時間僅為每段的每個信道所需時間的1/22，或一毫秒的1/186的1/12的1/22。由於並行產生所需的11個1比特相關，更容易達到該操作速度。同樣，由於當每個單一的新比特，即每個新genSerOut160移位到碼移位寄存器170中時自動產生每個11比特碼延遲樣值，因此，根據本發明更容易為一顆特定SV實現不同碼延遲的產生速度。
每個多路復用等級中使用的幅度或多路復用係數的選擇不是任意的。段的數量越大，每個樣值所需的尺度或所需寄存器的深度越小。通過採用碼重複多路復用係數186，即通過把2f0的2046比特除以186，一次僅需要估算11個樣值比特。
所需信道的數量由必須同時看到至少4顆SV以便準確確定三維位置的事實而實際限定。雖然如上所述提供了估算、模擬和/或更新的位置信息，時間是必須與三維中的每一個一起確定的第四個未知數，以便在即使同時看到不到4顆衛星時的周期期間準確地提供位置信息。
排列使用中的24顆NAVSTAR衛星的星座來覆蓋地球，以便在任何特定時間在任何一個地點最多看到12顆這種衛星。為此，實際使用信道的最大數量不小於約12個信道。在此所示實施例中的多路復用的信道等級中使用的所選擇信道的多路復用係數為12。
由絕對最小值1在低端限定不同碼延遲的數量，以便如果能以某種方式維護準確延遲，則僅有需要的相關是準時或即時相關。常規GPS接收機系統使用至少2或3個不同碼延遲，以便可採用例如使用前期、即時和後期相關把即時相關集中在±1個延遲內的常規跟蹤技術。
根據本發明，測試相當大數量的不同碼延遲，或延遲理論值，以便按照圖3和4如上所述地完成快速重新獲取。雖然在此描述了特定的優選實施例，確定了總共20個不同延遲，每個延遲在時間上間隔一個C/A碼片的二分之一寬度，即一毫秒的1/2046的1/2，但是，由於3個多路復用係數中每一個之間的關係同樣很重要，因此選擇碼延遲多路復用係數為22。
三個多路復用係數、碼重複多路復用係數、信道多路復用係數和碼延遲多路復用係數的乘積最好應是擴頻調製的每個重複中比特數的偶數整數倍。由於必須以兩倍的碼片速率，即奈奎斯特速率提取樣值，需要一個偶數整數倍，以避免以較慢速率取樣的數據丟失。雖然即使乘積不是正好等於偶數整數倍，仍成功地使用了多路復用係數，但是可能的結果是數據丟失或不必要的複雜性和成本增加。
在所示的特定實施例中，感興趣的擴頻碼是C/A碼，其每個重複包括1023比特。根據上面討論的三倍多路復用乘積規則，三個多路復用係數的乘積必須等於1023的偶數整數倍，例如2046。在所述的實施例中，碼重複多路復用係數是186，信道多路復用係數是12，碼延遲多路復用係數是22。186乘12再乘22的乘積是49104,49104被1023除時等於48。48是偶數整數，因此在本發明中使用的多路復用係數的特定組提供了幾個最佳系統中的一個。
該多路復用係數乘積規則在C/A碼的三級多路復用結構中起良好作用的原因是1023中有三個素數。也就是說，1023是三個素數31、11和3的乘積。三個多路復用係數中的每一個可被這些素數中的一個整除。例如，186可被31除盡得6,12可被3除盡得4,22可被11除盡得2。
以取樣比特速率在多路復用係數之一中利用比特數的每個素因子為C/A擴頻接收機產生兩個或多個不同系列的多路復用結構。在第一系列中，如果需要11個信道，則碼重複多路復用係數或信道多路復用係數必須被31除盡。雖然在某些應用中希望使用31或62個不同碼延遲，但是，使碼重複多路復用係數儘可能大有顯著優點。這樣減少了每段中需要保存和處理的比特數量。通過選擇碼重複多路復用係數為31的倍數，由於碼延遲多路復用係數可能是3的任何倍數，因此更便於控制實際使用的延遲數量。
在其它合適的系列中，要求6、9、12、15或18個衛星信道以使信道多路復用係數是3的整數倍。這樣允許碼延遲多路復用係數為11的倍數，而碼重複多路復用係數為31的倍數。在上面說明書中描述的特定實施例在該系列中。
對多路復用係數選擇的另一個限制是多路復用最低等級的操作速度。在公開的實施例中，多路復用的第三等級在48f0工作。硬體設備的時鐘速度必須足以允許以該速度工作。隨著晶片部件發展得越來越快，可使用更高的時鐘速度實現最高速度處理並可使用更大倍數。例如，通過諸如相關器塊110之類的高速處理部分中的部件能夠以f0倍數，例如96f0的更高速度工作，碼重複多路復用係數可以加倍，以產生帶有20個延遲或抽頭的24個信道，或帶有40個延遲或抽頭的12個信道或帶有6比特和22個抽頭的11個信道。
也可從時間或速度增大的觀點來看系統構造。在48f0的第三多路復用等級的工作比正在處理的2f0樣值的碼片速率快24倍。該放大倍數24允許硬體，多路復用或門電路壓縮倍數為24。在實施本發明的ASIC 102或其它裝置中門電路的數量與放大倍數成正比明顯減小。所有其它倍數相等，在48f0工作的晶片的表面積相當於在2f0工作所需表面積1/24的數量級。同樣，放大倍數增加到96將使所需的晶片表面減小到需要幾乎一半等級的實際水平。
上面已描述的本發明的多級多路復用擴頻接收機的特定實施例是GPS接收機。根據使用的擴頻碼的比特率和適合於該應用的環境因素適當考慮選擇多路復用倍數，可使本發明用於諸如無線電話信號之類的其它擴頻信號。上面已描述了本構造的環境因素，例如對信道數量和碼相位的實用限制。
現在參考圖12,GPS接收機系統200的概括方框圖包括上述數位訊號處理晶片102的優選實施例、ASIC GSPl 202、和一個射頻晶片，GRF1204，與其它部件組合構成根據本發明的完整接收機系統。
SRAM 206、ROM 208和CPU 101通過數據和地址總線210和212與ASIC GSP1 202相關聯，以便相對於例如圖5提供RAM R1 103、RAM R2105和Sat_Mem186的功能和上述其它所需的功能。
GRF1 204包括在RF處理子系統214中，RF處理子系統214從GPS天線28接收衛星信號，並且GRF1 204向ASIC GSP1 202提供樣值或GPS數據100，ASIC GSP1 202把自動RF增益控制信號AGC 216返回到GRF1204。RF濾波器218與RF處理子系統214中的GRF1 204相關，RF濾波器218把來自GPS天線28的信號施加到低噪聲放大器LNA 220，低噪聲放大器220的輸出施加到GRF1 204。另外，GRF1 204使用外置濾波器，IF濾波器222以及晶體224。應指出的重要一點是為下面的原因，IF濾波器222可以是低成本的外部2極LC(電感一電容)型中頻或IF濾波器，而不是更昂貴和更複雜的5或6極濾波器。GPS接收機系統200使用相對寬的IF頻帶，後面是一個抽取器或數字濾波器，數字濾波器118，如圖5中的CACAPT 104中所示。
具體地講，GRF1 204利用IF數字濾波器222處理LNA 220的輸出，以產生施力到ASICGSP1 202中的CACAPT 104的GPS數據100。在ASICGSP1 202中，GPS數據100在I/Q分相器106分離成同相和正交相位I和Q信號。然後把I信號施加到數字濾波器118，並以與圖5所示和上述的相同方式處理Q信號。
圖13是說明GRF1 204的方框圖，圖14是GRF1 204的管腳引出線。圖15是AGC接口的定時圖。圖16提供了GPS接收機系統200的優選實施例進一步的細節，特別是ASICGSP1 202和GFF1 204之間以及相關電路的互連。
現在參考圖13至16，描述GPS接收機系統200的SiRFstarTM實施例如下$SiRFstar構造的前端$低成本MMIC集成-SnapLockTM100ms 片上VCO和參考重新捕獲振蕩器-SingleSatTM導航 -低成本外部2極LC IF濾波器-最小起動時間 -Single-StageL1到IF下變換-外部25ppm基準晶體$無縫接口 $片上2比特A/D-直接連接到GSP1-改進弱信號跟蹤-標準3或5V供電 -改進阻塞抗擾度(Jam Immunity)-與標準有源天線兼容設計SiRFstar GPS的結構以滿足主流用戶GPS產品所需要的要求。SiRFstar GPS1信號處理引擎、SiRFstar GRF1 RF前端和SiRFstarGSW1軟體的組合為各種產品提供有力的、低成本的GPS解決方法。與12個信道整個視野內跟蹤組合的SiRFstar獨有Snaplock 100ms能力提供最大的GPS衛星測量利用率。SingleSAT導航模式能使用這些測量以產生GPS位置修正，即使是在能見度最苛刻，受限制的市區峽谷叢中。雙多徑抑制方案改善了這些峽谷中的位置精度。真實的2比特信號處理能使FoliageLockTM模式即使在濃密葉子下也能捕獲和跟蹤低信號等級工作。
帶有晶片組的高性能固件具有SiRFstar硬體能力的所有優點，以便為我們的用戶提供完整的解決方案。軟體設計成模塊並便攜於各種處理器和作業系統中，以便其在短時間內銷售和最靈活地確定設計，以使GPS能力加到任何產品。
晶片描述GRF1是一個用於全球定位系統(GPS)接收機的完整前端頻率轉換器。現代化的設計組合了低噪聲放大器(LNA)、混頻器、1527.68MHz的鎖相環(PLL)合成器，片上頻率基準、帶有AGC的IF級，2比特A/D轉換器和控制邏輯，以便執行從RF到數字輸出的轉換。GRF1接收由GPS衛星發射的1575.42MHz的信號，並將該信號轉換成可由GSP1信號處理晶片處理的47.74MHz PECL級互補數位訊號。2比特接口提供具有弱和衰減信號以及改善阻塞抗擾度的優秀跟蹤性能。
表1管腳識別
管腳說明表2 GRF1信號說明
應連接所有Vee和Vcc管腳以確保可靠操作。
管腳說明的注釋1．除另有規定外，所有旁路應到正向電源。應把具有低耗散係數的電容儘可能靠近所有電源管腳設置。
2．應把差分輸入和輸出信號用於最佳系統性能。
3．良好的RF運用必須遵循PC板的布局，每當可能時應使用接地和電源平面。
4．Vee通常被稱為GND。
功能說明LNA/混頻器GRF1經外部天線和適當的LNA接收GPS L1信號。L1信號是在1575.42MHz具有1.023Mbps二相移相鍵控(BPSK)調製擴展碼的直接序列擴頻(DSSS)信號。在天線處的輸入信號功率約是-130dBm(分布在2.048MHz)，所希望的信號在熱本底噪聲下。前端壓縮點在-30dBm，在IF部分中給定滿足的適當外部濾波，大帶外信號的抑制是可能的。
LNA/混頻器完全差分，而明顯減小了共模幹擾。通過約8dB和20dB轉換增益的噪聲係數，可在IF中使用相對便宜的高介入損耗濾波器。LNA/混頻器和片上1527.68MHz PLL產生47.74MHz的IF輸出頻率。雙平衡混頻器輸出為集電極開路，因此需要外部直流偏置到Vcc。
IF級IF級提供約75dB的小信號增益。在LNA/混頻器和IF放大器級之間需要外部IF濾波器。IF帶通濾波器可具有在3和12MHz之間的帶寬無衝擊性能。到IF級的輸入是雙端的並且要求來自Vcc的直流偏置。雙平衡I/O提供約40dB的抗擾性；因此，極力推薦平衡濾波器設計。
6比特寄存器提供48dB的增益控制(1dB/比特)，並且可經由一個三線TTL電平接口(AGCCLK、AGCDATA、AGCSTRB)接入。控制比特首先在AGCCLK的下降沿連續移入晶片LSB。IF增益級中專門的控制電壓源在溫度範圍提供極好的增益線性(＜0.5dB)。通過所有加載到寄存器中的零點來選擇最大增益。(見涉及定時細節的圖15)。
IF放大器的輸出送到提供符號和幅度輸出的2比特量化器。由38.192MHz取樣時鐘的下降沿鎖定符號和幅度數據比特(見PLL合成器)。還提供該ACGCLK的差分輸出。
鎖相環合成器從片上PLL合成器塊得到本地振蕩器、參考GPSCLK、和取樣時鐘。在晶片中設置VCO、除法器、和相位檢測器。所需要的全部是外部24.552MHz的參考時鐘和無源環路濾波器部件。
圖16示出典型結構中的晶片。使用電荷泵設置環路濾波器。兩個電阻和兩個電容設定環路濾波器的帶寬。使用一個晶體、電阻、和兩個電容可產生基準，或如果需要更好的基準穩定性，可使用一個外部振蕩器。可將基準差分輸入用於提供明顯抗擾性的外部振蕩器。由該模塊提供差分GSPCLK和ACQCLK輸出信號。
GSP1接口GSP1接口的輸出側向GSP1提供時鐘和2比特樣值數據。這些信號全部差分以減少噪聲和提供更好的性能。對2比特樣值進行數字濾波，以明顯減少RF電路中所需的濾波，以使一個簡單的1或2極LC濾波器足以滿足IF濾波器。GSP1在能夠跟蹤極弱信號的整個相關處理中提供一個真實的2比特數據路徑。
GSP1接口的輸入側是一個控制GRF1中IF級中的增益的AGC塊。可將該增益設定為固定值或允許根據可由軟體控制的閾值改變。GSP1監測輸入信號並可每1毫秒調節增益，允許快速適配到一個改變的信號環境。
AC特性表3.AC特性
表4.AGC接口定時<
現在參考圖17，示出一系列作為時間偏移函數的相對相關幅度的曲線，用於直接路徑和兩種多徑幹擾。這些曲線在零的時間偏置，即在直接路徑信號到達的時間對齊。
在圖的中部，直接路徑相關函數266是把沿不出現多徑信號的直接，即視線路徑接收的衛星信號與然後在直接路徑信號上出現的C/A碼調製的複製品相關的結果。在原點給出直接路徑相關函數226的峰值230，以表示到達的實際時間或零碼相位。實際上，該點可因濾波和其它偏置而略有偏移。採用峰值230作為正確的碼相位，即PN碼組從一顆特定衛星到達的時間。
例如可通過相關器模塊110把來自多譜勒塊108的多譜勒偏移衛星信號與如圖9所示的編碼器塊112的輸出相關而同時改變估算碼相位的操作產生直接路徑相關函數226。具體地講，直接路徑相關函數226給出了相關函數的形狀，該形狀是在不出現多路徑幹擾的情況下，從前期的-1碼片的延遲或時間偏置的約一個C/A碼片寬度，到後期的約+1碼片的延遲或時間偏置的約一個碼片寬度，調節碼相位而得到的。
通常推斷直接路徑相關函數226的三角形由下面的情況獲得。當碼相位偏移在任何一個方向大於1至1.5碼片時，接收的信號和內部產生的碼之間幾乎不相關。隨著時間偏置從約1個碼片減小到約為零，在任何一個方向中，相關在零偏移增加到最大值。也就是說，當內部產生碼的碼相位準確地等於(小偏置，濾波偏置和效果)達到相關峰值的接收信號的碼相位。
延遲鎖定環通常用於利用一對前期和後期相關器，通過它們之間的固定偏移或時間延遲，執行前期和後期相關，以圍繞或跨越峰值230，來跟蹤峰值230的期待位置。
如圖18所示，根據本發明可檢測、確定和/或校正從多徑幹擾得到的殘餘碼相位誤差。具體地講，由GPS天線28接收衛星信號，並在與由PN碼發生器234產生的碼複製品相關之前，由如上所述的各種部件以及帶通濾波器232處理。由系統時鐘238驅動的可調節延遲236的延遲或偏移，來控制PN碼發生器234產生的PN碼的時間偏移。
PN碼發生器234的輸出作為偏移而施加到前期相關器240，以便在由帶通濾波器232處理時與衛星信號相關。PN碼發生器234的輸出通過一對1/2碼片延遲242和244施加到後期相關器246，每個延遲的另一個輸入也由帶通濾波器232的輸出提供。結果是，衛星信號在兩點與一個固定1碼片延遲，或其間的間隔相關。相關函數施加到估算相關函數的特性，例如功率的檢測器248。應該指出，可使用相關函數的其它值或特性，通常是包括同相和正交相位分量的複數，來代替包括幅度測量的功率測量使用。
根據常規技術，延遲鎖定環通過調節可調節延遲236的時間偏置而用於碼跟蹤，以使前期和後期相關函數的幅度和功率保持固定關係。在一個優選實施例中，由調節碼相位時間偏置的碼相位誤差系統250保持前期和後期相關函數的功率相等，以保持該關係。然後進行碼跟蹤，其中已知碼從衛星到達的實際時間在前期和後期相關之間的一個碼片間隔內，同時其功率保持相等。
再次參考圖17，當圖18的延遲鎖定環正確跟蹤碼相位以使前期和後期相關幅度相等時，前期和後期相關252和254的相對幅度是峰值230幅度的二分之一。也就是說，當調節時間相位偏移以便跟蹤相等值的相關幅度時，這些值在時間上對稱地圍繞圖中所示的信號到達的實際時間，以作為即時相關256。換句話說，對於一個直接路徑信號，使即時相關256出現在前期和後期相關252和254之間的中間，以便即時相關256在零時間偏置，即碼到達的實際時間出現。如圖17所示，給定即時相關256的幅度是1.0值的相對幅度。前期和後期相關252和254的幅度具有相等值0.5。
如圖18所示，為使即時相關出現在前期和後期相關之間的中間，由一對1/2碼片延遲242和244提供前期和後期相關之間的1碼片延遲。1/2碼片延遲242的輸出施加到即時相關器240，以便從前期相關器240的二分之一碼片偏移產生即時相關256，以便由檢測器248估算。由1/2碼片延遲242提供1/2碼片延遲244的輸入，以使施加到後期相關器246的1/2碼片延遲244的輸出與到前期相關器240的輸入間隔一個全碼片偏移。然後施加檢測器248的輸出以完成延遲鎖定環。
多徑畸變(如果出現的化)使即時相關從衛星信號到達的實際時間偏移一個誤差，在此描述為碼相位殘餘誤差。依據直接和多徑信號的載波相位之間的關係，已確定即時相關和到達的實際時間之間的誤差符號，或是超前或是滯後。當直接和多徑信號的載波相位之間的相位差接近0°時，例如如滯後多徑相關函數258所示，直接和多徑信號趨於加強，增加相關結果的相對幅度。當直接和多徑信號的載波相位之間的相位差接近180°時，例如如超前多徑相關函數260所示，直接和多徑信號趨於抵消，減小相關結果的相對幅度。
更重要的是，到達的實際時間的位置和相等相關幅度的點之間的關係也改變。如上所述，在無多徑的情況下，以固定延遲間隔的前期和後期相關的相等幅度的點相對於相關峰值，即到達的實際時間對稱，以使作為正確相關跟蹤的其之間的中間點實際上是碼到達的實際時間。
然而，根據本發明，已經確定，通過增強或抵消，多徑幹擾使相等幅度的前期和後期相關的點不再相對於相關峰值對稱。例如，通過檢驗滯後多徑相關函數258很容易看出，前期和後期相關252和254的相等幅度點向右移，即對於直接路徑相關函數226而言，相對於相等幅度的前期和後期相關的點向正或滯後延遲移動。
當跟蹤前期和後期相關之間的時間偏移的中間點時，對於滯後多路徑相關函數258，滯後即時相關262在時間上從直接路徑即時相關256偏移多徑增強幹擾滯後誤差264。也就是說，滯後即時相關262從直接路徑信號到達的實際時間偏移正或滯後延遲時間。同樣，當跟蹤前期和後期相關之間時間偏移的中間點時，對於超前多路徑相關函數260，超前即時相關266在時間上從直接路徑即時相關256偏移多徑抵消幹擾超前誤差268。也就是說，多徑抵消幹擾超前誤差268從直接路徑信號到達的實際時間偏移負或超前滯後延遲時間。
另外，多路幹擾改變前期、即時和後期相關結果幅度之間的關係。正如通過檢驗滯後多徑相關函數258所看到的，當跟蹤前期和後期相關之間的時間偏移的中間點時，對於滯後多徑相關函數258，滯後即時相關262的幅度比直接路徑即時相關256的幅度大。滯後多徑相關函數258的前期和後期相關252和254的幅度也比直接路徑相關函數226的大。
具體地講，滯後即時幅度270大於1.0，並且相等的前期和後期滯後相關幅度272大於0.5。然而，正如通過檢驗所看到和通過模擬所演示的，相等的前期和後期滯後相關幅度272大於滯後即時幅度270的二分之一。同樣，超前即時幅度270小於1.0，並且相等的前期和後期超前相關幅度276小於0.5。另外，相等的前期和後期超前相關幅度276小於超前即時幅度274的二分之一。
根據本發明，這些關係用來確定多徑增強幹擾滯後誤差264和多徑抵消幹擾超前誤差268的偏移誤差的符號和幅度。如圖18所示，碼相位誤差系統250從前期相關器240、即時相關器243和後期相關器246接收相關結果的相關幅度(或由檢測器248確定的其它特性)作為輸入。
如果碼相位誤差系統250確定在前期和後期相關的中間執行的即時相關的幅度小於相等的前期和後期相關的幅度的兩倍，則存在多徑增強幹擾滯後誤差264。如果碼相位誤差系統250確定在前期和後期相關的中間執行的即時相關的幅度大於前期和後期相關的幅度的兩倍，則存在多徑抵消幹擾超前誤差268。
然而，如果碼相位誤差系統250確定在前期和後期相關的中間執行的即時相關的幅度等於前期和後期相關的幅度的兩倍，則不存在多徑幹擾誤差264。
也就是說，可以檢測多徑幹擾誤差的存在，並且如果檢測，可通過即時相關的幅度與從即時相關對稱偏移前期和後期相關的相等幅度之比的比較來確定誤差符號。
可以用幾種不同方式估算多徑幹擾誤差的相對幅度。依據多徑信號與直接路徑信號的相對幅度以及其間的載波相位差，一個適當的、憑經驗確定的比例係數，例如-0.5，乘以前期和後期相關幅度除以正確相關的幅度的和，或乘以前期和後期相關幅度的平方和除以正確相關的幅度的平方的平方根之間的載波相位之差，將提供在大多數情況下適當的相關係數。
換句話說，可使對偽距的計算校正與(前期+後期)÷正確相關的幅度成比例，以便在多徑延遲小於約1.5PRN碼片時減小或消除多徑誤差的影響。
如圖18所示，包括誤差符號和估算幅度的殘餘多徑碼相位誤差278有三個用途。該誤差可僅在接收機的其餘部分使用，所示的均作為接收機處理器280，以便精細計算偽距，確定位置因此不改變用於跟蹤碼相位的延遲鎖定環的操作。
另一方面，或除此之外，殘餘多徑碼相位誤差278可施加到改變PN碼發生器234的時間偏移的可調節延遲236，以控制前期相關器240的偏移。兩個1/2碼片延遲242和244保持從前期相關器240到後期相關器246以其間的即時相關器243為中心的一個完整碼片寬度的間隔。這樣，可使即時相關器243更準確地跟蹤直接路徑信號的到達時間。另外，由例如碼相位誤差系統250產生的間隔控制信號280可用來縮小或控制前期和後期相關的間隔和以即時相關對稱，以便更好地跟蹤碼到達實際時間。
另外，可在多徑模型282中使用殘餘多徑碼相位誤差278，以增強或提供用於例如用於多徑抵消的幹擾多徑信號的合成模型。由多徑模型282產生的複製品284可作為測量輸入施加到誤差校正反饋環286，誤差校正反饋環286從帶通濾波器232接收作為設定值輸入287的信號，以產生施加到多徑模型282的誤差信號288。誤差信號288用於控制複製品284，以減小複製品和接收的信號之間的任何差異，直到複製品是多徑信號的準確表示。然後，多徑模型282可向殘餘多徑碼相位誤差278提供由加法器292相加的附加碼相位相關290，用於調節PN碼發生器234。
正如上面相對於間隔控制信號280所指出的，可以希望在某些情況下減小前期相關器240和後期相關器246之間的間隔、或時間偏移，以改進跟蹤。這種減小間隔的技術也已用來通過跨越相關函數的峰值的嘗試從多徑幹擾減小殘餘誤差。從圖17的檢驗應該指出，由於在峰值230兩側出現相對陡的斜率，通過跨越直接路徑相關函數226最容易選擇相關函數的峰值，使峰值更易被區分。
然而，隨著在出現多徑的情況下減小前期和後期相關之間的間隔，至少一側峰值降低陡度。例如，滯後多徑相關函數258後沿的斜率比其前沿明顯降低了陡度。同樣，超前多徑相關函數260前沿的斜率也比其後沿的斜率降低了陡度。隨著斜率在峰值鄰近和即時相關中降低陡度，更難檢測或跨越峰值，特別是在有噪聲的情況下。根據本發明的一個實施例，可以首先確定誤差的符號和幅度，以便在為跟蹤目的減小間隔前減小多徑的影響。
從圖17中還應該指出，通過抵消幹擾產生兩個相關峰值。雖然有可能偶然跟蹤錯誤峰值，但只需確定在一個小間隔中是否存在另一個更早並且或許更大的相關峰值來使延遲鎖定環跟蹤正確峰值。
為了提供多徑誤差的準確評定，必須消除由噪聲造成的基線。現在參考圖3，本發明允許由噪聲引起的基線的適當和準確的評定作為使用相對大量諸如或非門相關器74之類的相關器的結果。具體地講，在比即時抽頭更早的相關時間或延遲的相關器74可用於評定由噪聲引起的基線。這樣，可通過與希望信號的任何相關而無幹擾地確定噪聲。
圖19是根據本發明另一個實施例構成的GPS接收機310的方框示意圖。常規的全向半球GPS天線312從多個GPS發射機(未示出)接收PRN編碼信號。所接收的信號可以包括或不包括多徑信號，如果出現多徑信號，根據本發明則由GPS接收機310的操作抵消。在圖19所示的GPS接收機310的特定實施中，在接收機前端314中接收、下變換、帶通濾波該信號並轉換成數位訊號以進一步處理。前端314的該特定實施特別適合於工作在本發明的接收機中，但許多其它前端結構也適用於本發明。
具體地講，在前端314中，把由全向GPS天線312接收的信號施加到RF接收機316，在RF接收機316之後通過在混頻器318把這些信號與LO頻率合成器320產生的已知本地振蕩器(LO)信號混頻而對它們進行下變換。此後，在中頻處理器322中處理下變換信號，並在帶通濾波器(BPF)324中濾波。最後在模擬至數字轉換器(ADC)326中把經下變換和帶通濾波的接收信號轉換成數位訊號，以產生接收信號的數位化版本328。對於數位化版本328，圖19中使用的雙線表示其中包括的信號信息具有複數值。還應該指出，也可使用已知的直接轉換技術。
由來自頻率合成器320的取樣時鐘以特定速度控制ADC326，該時鐘通常比編碼由GPS接收機發射的信號的碼片速率快。在該特定實施例中，取樣時鐘321以比碼片速率快32倍的速度運行並施加到ADC326，以便可確定與每個碼片的每1/32有關的信息。
接收信號的數位化版本328施加到載波跟蹤環路330，載波跟蹤環路330可以是通過增加抵消減法器332以及用於在相位旋轉器336的輸出端提供跟蹤環路原始測量信號334而改進的常規載波跟蹤環路。下面描述非編碼複製品信號合成器338的操作後的載波跟蹤環路330的操作。
複製品信號合成器338向載波跟蹤環路330中的抵消減法器332提供相位跟蹤誤差340，以使抵消減法器332中的多徑信號抵消。如圖19所示，複製品信號合成器338中包括的部件多少有些任意地包括在圖19中，其中也有諸如PRN發生器342、編碼器NCO 344之類的許多這類部件和其它部件供GPS接收機310的其它部件使用。為便於描述本發明，在此描述複製品信號合成器338中這些部件的操作。
複製品信號合成器338的主要操作由包括加法器348和二進位移位寄存器350的有限衝激響應(FIR)濾波器346執行。在圖19所示的優選實施例中，選擇一個48信道加法器和一個48信道二進位移位寄存器350，以便一次為多徑抵消來估算信號的約1.5C/A碼片寬度。也就是說，取樣時鐘321以C/A碼片寬度的32倍操作，以便48個這樣的樣值將捕獲約1.5C/A碼片。從例如多徑得到的大於一個或一個半碼片寬度的不準確性在使用例如常規技術的GPS接收機中很容易地處理。
在二進位移位寄存器350和加法器352之間每個信道中的一個的一系列48個開關352由二進位移位寄存器350控制，以便把一系列48個信道誤差信號354施加到加法器348的一個對應信道，將在下面詳細描述。
在來自取樣時鐘321的48個脈衝行進期間，取樣時鐘表示接收信號的數位化版本328中編碼PRN調製在1.5碼片的等級，感興趣的衛星的衛星專用PRN碼343施加到二進位移位寄存器350。通過把衛星專用碼數控振蕩器(NCO)344的輸出計時到常規PRN碼發生器342中，可以用一般的常規方式產生衛星專用PRN碼343，例如如編碼器子系統337中所示。在取樣時鐘321的控制下，把衛星專用PRN碼343施加到二進位移位寄存器350，以便把每個PRN碼脈衝的前沿施加到二進位移位寄存器350的級1，同時剩餘級包含上面討論的1.5碼片樣值的餘數。
把通過從級1或也許是級2算起由從衛星專用PRN碼343到二進位移位寄存器350的應用而得到的正確PRN碼345施加到載波跟蹤環路330，以產生同相或I分量372，正如下面針對載波跟蹤環路330更詳細描述的。編碼器子系統337還從複製品信號合成器338產生碼跟蹤誤差信號41，如下面更詳細描述的。
在信道增益/信號調整系統355中，以通過把測量信號364調節到更近似的設定點信號362，即更好的匹配和因此抵消包括多徑誤差的(如果有的話)接收信號來趨於降低複數誤差信號356幅度的方式，通過與來自二進位移位寄存器350的對應輸出相關從複數誤差信號356分別得到48個信道誤差信號354並且單獨加權和積分。雖然可採用許多其它已知的近似算法，在該優選實施例中，如圖19所示，採用最小均方，或LMS近似算法。誤差跟蹤環路用來調整和加權複數誤差信號356，以迫使測量信號364等於設定點信號362。
設定點信號362施加到跟蹤環路減法器360以作為將要保持的設定值信號，並且從接收信號的數位化版本328得到，同時測量信號364是表示接收信號的複製品的複製品信號合成器338中的加法器的輸出。複數誤差信號356的零值表示測量信號364必須已等於從其減去的設定點信號362。
在由載波跟蹤環路330中的相位旋轉器336進行相位旋轉和在數據比特解調器乘法器370中乘以每秒50比特(bps)的估算或測量值的後續解調之後，從接收信號的數位化版本328得到設定點信號362，該估算或測量值是施加到每個GPS衛星發射機的C/A信號的導航調製，在圖19中表示為Nav數據比特368。需要消除導航調製的影響，以便可以直接跟蹤C/A碼調製。通過從數據比特乘法器370中的原始測量信號334消除該調製或通過把該調製模2加到衛星專用PRN碼343，可如圖19所示消除在50bps的二相導航消息調製，如同後面參考圖20進一步詳細描述的。
現在再次參考圖19，操作期間，數據消息和Nav數據比特368可能是已知的。由於通常可以預期該數據消息不很快改變，因此，通過在數字比特乘法器370中把Nav數據比特368與原始測量信號334相乘，而可以從原始測量信號334消除數據比特。即使不能準確地了解整個數據消息，但是由於與正在處理的信號的比特率相比消息變化得很慢，因此可以了解或假設部分消息。可以了解和使用導航消息中的位置，例如指示後面的信息類型的標題或協議信息，即時間和數據信息的標題。僅需對數據消息有足夠多的了解，以便正確模擬抵消的多徑信號。
現在參考圖20，如果目前不了解數據比特消息，則可以通過所示的解調或任何其它便利的方式估算。例如，可在一個50bps Nav數據比特期間，在每20ms的範圍，對響應於正確PRN碼345而與載波跟蹤環路330中的正確或即時相關有關的Costas環路解調的同相或I分量372進行積分，以指示該數字比特的極性以及1或0的二進位幅度。根據圖20所示的本發明的實施例，同相或I分量372施加到20ms積分器和數位化器374，並與接收的GPSC/A碼同步。通過藉助從編碼器337中的PRN碼發生器342，或以任何其它便利方式產生的數據比特定時信號376對20ms積分器和數位化器374中的積分計時，而實現同步。
在該優選實施例中，載波跟蹤環路330中Costas環中的I和Q信號路徑中包括的積分器373(圖20中示出)已經提供至少20ms的積分，以便不需要在20ms積分器和數位化器374中進一步積分。如果由積分器373提供的積分小於20ms，則由20ms積分器和數位化器374提供一次20ms的積分時間。
20ms積分器和數位化器374的輸出呈解調數據比特378的形式。可以用許多已知的常規技術中的任何一種來解決有關C/A碼調製的1毫秒重複標誌著數據比特開始的時間不確定性。
然而，直到50bps Nav數據調製的20ms比特持續時間結束為止，不能利用由20ms積分器和數位化器374提供的該數據比特信息估算。該20ms滯後可被許多複製合成器所接受，例如複製品信號合成器338中使用的複數LMS反饋適配。對解調數據比特378的估算滯後這一問題的一種巧妙而簡單的解決方法是在一對複製品信號合成器之一中使用Nav數據比特368兩個可能值的每一個，然後在20ms周期結束時從所確定的合成器選擇該合成器的輸出，這樣會使用正確的比特值。
如圖20所示，在該方案的一種實施裝置中，把來自載波跟蹤環路330的原始測量信號334和衛星專用PRN碼343都並行施加到第一FIR 346a和第二FIR 346b。作為從原始測量信號334除去導航消息數據比特以形成設定點信號362的一種替換方法，把數據比特模2加到衛星專用PRN碼343，以便在把碼施加到第二FIR 346b前在倒相器347中表示因導航消息調製造成的可能的180°相移。
具體地講，通過把衛星專用PRN碼343直接施加到第一FIR 346a中的第一二進位移位寄存器350a來實現比特=0的預測數據比特值。第一複製品信號合成器338a包括使用複數LMS跟蹤算法339a的第一FIR 346a，以響應第一二進位移位寄存器350a在加法器348a中合成測量信號364。通過把衛星專用PRN碼343直接施加到第一二進位移位寄存器350a，來把比特=0的預測數據比特值施加到第一FIR 346a中的第一二進位移位寄存器350a。複數LMS跟蹤算法339a的輸出包括表示第一FIRE 346a前兩個時間段的加權的h1a和h2a。
通過把衛星專用PRN碼343經倒相器347施加到第二二進位移位寄存器350b，來把比特=1的預測數據比特值施加到第二FIR 346b中的第二二進位移位寄存器350b。FIR 346b使用複數LMS跟蹤算法339b以響應第二二進位移位寄存器350b而在第二FIR 346b的加法器338b中合成測量信號364b。複數LMS跟蹤算法339b的輸出包括表示第二FIR 346b前兩個時間段的加權的h1b和h2b。
為確定預測Nav數據比特調製值1或0中哪一個正確，在20ms積分時間結束，由來自20ms積分器和數位化器374的解調數據比特378與來自第一FIR 346a的h1a和h2a和來自第二FIR 346b的h1b和h2b一起把Nav數據消息調製的實際值施加到比特比較器和數據開關382。如果實際的數據比特具有比特=0的數據比特值，即無相移，比特比較器和開關382則把來自第一FIR 346a作為h1和h2施加的h1a和h2a施加到編碼器子系統337。另外，用來自第一FIR 346a的h1a至h48a替換第二FIR 346b中的h1b至h48b。然而，如果解調數據比特378表示比特=1的數據比特值，比特比較器和開關382則把來自第二FIR 346b作為h1和h2的h1b和h2b施加到編碼器子系統337。另外，用來自第二FIR 346b的h1b至h48b替換第一FIR 346a中的h1a至h48a。這樣，每隔20ms更新該系統，即使預先不知道Nav數據比特調製也是如此。
再次詳細參考圖19，更詳細地描述在編碼器子系統337中使用h1和h2。如上面指出的，這兩個值表示在接收信號的成功複製品中使用的前兩個時間周期的加權，包括多徑影響。在加法器384中組合h1和h2，以便由反正切(ArcTangent)轉換器386轉換成相位跟蹤誤差340，然後由編碼器子系統337把相位跟蹤誤差340施加到載波跟蹤環路330。
另外，在平方器(或用絕對值替換)338中對h1和h2的幅度求平方，由減法器390相減，以便產生供驅動編碼器NCO344的碼環路濾波器392使用的碼跟蹤誤差信號41。在施加到驅動PRN碼發生器342和產生估算碼相位398的編碼器344之前，通過在1540換算器中把PRN碼片速率除以1540的換算來在加法器96中與碼環路濾波器392的輸出組合，由載波跟蹤環路330產生估算載波相位379並可用於動態相加，特別是供諸如汽車之類的活動平臺使用。
在常規GPS數據處理器，例如圖19中所示的處理器29中使用估算載波相位379和估算碼相位398，以得到所需的位置信息。
現在再次參考圖19中的數據比特乘法器370，從原始測量信號334除去導航數據比特調製以形成設定點信號362的一個好處與不知道Nav數據調製時需要複製二進位移位寄存器350有關。一種替換方案是，通過例如適當地倒相施加到FIR 346的衛星專用PRN碼343而把導航數據比特調製加到測量信號364。也就是說，當必須測試導航消息兩個可能的數據比特調製值時，如圖19所示，從FIR 346的數據比特乘法器370中的(FIR)濾波器346除去Nav數據比特368，允許複製由一個單一二進位移位寄存器350驅動的並行FIR 346。該結構將在下面的圖21中給出。
然而，如圖20中所示，當測試在通過倒相一對FIR 346中的一個而產生兩個可能的導航消息比特的結構中的導航消息數據時，需要重複的二進位移位寄存器350a和350b。因此，在施加到FIR 346之前對導航消息的去除提供了由二進位移位寄存器350b減少並行系統中部件數量的優點。
現在參考圖21，接收信號的數位化版本328施加到載波跟蹤環路330，以由相位旋轉器336進行相位旋轉而形成原始測量信號334，原始測量信號334被數據比特乘法器以與圖19中的相同方式除去Nav數據比特368。然後，將原始測量信號334施加到第一複製品信號合成器338a，以表示比特=0的Nav數據比特調製。所得到的設定點信號362表示比特=1的Nav數據比特調製，以便施加到第二複製品信號合成器338b。應注意的重要一點是與圖20所示的結構相反，第一FIR 346a和第二FIR 346b都由一個單一的二進位移位寄存器350驅動，二進位移位寄存器350的輸出並行施加到兩個濾波器。複數LMS跟蹤算法339a經二進位移位寄存器350接收即時碼信號衛星專用PRN碼343，並把正確PRN碼345施加到載波跟蹤環路330。
誤差跟蹤環路的剩餘輸出是來自第一FIR 346a的h1a和h2a以及來自第二FIR 346b的h1b和h2b，這些輸出與來自比特比較器和開關382中的20ms積分器和數位化器374的解調數據比特378比較，以確定將哪一個濾波器的輸出作為h1和h2施加到編碼器子系統37。因此，除了從原始測量信號334除去Nav數據比特調製而不是將其加到衛星專用PRN碼343之外，圖21的實施例的操作與圖20的非常相象。正如上面所指出和從圖21所表現的，該結構的有益結果之一是使用一個單一的二進位移位寄存器350，而不是象圖20所示的結構那樣需要第一二進位移位寄存器350a和第二二進位移位寄存器350b。
現在參考圖19-21中所示實施例的操作，使用從可能包括許多多徑誤差的接收信號得到的Nav數據比特調製不會明顯惡化典型接收機的操作。具體地講，可以假設典型接收機例如在38dB-Hz的信號電平、在50bps數據速率的導航數據比特下Eb/N0=21dB的狀態下工作，其中Eb表示每比特的能量，N0表示每赫茲的瓦數。比特誤差率在近似Eb/N0=7dB時為10-3。因此，如通過模擬所檢驗的，在未向數據比特估算明顯引入誤差的情況下，多徑可能嚴重惡化正確的相關。換句話說，相對大幅度的信號和其在幅度上的誤差率以及導航數據比特的估算意味著導航數據比特中的多徑誤差不會明顯影響接收機信號的處理。
為了對本發明的消除方案的操作進行數學分析，可將具有K個多徑分量的接收信號建模為s(t)=b(t)k=0KkejkPN(t-k)=b(t)k=0KkPN(t-k)---(1)]]>對載波使用幅度和相位的複數表達式。對於每個多徑分量，τ是PRN碼片中的延遲，a是幅度，Φ是載波相位。為了數學上的方便，幅度和相位可組合成一個複數值α。直接分量對應於α0，其到達時間和相位是為導航目的所希望的測量值。由於PRN碼不與更長的多徑延遲相關，只有延遲小於大約一個PRN碼片的多徑分量與等式(1)有關。
把已知的PRN碼帶入圖19所示的二進位移位寄存器，合成一般估算為est(t)=m=1MhmPN(t--mT)---------(2)]]>其中T表示PRN中設計的時間間隔，hm值是將要確定的複數值。hm與mT的對應曲線是接收機中的多徑輪廓估算，理想情況下與實際輪廓匹配。hm值可稱為「抽頭加權」，T是抽頭間隔。圖19的移位寄存器在每個T時間移位。
為了準確模擬被多徑失真的輸入信號，需要使等式(2)中的τ近似於等式(1)中的τ0。接收機處理調節τ、和hm值，以使下面等式(3)的均方值最小ε=be(t)[s(t)+n(t)]-est(t)(3)其中be(t)是數據比特的估算值。正如上面所討論的，可有效地去除數據比特。然後，採用熟知的複數LMS算法作為調節hm的直接方案，以使加權和的均方誤差與所希望結果相比最小。在等式(3)中，s(t)是所希望的結果，ε是複數誤差。應用於本發明任務的複數LMS算法由反饋適配描述Δhm=gPN*(t-mT)ε(4)其中調節每個hm值以使均方誤差最小。增益常數g設定適配的時間常數。小的g降低噪聲造成的誤差並確保反饋環路的穩定性。等式(4)表示復共扼通常利用PRN碼，但在本發明的應用中不需要，其中PRN(t)是實數(±1值)。
當按常規通過計算前期和後期相關功率(延遲鎖定跟蹤)的差分或通過形成前期-後期相關與正確相關之間的標量積跟蹤接收機時(標量積跟蹤)，可通過確定hm最早的有效值來估算τ的值。該方案把多徑輪廓估算值的計算視為對常規PRN跟蹤提供的校正。
現在描述根據本發明估算α的一種替換和優選方案。首先，假設不存在多徑分量，而僅有直接分量。理想情況下，在多徑輪廓估算值中只有一個hm不是零；然而，由於有限接收機帶寬的影響，多徑輪廓估算值實際具有一個非零寬度。然後，通過計算兩個相鄰hm值的差值可獲得用於調節τ的恢復力，例如跟蹤恢復力=｜h1｜2-｜h2｜2(5)事實上，通過正向跟蹤一個跟蹤空位的方法來調節τ，以使直接分量落在多徑輪廓估算值最早的兩個相鄰抽頭的中間。(應指出，最好是把等式(5)中使用的兩個相鄰抽頭移到多徑輪廓估算中稍後的位置)。然後，可閉合τ的跟蹤環路以迫使等式(5)的恢復力跟蹤空位。
現在假設突然出現多徑分量。估算多徑輪廓的LMS反饋適配使m＞2的hm的其它值發展成非零值，但在理想情況下，h1和h2不起作用。因此，理想情況下，τ被連續跟蹤而無明顯誤差。
當如上所述地跟蹤τ時，在h1和h2的複數值中包含直接分量的載波相位。由於直接分量落在這兩個抽頭之間，由h1+h2的相位給出載波相位的估算值。理想情況下，當突然出現多徑分量時，僅輕微影響直接分量的載波相位的估算值。
在車輛動態運行期間，能夠跟蹤載波跟蹤的實際關係。為此，圖19示出通常的正確相關，以產生用於計算動態特性的標準Costas環路跟蹤的誤差的I和Q分量。從Costas誤差減去從直接分量的h1和h2確定的載波相位，這樣，Costas環路跟蹤直接分量的估算相位。
在除以1540的換算器394中，用1540換算估算載波相位，表示載波頻率與PRN碼片速率的比率，並帶入編碼器NCO344的碼跟蹤，以便從編碼環路中消除動態特性的影響。
現在參考圖22，示出本發明一個替換實施例的操作，其中檢測和校正延遲大於約1.5C/A碼片的多徑誤差。這種校正長延遲、無幹擾多徑信號誤差(即延遲大於約1.5碼片)的技術可與短延遲、構成或破壞幹擾多徑信號誤差(即延遲小於約1.5碼片)，例如圖17至18和圖19-21中所示的那些技術組合使用，或可單獨使用。
在城市環境，或在有明顯可能的信號阻礙和反射物體的任何其它環境中，GPS和其它擴頻接收機時常鎖定和跟蹤反射的或多徑信號。雖然可在阻礙來自發射機的直接路徑信號時開始跟蹤多徑信號，但即使以後得到直接路徑信號，多徑信號的跟蹤將經常繼續，因而丟失可能有價值的導航信息。
由於衛星的運動，隨著輸入信號角度的改變，例如作為來自與發射機相鄰的黑瀝青停車場的反射結果，多徑問題也可能出現在為差分GPS發射機選擇的地點。
如果此後可得到直接路徑信號，則有助於迫使接收機鎖定直接路徑信號並忽略已跟蹤的反射信號。這樣，必須便於相互區別直接路徑和多徑反射信號。根據圖22描繪的實施例的操作，可用來跟蹤每顆衛星的輸入信號以便提供快速重新捕獲的大於常規數量的相關器有助於用來驗證被跟蹤的信號事實上是直接信號而不是稍後到達的多徑信號。如果檢測到未被跟蹤的直接路徑信號，或甚至是較短路徑的多徑反射信號，則該跟蹤立即轉向更好的信號。
在衛星跟蹤期間，除了執行前期、即時和後期相關以保持跟蹤精度外，本發明利用多個行進的早期相關來檢測比當前作為即時信號正被跟蹤的信號早得多的衛星信號的出現。在檢測到早期信號時，假設其為更有價值的信號，例如直接路徑信號或至少是較短路徑的多徑反射信號，特別是在早期相關的幅度大於正在被跟蹤的信號的即時相關的幅度時。當檢測到更早的、更有價值的信號時，調節碼延遲或碼相位，以便跟蹤早期信號作為新的即時相關信號。已發現涉及到反射路徑信號朝向或離開直接路徑信號漂移的變化速度的有關現象。例如，在位於黑瀝青停車場上的接收機中，反射路徑信號比直接路徑信號更晚，但延遲不是常數。隨著從衛星接收的信號的入射角度的改變，延遲也改變。延遲改變的速度，即行進速度提供了有關反射物的許多信息，包括諸如其角度和距離之類的物理量。
除為其它目的使用該信息外，行進速度在直接和反射路徑幅度的差異不能用來區分直接和反射信號的那些情況中會有幫助。也就是說，反射路徑信號將在接收到所希望信號時改變，並且還以可區分直接路徑信號的方式改變。即使仍不知道到達的準確時間，可從星曆表了解到希望的、直接路徑信號的許多特性。反射信號的行進速度不同於從由衛星移動造成的直接路徑信號的期望的行進速度，並因此可用於識別直接路徑信號。在某些情況下，特別是在諸如差分GPS發射站之類的固定位置的情況下，接收機可校準已知的反射物，例如上面描述的黑瀝青停車場。
在其它情況下，例如在存在反射物和直接路徑迅速變化的城市環境中的移動車輛可能被堵塞數次的情況，可根據行進速度，或許通過分開跟蹤反射路徑信號，校正來自強多徑信號的信息，以便可以在堵塞直接路徑時通過跟蹤中間的反射路徑來改善直接路徑信號的「盲區推算」或模擬。
如圖22所示和如前面相對於圖11所述，在操作中，都卜勒旋轉每個11個1/2碼片樣值或段，以便為每個被跟蹤的SV提供衛星專用樣值。此時，首先用帶有專用於該SV的都卜勒旋轉為SV1在SatTRAK信道38中處理段#1，然後，通過在每個信道中都卜勒旋轉每個SV的段而在SatTRAK信道40、42和44中為SV2-4(等等全部11個SV)處理。然後，由22個衛星專用碼延遲的每一個延遲段#1的每個都卜勒旋轉版本，以確定該SV的22個延遲理論值中每一個的相關幅度。
此後，以相同方式處理每ms的碼重複周期中剩餘185段中每一個的11個1/2碼片樣值。在SV相關幅度的矩陣中累積12個SV中每一個的每個延遲的相關結果為一個函數抽頭(function tap)數量或延遲。例如，圖22在時間T0的行1中，示出SatTRAK信道38中來自SV#1的信號相關的相關幅度的累積。在任意標尺上表示這些幅度。使用表示相關結果的功率的幅度而不是可在跟蹤模式中使用的單個I和Q正交相位信號是很方便的。此後，I和Q相關結果可根據常規轉換公式轉換成功率，在該轉換公式中功率是I和Q的平方或功率測量之和的平方根，並可在每個信道中實現峰值檢測。下面相對於圖23描述一種替換方法，其中已經包括功率轉換和峰值檢測的快速重新捕獲信道可用作間隔的碼相位檢驗信道。
在兩種情況下，一般都是調節即時相關延遲，以便在抽頭列#2(或在諸如延遲線中心之類的某些其它固定位置)中累積即時相關的結果。
在所示的SV#1的實例中，在列#1中累積前期相關，給出表示1ms期間C/A整個重複的186段的幅度為4。如列#2和#3中所示的即時和後期相關累積的幅度分別為8和4。同樣，行R2,R3和R4的列1、2和3中示出SatTRAK信道40、42和44中前期、即時和後期相關的累積幅度，SV#2的幅度為6、12和6；SV#3的幅度為4、8和4；SV#4的幅度為2、4和2。為了說明目的，在以幅度為2、4和2的列#17為中心的SatTRAK信道38中指示來自SV#1的信號的多徑反射，同時在SatTRAK信道44中指示來自SV#4的多徑信號。
在分別通過1、2和3的延遲或抽頭加權執行前期、即時和後期相關的結構中，在跟蹤模式期間，抽頭加權大於3的剩餘相關可能過剩。為可節省電池能量或增加多路復用速度，可以斷開這些相關。
根據本發明，還以約20、21和22的抽頭加權以最大延遲處理前期、即時和後期相關。在行1，時間t1，由在列#21執行的即時相關表示SatTRAK信道38中SV#1的相關幅度。如圖所示，如果即時相關已被鎖定到多徑反射的誤差，則SatTRAK信道38會偶然跟蹤多徑反射而不是所希望的直接路徑信號。如果看得見，則直接路徑信號將沿較短路徑並因此在更早的時間，即更早的抽頭或延遲數到達接收機。作為一個實例，幅度為6、12和6所示的列6、7和8中的SatTRAK信道38中為SV#1累積的相關幅度表明在與抽頭或延遲#7對應的時間出現直接路徑信號。如圖17所示，期望諸如直接路徑相關函數226之類的直接路徑信號的相關形狀為等邊三角形。
當分析SatTRAK信道38中的累積幅度時，檢測到在抽頭#7的直接路徑信號，並且此後在該時間進行正確的即時相關。這可以通過移位抽頭的延遲以便在此後在抽頭#21出現與抽頭#7關聯的延遲來實現。此後，如果當前選擇的即時延遲不準確，則針對抽頭加權#1至#19出現和累積的任何其它更早的信號可以再次被用來尋找和檢測直接路徑信號。同樣，在時間t1處的行2-4示出SV#2、#3和#4的即時和後期相關累積。
對於SatTRAK信道38，在抽頭#7而不是在抽頭#21檢測直接信號路徑表明多徑信號路徑長度比直接路徑長15個1/2碼片或長約21/2英裡，假設6個1/2碼片代表一英裡。
根據本發明的另一方面，可以有助於連續跟蹤多徑信號，以便當多徑信號路徑長度僅比直接徑長(或少)1.5個1/2碼片時獲得多徑幹擾校正的附加信息。同樣，跟蹤多徑信號可能有助於在直接路徑信號被臨時遮擋時模擬直接路徑信號。具體地講，直接路徑信號的遮擋可能導致鎖定多徑信號，以便當檢測到更早的直接路徑時有理由假設直接路徑信號以後會被再次遮擋。
具體地講，如在t2處的行1中的SatTRAK信道38所示，可以在檢測的抽頭#7保持直接路徑信號並監測多徑反射的進程。在短期運行中，因車輛運動造成的路徑長度的改變明顯大於因衛星運動造成的路徑長度改變。然而，在任何一種情況下，如果多徑信號的路徑長度相對直接路徑長度增加，則多徑信號很可能不會造成附加跟蹤難度。然而，如果路徑長度的差值減小，則多徑信號的相關幅度很可能增加。
在時間t2，多徑信號的路徑長度已減小到比直接路徑的路徑長度長約2英裡，以便從直接路徑相關的對應幅度而在列中將多徑相關累積約12個1/2碼片延遲。為了跟蹤同一個22抽頭延遲線內的多徑和直接路徑信號，必須在抽頭2和10之間相關直接路徑信號。在所示的實例中，直接路徑保持在抽頭#7，以便可在抽頭#19跟蹤多徑信號。
在稍後的表示為時間t3的時間，多徑信號的附加路徑長度已減小到僅由9個1/2碼片延遲表示的約1.5英裡。當路徑長度差小於或等於抽頭數的一半時，可方便地將直接路徑信號的即時相關重新定位在該行的中點，即抽頭#11。然後在抽頭#20累積差分路徑長度約為9個1/2碼片延遲的多徑信號。
在再往後表示為時間t4的時間，路徑長度差已減小到約6個1/2延遲並因此在抽頭#17累積多徑信號相關。作為一個實例，最強的多徑相關的幅度表示為10，在路徑長度差更大的情況下，幅度有明顯增加。該增加與當包含GPS接收機的車輛向諸如建築或山之類的多徑反射物移動時出現的多徑反射的變化一致。
同樣，在更往後的時間t5，路徑長度差已減小到約半英裡，以便在抽頭#13、#14和15累積多徑信號相關幅度。在該階段，多徑相關處在從在抽頭#10、#11和#12累積的直接路徑相關起約1.5個1/2碼片延遲內。如上面相對於圖17指出的，當路徑長度差在約1.5個1/2碼片延遲內時，相關結果可構成或去除幹擾，使其更難準確地跟蹤直接路徑信號。
然而，正如可從圖22的檢驗所看到的，路徑長度差的漸進變化可作為時間函數的模型。雖然所示為略呈線性的漸進，實際的漸進可依據反射物的位置和類型以及相對路徑和接收機的方向變化而採取任何形式，可對所有這些進行模擬，以便在幹擾直接路徑信號期間提供相對準確的多徑信號模型。然後可從直接路徑相關減去為多徑信號模擬的相關結果，否則對其進行補償，以便更準確地跟蹤直接路徑。
另外，如圖17所示，為了跟蹤目的，可在直接路徑的校正或補償中考慮由多徑幹擾造成的失真相關的形狀。
此外，現在具體參考時間t6，在路徑長度差已達到最小之後(如果車輛接近反射物，可隨著多徑信號的消失為零)，多徑路徑長度差可能開始再度增加。在如上所述減小路徑長度差時跟蹤多徑信號，以便補償多徑幹擾可能是有利的。另外，跟蹤多徑相關，或至少是具有最大信號幅度的多徑信號是有利的，無論該路徑長度差或增加或減小，以便在遮擋期間模擬直接路徑信號。
在時間t6，路徑長度差增加到約1英裡，但直接路徑信號已被環境，即被建築物、樹葉、小山或類似物體遮蔽。如果可得到的話，通過跟蹤主要多徑信號的進程，包括路徑長度差漸進方向的變化，可以在直接路徑信號被遮蔽期間，在短時間，或不太短的時間內保持直接路徑的準確模型。可以用任何便利的方式，例如作出建模的相關結果的矩陣來保持直接路徑信號的模型。
現在參考圖23。可以用不同方式構成上面描述的碼校驗函數，以利用上面相對於圖3討論的快速重新捕獲實施例的某些函數的優點。在本發明的一個實施例中，每個衛星跟蹤信道可以在22個抽頭延遲的每一個執行來自一顆衛星的I和Q信號的正交相關以跟蹤該SV的衛星跟蹤模式，或在確定在22個抽頭延遲中每一個的相關功率並以與重新捕獲期間使用的相同方式選擇峰值功率的快速重新捕獲模式中工作。
在目前正在考慮的快速重新捕獲模式的特定實施例中，立即測量每個抽頭的相關功率。在該結構中，對碼相位校驗使用分開的獨立信道是有利的。
在圖23所示的特定實施例中，段#1施加到包括SatTRAK信道38、40、42和44等等的多個衛星跟蹤信道，用於跟蹤SV1至11。以相同方式順序處理段#2至#186。
在上面圖11中作為用於跟蹤SV12的SatTRAK信道而示出的碼相位校驗SatTRAK信道300在快速重新捕獲模式中而不是在跟蹤模式中使用，以依次校驗每個SV的碼相位。上面描述了校驗碼相位的任務並引用來搜索沿比正在跟蹤的信號的路徑短的路徑接收的直接路徑信號。
在操作中，第一ms期間，在碼相位校驗SatTRAK信道300中用調節的碼相位依次處理段#1的11個1/2半比特樣值，以便在較大的延遲之一，例如在抽頭#22相關當前跟蹤的衛星信號的即時相關。在抽頭#1至#21測試的延遲理論值是在抽頭#21的常規前期相關，並且行進的更早的時間從抽頭#21回到抽頭#1。
作為一個實例，可以在SatTRAK信道38中偶然跟蹤來自SV#1的多徑信號。在SatTRAK信道38中，調節SatTRAK信道38中22個抽頭的碼相位延遲以便在抽頭#2出現即時相關。在1ms時間周期，C/A碼的全部1023比特序列的重複周期，碼相位校驗SatTRAK信道300將用來校驗無早期的、可能的直接路徑信號。
在操作中，調節碼相位校驗SatTRAK信道300的碼相位，以便跟蹤信號的峰值，在該實例中，在抽頭#22中跟蹤多徑信號231的峰值。如圖23所示，在累積186段之後，在抽頭#22累積表示多徑信號231峰值的幅度為4m的相關功率，並且給出半功率點在抽頭#21的幅度為2。另外，在抽頭#4累積直接信號的峰值230的幅度為6，同時分別在抽頭3和5給出前期和後期相關功率的半功率點的幅度為3。
在下一個10ms時間周期期間，測試剩餘SV2至11中每一個在每個抽頭的相關結果的功率。對於每個SV，選擇最早的峰值作為直接路徑信號，並據此調節該SV的碼相位。然後重複該處理。
正如上面相對圖22所指出的，跟蹤多徑反射信號以便在差分路徑延遲為約1 5個1/2碼片或更低的量級時使幹擾最低或繼續跟蹤被臨時遮擋的直接路徑信號是有利的。這些任務同樣便於在碼相位校驗SatTRAK信道300中完成，每ms一個SV。
現在參考圖24，示出圖2描繪的GPS汽車導航系統一個替換實施例的方框圖，用於在降低衛星可見度期間改善導航。
如上面所指出的，GPS接收機最好通過在整個可視天空分布的最少3或4顆衛星工作，以便確定或至少估算四個需要的未知量，通常包括提供三個直角坐標以定位用戶的xuser、yuser和zuser以及提供所需衛星時間的tuser。在圖24所示的實施例中，四個未知量被規定為auser、cuser、zuser和tuser。三個直角用戶坐標是依據沿當前識別的方位或線路的距離定位用戶的auser，依據從當前識別的方位或線路起用戶的橫跨線路距離定位用戶的cuser，和通常依據海平面以上或以下的垂直距離表示用戶高度的zuser。
如圖24所描繪的，GPS汽車導航系統400在ASIC 102中處理在衛星接收機部分36中從GPS天線28接收的衛星信號，以便在諸如SatTRAK信道38、40、42和44之類的衛星專用跟蹤信道中跟蹤所有當前可視衛星，其輸出施加到SatProcessor 46。然後在產生四個未知量，例如內部時鐘模型54、高度估算56、cest404和aest406的導航處理器402中產生導航解。即使在看到多於一顆衛星時已發現使用cest404和aest406有利。
GPS汽車系統模模塊26還從例如線路資料庫52獲得與汽車10當前、以及預期的將來的物理環境有關的數據，該線路資料庫52包括有關道路形狀和道路之間的轉彎，以及實際或估算的道路寬度的路由信息。如果沒得到其它信息，可將估算的道路寬度簡化為表示象兩條車道的城市街道或公路的寬度這樣的普通道路寬度的預設值。
當觀測到來自適當幾何形狀的4顆衛星的信號時，可以求出所有4個未知位置信息的解。當僅可得到來自3顆可視衛星的信號進行適當的處理時，可用從通常被稱為處理的高度保持狀態的海拔估算或預設值得出的zest56的解來代替zuser的解。海拔變化在地面導航中出現得相對較慢，以致高度保持期間位置精度的降低通常是可以接受的。
當僅可得到來自2顆適當的衛星的信號時，用可從道路資料庫52得到的或否則在已在這裡被稱為處理的交叉軌道保持模式下估算的cest來代替cuser位置信息。最大物理交叉軌道距離，即道路寬度，通常小於當前GPS系統可採用的位置精度，因此從交叉軌道保持得到的任何位置信息惡化通常是可接受的，只要車輛沿已知的軌道或方向行進便可。
現在參考圖25A，如果使用來自路由資料庫52或其它來源的道路數據，則預測軌道408可代表實際的道路409，該圖示出例如從點410在第一方向向轉彎412延伸，在轉彎412後，實際道路409，以及預測軌道408向右轉過約30°。做出轉彎意向時，例如退出公路時出現類似情況。
現在參考圖25B，如果不使用詳細的道路或軌道數據，可簡單地將對預測軌道408的預設估算值作為當前的方位。也就是說，只要包括GPS汽車導航系統400的車輛沿實際道路409，從點410向轉彎412行進，則預測軌道408跟隨實際道路409，並且不發生交叉軌道的誤差。然而，在轉彎412之後，如果僅從點410和轉彎412之間的車輛方向估算預測軌道408，則預測軌道408將繼續沿相同的原始方向，而實際的道路409向右轉。
在圖25A所示的情況下，可成功地使用交叉軌道保持，在轉彎412之前和之後沒有明顯的精度降低。然而，在圖25B所示的情況下，轉彎412之後，不知道實際道路409的實際路徑並且僅通過以前的車輛方位來估算，因此可能發生明顯的交叉軌道誤差。具體地講，交叉軌道誤差在轉彎412處為零，但當車輛沿實際道路409到達點416時增加到交叉軌道誤差距離414。此後，當GPS汽車導航系統400在實際道路409上到達點420時，交叉軌道誤差達到交叉軌道誤差距離418。
一種在圖25B描繪的情況中(其中僅從當前方位估算預測軌道408)有效地繼續使用交叉軌道保持的方法是利用圖2所示的轉彎檢測器66，以檢測轉彎的出現。可以結合轉彎比較器68和道路資料庫52使用轉彎檢測指示，以便把預測軌道408校正或更新到對應於實際道路409的實際路徑，或通過利用轉彎後的當前方位而僅需要預測軌道408的重新估算值。同樣，不太希望但更簡單的方法是使用定時器422，以便從當前方位定期重新估算預測軌道408。
圖24中示出一種更好替換方法，其中可用穩態檢測器424替換或附加到轉彎檢測器66使用。穩態檢測器424可以是簡單類型的轉彎檢測器，例如磁羅盤，或諸如慣性導航系統之類更先進的設備。在任何情況下，穩態檢測器424起到指示車輛不再保持穩定狀態，即不再跟隨直線或繼續沿平滑曲線的作用。穩態檢測器424的輸出施加到NavProcessor 402，以指示預測軌道408因車輛已改變方向而不再準確。
根據本發明的優選實施例，在穩態檢測器424指示交叉軌道保持期間已經發生從穩定狀態的改變時，如果多於一個衛星信號在視野中，NavProcessor 402從交叉軌道保持自動切換到時鐘保持。換句話說，在指示可能存在交叉軌道誤差時，在更新交叉軌道估算值的簡短周期期間保持當前的時鐘估算值。
可維持時鐘保持而不明顯降低位置精度期間的時間長度是GPS汽車導航系統400中使用的實時時鐘精度、或漂移的函數。該精度可以預測並且能夠足夠良好地使用至少相當於約30至60秒量級的周期。增加維持時鐘保持而沒有不可接受的位置惡化期間的時間長度的第一步是保留實時時鐘誤差的模型。
實時時鐘誤差模型426起到監測圖12所示的實時時鐘428的漂移的作用。與從衛星確定的實際時間相比，確定時鐘漂移作為時間的函數，以便可以預測進一步的漂移。對該漂移產生影響的某些因素是線性的和可預測的，以便可以準確地模擬時鐘漂移的某些部分並調節時鐘以補償該漂移。對時鐘漂移產生影響的其它因素是不可預測的，也就是說，與衛星時間相比，即使在校正了可檢測到的時鐘誤差之後，實時時鐘428的精度可能僅改善到某一量級。從隨機和不可預測的因素得到的時鐘模型的不準確性確定了在可接受的精度降低量級的情況下可使用時鐘保持的時間長度。
然後，實時時鐘誤差模型426可用來設定可使用時鐘保持的周期長度，以便可釋放交叉軌道保持，並使交叉軌道誤差最小或將其消除。在操作中，實時時鐘誤差模型426監測實時時鐘428以確定不可預測，即不可校正的時鐘漂移的量級，同時SatProcessor46響應來自GPS衛星的信號來校正實時時鐘428。此後，當僅有兩個可視衛星時，建立交叉軌道保持模式，穩態檢測器424監測車輛的行進，以確定何時轉彎或由來自穩定狀態的變化指示的其它平穩變化。
此後，釋放交叉軌道保持並建立時鐘保持，以校正任何交叉軌道誤差。此後，根據定時器422，釋放時鐘保持並重新建立交叉軌道保持。然後維持交叉軌道保持，同時僅能看到兩顆具有可使用信號的衛星，直到下一次穩態檢測器424指示可能存在明顯的交叉軌道誤差。另一方面，在長交叉軌道保持周期期間，可根據定時器422定期使用時鐘保持，以減小任何累積交叉軌道誤差。這樣，通過在象交叉軌道和時鐘保持這樣的兩個保持狀態之間循環，可從來自兩顆衛星的信號獲得最好的可能的導航解。根據來自保持或模擬值的不可接受偏差的指示或預測，限定每個保持狀態中的時間。
在大地導航最典型的操作條件中，道路、水路或航線的寬度和穩態運動的似然性都對時鐘保持範圍內交叉軌道保持的選擇機會產生影響，特別是用於當前可利用的用於GPS接收機的實時時鐘中的漂移誤差。交叉軌道和時鐘保持之間的定期循環為兩顆可視的衛星提供了最準確和可靠的導航解。如果第二顆衛星也變得不能利用，以致僅可使用來自剩下的唯一一顆衛星的信號，則時鐘保持可與唯一衛星導航的交叉軌道保持結合使用。
現在再次參考圖12，功耗是許多地面擴頻接收機，包括GPS接收機，特別是電池供電的接收機的關鍵問題。許多電池供電的接收機將在因接收機造成的電池漏電極小，和/或象在車輛等可以方便地再充電的環境中使用。為方便起見，在此被稱為手持單元的許多其它電池供電的接收機必須僅依靠其電池供電，並通通常過對電池充電或更換電池重新供電。這種類型的裝置的使用特性使得合理地延長電池壽命很重要。
常規裝置可以降低功率，即斷電，以使電池漏電最小。然而，經常不能滿足加電和提供合理導航解所需的時間。例如，在常規接收機剛剛降低功率後提高功率時，可能很容易重新捕獲其先面跟蹤的衛星，但這種重新捕獲花費至少2至3秒。該時間滯後太長，以致在位置固定的大多數應用之間不允許降低功率。在車輛中，用戶不希望在請求接收機的定位後等待數秒提供更新的導航解。
此外，如果一個接收機降低功率已經超過幾秒鐘，則累積時間誤差經常導致需要搜索，以便鎖定衛星信號，除非提供高質量(因此而較昂貴)實時時鐘，或其它準確的時間信息源。如果接收機已有片刻未增加功率，則衛星信號搜索可能要佔用15分鐘。
然而，根據本發明，已採用了節能技術，以允許電池供電的、手持或類似的接收機以最小的電池能量需求工作，並在單元增加功率時或請求定位時提供瞬間，或至少是可察覺的瞬間的定位和導航解。術語「瞬間」，或「可察覺的瞬間」是指在啟動該單元的時間和用戶接收定位的時間之間的四分之一秒到半秒量級的相對短的延遲時間，以使用戶感覺不到響應時間延遲。
有兩種主要的節省電池的工作模式，按鍵固定或睡眠模式和減小功率連續導航模式。
在按鍵固定模式中，當需要導航解或定位時，用戶按動單元上的按鈕，並在重新捕獲和提供導航解所需的時間不煩擾用戶的足夠短的時間顯示定位。因此，當啟動按鍵固定控制模式時，按鍵固定模式可提供可感覺到瞬間的導航解。在剩餘時間，接收機在使用最小功率的睡眠模式工作。然而，在睡眠模式期間，已經模擬了有效的時鐘誤差以自動執行時鐘精度保持，從而保持不能預測的時鐘誤差低於預定幅度，以便可重新激勵接收機以最小的功耗進行時鐘保持。
在減小功率連續工作模式中，提供一個可感覺的恆定的更新導航解。接收機系統的大部分能量使用部分在每秒鐘的許多時段未被供電。例如，如下所述，本發明可以在接收機的全部工作僅在每秒鐘使用200毫秒的模式工作，節省約80％的電池能量，否則這部分能量會在每秒鐘的剩餘800毫秒期間使用。
如圖12所示，GPS接收機系統200可以分成幾個主要的子系統，例如包括RF處理子系統214，該子系統包括天線輸入和RF信號預處理濾波和前置放大級，一個IF濾波器以及用於精確時鐘或計數器的晶體振蕩器，以及基於ASIC GSP1 202和數字部分的信號處理級；數字部分430包括用數據和地址總線210和212互聯的諸如SRAM 206、ROM 208和CPU 101之類的數字計算機設備，以及一個實時時鐘428。
根據本發明，RF處理子系統214和ASIC GSP1 202的功率在大部分時間降低到所謂的睡眠模式，同時保持對數字部分430供電以保持實時時鐘428的工作。在許多系統中，最好是使晶體224在「斷電」或睡眠狀態期間處在準備工作的狀態，例如，在溫控環境下保持其溫暖。
在按鍵固定模式，可允許功率降低的持續時間或睡眠狀態期間的「斷電」時間，即時鐘精確保持工作之間的時間間隔取決於不可預測，或不能模擬的實時時鐘428的漂移量級。在一種典型應用中，實時時鐘428中使用的晶體是一種相對便宜的晶體，相當於個人計算機中使用的晶體質量等級。這種晶體可提供30微秒或更好的時間解析度，並且可將保持時間模擬到或許是50秒中的半毫秒內。
為了在按鍵固定工作模式中使睡眠或「斷電」時間最大，相對於RF處理子系統214中的晶體224提供的更準確的時基和/或來自衛星的信號，測量和模擬實時時鐘428的漂移。可以方便地模擬實時時鐘428的時鐘誤差，以便可以確定實時時鐘428中出現不可預測的變化期間所經過的時間。該模擬可通過估算事先完成，或根據本發明的優選實施例在操作期間連續確定，以便使用實時時鐘428的完整精度。
如果確定實時時鐘428以可預測的方式漂移，則通常可由數字部分430補償漂移而更新實時時鐘428。可延長更新周期，以使不可預測(因此而不可模擬)的誤差不超過預定量，例如半毫秒。也就是說，如果選擇最大可允許誤差為半毫秒，最大關閉時間的確定周期則取決於在不可預測方式中時鐘漂移半毫秒會佔用多長時間。
在睡眠模式，在斷電時間結束時，CPU101使重新向RF處理子系統214和ASIC GSP1 202加電。RF處理子系統214嘗試繼續跟蹤和/或重新捕獲所選擇的衛星。所選擇的衛星最好是具有從以前的「通電」時間確定的最強，或最有用的信號的衛星。選擇「斷電」時間，以使來自所選擇衛星的信號在已知的時間偏差內並由此很容易重新捕獲。
根據本發明的一個優選實施例，在每毫秒期間，即C/A碼的每個重複期間，可執行、累積和完成約240個相關。這240個相關分別代表二分之一時間碼片。如果時鐘誤差小於相當於偽距中正或負10英裡等級的約正或負60個碼片，在第一毫秒期間進行跟蹤。也就是說，立即採集有用的信號。具體地講，如果時鐘誤差在正或負120個半碼片內，事實上240個相關之一將是即時相關。在第一毫秒結束時，可按常用方式使用來自即時相關的數據，以跟蹤所選擇的衛星，並由此確定時鐘誤差。因此，在時鐘保持操作的第一毫秒結束時，可校正時鐘誤差，並重新確定到「最好」或所選擇的衛星的偽距。
在下一個和後續的1ms期間，由於已校正了實時時鐘428中的誤差，可以恢復餘下可看到的其它衛星的全部或至少大部分衛星的正常跟蹤。
這樣，至少是按時鐘的實際漂移所要求的那樣經常自動進行時鐘維護，以便可以控制恢復跟蹤所需的操作時間的長度。通常可以以實時時鐘428的質量為函數來控制「斷電」時間的持續時間。對於任何特定的時鐘誤差量級，可由所使用的相關數量部分地控制跟蹤恢復所需的功率量。隨著所使用的相關越多，所消耗的能量越多，但可採用更長的「斷電」時間。
在目前的優選實施例中，已經確定實時時鐘428的適當質量等級的時鐘晶體，適合採用50秒的斷電時間。如上所述，可通過在接收機運行工作期間模擬的時鐘誤差來確定斷電時間的準確長度。在50秒「斷電」時間結束時，增加GPS接收機系統200的功率，並且在第一毫秒期間可至少立即恢復跟蹤第一衛星，此後跟蹤所有可利用的衛星。如果根據時鐘精度維護的需要來增加GPS接收機系統200的功率，則不需要進一步跟蹤，並且只要通過跟蹤第一衛星來校正時鐘誤差就可恢復「斷電」或電池能量節省狀態。
如果為了時鐘精度維護而在第一毫秒期間不恢復對所選擇衛星的衛星跟蹤，則由於可用每個傳送(pass)的240個延遲的約9個傳送來測試所有1023個可能的延遲理論值，因此，重新捕獲最佳衛星所需的總計時間通常不小於9毫秒。
除了時鐘誤差維護外，如果需要導航解，則在時鐘維護操作之後，GPS接收機系統200的正常工作可以持續所要求的長度以得到導航解。
在操作中，正常衛星跟蹤之後，可以建立按鍵固定操作，並且接收機在由時鐘誤差模擬確定的周期進入睡眠模式，以使時鐘將精度保持在固定量內，比如說半毫秒。在所確定的睡眠模式周期結束時，進行時鐘維護，其中將接收機喚醒足夠長的時間以校正實時時鐘428。此後，恢復睡眠模式。
在接收到對導航解的按鍵固定請求時，進行時鐘維護操作，以校正實時時鐘428，然後針對被跟蹤的所有衛星恢復正常跟蹤。此後以常用的方式確定導航解並恢復睡眠模式。
在降低能量、連續操作模式中，睡眠模式是定期地進行的，例如每秒中800毫秒。在睡眠模式結束時，模擬時鐘漂移足夠小，以便能自動恢復正常跟蹤。在下一個200毫秒期間，恢復衛星跟蹤，進行時鐘校正，並確定導航解。
在後面接下來的那些秒期間，800毫秒的睡眠模式連續地與200毫秒的跟蹤模式交替進行，從而明顯降低了看起來正常，連續操作所需的能量。在800毫秒睡眠周期期間，數字部分430或至少其一個主要部分保持工作。為方便起見，假設RF、信號處理和數字處理子系統使用的能量近似相等，因此，節省的能量相當於全部工作能量預算80％的三分之二，近似節省每秒更新一次定位時的大約一半。
在許多手持設備中，連續操作可能要求以明顯大於一秒的時間間隔定位，比如說5秒。每5秒鐘僅工作約200ms的RF和信號處理部分極大地提高了任何特定電池組的工作壽命。
現在參考圖26，這些操作模式可與連續，以及按鍵固定模式節能工作的低功耗接收機結合。如上所述，操作以晝夜捕獲開始，然後是跟蹤模式，如步驟434所示。在該優選實施例中，在步驟436進行按鍵固定詢問。如果不需要按鍵固定操作，則接收機在步驟438的引導下以睡眠模式工作固定時間周期，例如800毫秒。此後，在步驟440完成固定的跟蹤周期，例如200ms。操作在步驟438和440之間循環，直到需要按鍵固定操作。
當開始按鍵固定操作時，進入睡眠模式442，直到詢問444確定已出現可允許的最大時鐘誤差。如上所述，出現或模擬出現該時鐘誤差的時間周期取決於可允許的最大誤差，該最大誤差又取泱於每單位時間可得到的相關數量以及跟蹤恢復或重新捕獲所允許的時間長度。在目前的優選實施例中，其中每毫秒使用240個相關和要求時鐘漂移限定在正或負半毫秒，可允許睡眠時間達50秒。
當超過基於最大可允許時鐘誤差的睡眠時間時，開始在步驟446的跟蹤恢復，以使用可得到的最大數量相關器來選擇衛星。當在步驟448已實現對所選擇衛星的信號的鎖定時，在步驟450更新實時時間時鐘和/或校正的時鐘模型。如果需要固定(在步驟452詢問)，則以如上所述的時分復用方式使用相關在步驟454恢復對所有衛星的跟蹤。如果目前不需要固定，在步驟436的詢問指示繼續按鍵固定模式，接收機在步驟442恢復睡眠模式，直到例如在附加的50秒終止時重新出現或預計重新出現最大時鐘誤差。
至此已按照專利法規的要求描述了本發明，本領域技術人員應該理解如何在本發明中做出變化和改進，以滿足其具體要求或條件。在不脫離所附權利要求中陳述的本發明範圍和精神的情況下，可做出這些變化和改進。
權利要求
1．一種擴頻接收機，包括一個多比特數字相關器，用於將擴頻信號的每個序貫段與至少一序列不同時間延遲的碼複製品相關；和矩陣裝置，響應相關器以得到碼源專用信息。
2．根據權利要求1所述的接收機，其中多比特數字相關器還包括一組相關器，用於把每個序貫段的部分與一個碼複製品的一段的部分同時相關。
3．根據權利要求1或2所述的接收機，其中多比特數字相關器還包括一序列單個比特相關器，其每個分別用於把每個序貫段的半碼片寬度部分與一個碼複製品的一段的半碼片寬度部分相關。
4．根據權利要求1或2所述的接收機，其中矩陣裝置還包括用於存儲有關擴頻信號與每個時間延遲碼複製品的相關的數據的裝置。
5．根據權利要求4所述的接收機，其中用於存儲數據的裝置還包括多個數據單元，每個單元用於存儲有關擴頻信號與單個時間延遲複製品的相關的數據。
6．根據權利要求4所述的接收機，其中每個數據單元中的數據還包括段數據的算術和，其每個和擴頻信號的一段與一個時間延遲碼複製品的一段的相關有關。
7．根據權利要求6所述的接收機，其中每段數據還包括擴頻信號的一段的多個部分中的每一部分與時間延遲碼複製品的相關的算術和。
8．根據權利要求7所述的接收機，其中一段的每個部分還包括每個半碼片寬度的部分。
9．根據權利要求1或2所述的接收機，其中矩陣裝置還包括用於存儲有關擴頻信號與多個序列的碼源專用時間延遲碼複製品中的每一個的相關的數據的裝置。
10．根據權利要求9所述的接收機，其中用於存儲數據的裝置還包括多個序列的數據單元，每個序列的數據單元用於存儲有關擴頻信號與時間延遲複製品的專用序列的相關的數據。
11．根據權利要求1或2所述的接收機，其中每段還包括一個具有發射碼之一的至少兩個半碼片寬度持續時間的信號樣值。
12．根據權利要求11所述的接收機，其中信號樣值持續時間為至少五個半碼片寬度。
13．根據權利要求11所述的接收機，其中每段中半碼片寬度的數量與每個碼周期中碼片寬度數量的素因子成比例。
14．根據權利要求1或2所述的用於C/A編碼GPS信號的接收機，其中每段還包括一個具有與從3、11和31選擇的數成比例的整數個半碼片寬度持續時間的信號樣值。
15．根據權利要求14所述的接收機，其中每個碼周期中段的數量與從3、11和31選擇的不同數值成整數比。
16．根據權利要求15所述的接收機，其中時間延遲複製品的碼源專用序列的數值與3、11和31中的剩餘數值成整數比。
17．根據權利要求16所述的接收機，其中與每個碼源有關的時間延遲複製品的碼源專用序列的數值大於1。
18．根據權利要求1和2所述的接收機，還包括捕獲/跟蹤/重新捕獲模式控制裝置，用於有選擇地操作接收機，以便使用至少一個碼周期的時間延遲複製品的多個碼源專用序列，其在捕獲模式中與相同碼源有關，而在跟蹤/重新捕獲模式中與多個不同碼源有關。
19．根據權利要求18所述的接收機，其中捕獲/跟蹤/重新捕獲模式控制裝置還包括用於有選擇地操作接收機，以便在跟蹤/重新捕獲模式中使用與每個不同的碼源有關的多個碼源專用時間延遲複製品的裝置。
20．根據權利要求18所述的接收機，其中矩陣裝置還包括存儲器矩陣裝置，用於在固定數量的位置中存儲時間延遲專用和。
21．根據權利要求20所述的接收機，其中捕獲/跟蹤/重新捕獲模式控制裝置還包括模式控制裝置，用於在存儲器矩陣裝置的所有固定數量的位置中存儲時間延遲專用和，其在捕獲模式中與相同碼源有關，而在跟蹤/重新捕獲模式中與多個碼源有關。
22．根據權利要求20所述的接收機，其中捕獲/跟蹤/重新捕獲模式控制裝置還包括模式控制裝置，用於存儲與每個碼源有關的時間延遲專用和的至少兩個碼源專用序列，以便在跟蹤/重新捕獲模式中保存存儲器矩陣裝置的固定數量的位置。
23．根據權利要求1或2所述的擴頻接收機，其中每個時間延遲專用和還包括一個在有關時間延遲精度的碼周期範圍中的指示，作為接收機到碼源之一的範圍的測量值。
24．根據權利要求1或2所述的接收機，還包括捕獲窗口擴展裝置，用於操作多比特相關器，以使擴頻信號的每個序貫段與至少兩個序列的不同時間延遲碼複製品相關。
25．根據權利要求24所述的接收機，其中至少兩個序列的不同時間延遲碼複製品在時間上是序貫的。
26．根據權利要求24所述的接收機，其中至少兩個序列的不同時間延遲碼複製品在時間上是交錯的。
27．根據權利要求26所述的接收機，其中交錯組的碼複製品由比每組中陷於時間延遲的時間延遲分隔。
28．根據權利要求24所述的接收機，其中一個序列內的每個時間延遲複製品與該序列中的其它碼複製品分開小於半碼片寬度。
29．根據權利要求28所述的接收機，其中序列之一中的碼複製品與另一個序列中的碼複製品分開小於半碼片寬度。
30．根據權利要求29所述的接收機，其中序列之一中的碼複製品與另一個序列中的碼複製品分開四分之一碼片寬度。
31．根據權利要求1或2所述的接收機，其中多比特相關器包括m/2個一比特相關器。
32．根據權利要求31所述的接收機，其中矩陣裝置還包括m×n個數據單元，用於存儲有關擴頻信號與一個或多個碼複製品的相關的數據。
33．根據權利要求31所述的接收機，其中多比特相關器為每個碼產生m個時間延遲相關結果。
34．根據權利要求1或2所述的接收機，其中還包括捕獲模式裝置，用於操作多比特相關器，以便為相同碼的每一段形成多組不同的時間延遲相關結果；和當至少該碼的相關結果之一達到預定閾值時為關聯碼選擇一個碼專用延遲的裝置。
35．根據權利要求1或2所述的接收機，還包括跟蹤/重新捕獲模式裝置，用於操作多比特相關器，以便為多個不同碼中的每一個的每個序貫段形成不同的時間延遲相關結果組；和當至少該碼的相關結果之一達到預定閾值時為每個碼選擇一個碼專用延遲的裝置。
36．根據權利要求1或2所述的接收機，其中矩陣裝置還包括用於有選擇地累積每個相關的功率或幅度的裝置。
37．根據權利要求1或2所述的接收機，還包括對擴頻信號取樣以形成部分碼片寬度樣值的裝置；和一個樣值寄存器，用於採集部分碼片樣值的序貫序列，以形成每個序貫段。
38．根據權利要求37所述的接收機，其中在樣值寄存器採集後續的序貫段時，多比特相關器依據第一序貫段工作。
39．根據權利要求37所述的接收機，其中在樣值寄存器採集後續的序貫段時，多比特相關器依據第一序貫段工作，以形成多個不同的時間延遲相關結果組。
40．根據權利要求37所述的接收機，其中在樣值寄存器採集後續的序貫段時，多比特相關器依據序貫段工作，以形成至少一組不同的時間延遲相關結果。
41．根據權利要求1或2所述的接收機，還包括編碼器裝置，用於提供一序列與每個序貫段相關的每個碼的複製品的衛星專用、時間延遲多碼片段。
42．根據權利要求41所述的接收機，其中編碼器裝置還包括碼發生器，用於產生每個碼的部分碼片樣值；和碼寄存器，用於採集每個碼的部分碼片樣值以形成多碼片段。
43．根據權利要求42所述的接收機，其中多碼片複製品的衛星專用組中的每個多碼片段與前一個多碼片段相差一個部分碼片寬度。
44．根據權利要求43所述的接收機，其中碼發生器與多比特相關器同步，以便依據每個多碼片段的產生來形成多碼片相關結果。
45．根據權利要求44所述的接收機，其中多比特相關器還包括多個並行工作的相關器，分別將每個序貫段的一個部分碼片部分與每個多碼片段的一個部分碼片部分相關，以便同時產生每個多碼片相關結果。
46．根據權利要求1或2所述的接收機，還包括用於有選擇地操作接收機以形成下列情況的裝置a)m個不同時間延遲相關結果的n個不同碼專用組；或b)針對一個碼的n×m個不同時間延遲相關結果。
47．根據權利要求1或2所述的接收機，其中時間延遲碼複製品序列還包括覆蓋足以從一個選擇的碼發射機跟蹤即時時間延遲的時間跟蹤窗口的序列序貫時間延遲碼複製品；和覆蓋與跟蹤窗口分開的時間重新捕獲窗口的附加時間延遲碼複製品。
48．根據權利要求47所述的接收機，其中覆蓋跟蹤窗口的時間延遲碼複製品序列還包括前期、即時和後期碼複製品或即時和前期減後期碼複製品。
49．根據權利要求48所述的接收機，其中在接收機正常工作期間，重新捕獲窗口大到足以包括碼發射機遮擋的可預測周期之後每個碼的一個即時時間延遲相關結果。
50．根據權利要求49所述的接收機，其中在處在城市環境的車輛中的接收機工作期間，捕獲窗口大到足以包括碼發射機遮擋周期之後的即時時間延遲相關結果。
51．根據權利要求1或2所述的接收機，其中多比特相關器還包括本地時鐘，用於使相關的衛星專用、時間延遲多碼片複製品序列與每個序貫段同步；對應於矩陣裝置的一個跟蹤窗口分組的跟蹤裝置，用於使本地時鐘與和正被接收的碼源關聯的時鐘同步；和對應於矩陣裝置剩餘部分的重新捕獲裝置，用於在臨時遮擋之後使本地時鐘與和正被接收的碼源關聯的時鐘同步。
52．根據權利要求51所述的接收機，其中矩陣裝置的剩餘部分大到足以覆蓋時間的重新捕獲窗口，以調節同步複製品中的本地時鐘中的期待誤差，以與來自該碼源的序貫段相關。
53．根據權利要求52所述的接收機，其中由重新捕獲窗口跨越的時間延遲超過該碼的五個半碼片寬度。
54．根據權利要求1或2所述的接收機，還包括對應於矩陣裝置的跟蹤裝置，用於跟蹤來自碼源的即時延遲；和用於監測表示比即時延遲小的時間延遲的相關結果，以檢測來自碼源的多徑信號的不準確跟蹤的裝置。
55．根據權利要求54所述的接收機，還包括對應於矩陣裝置的多徑校正裝置，用於使跟蹤裝置選擇與最大相關結果關聯的延遲作為即時延遲。
56．根據權利要求1或2所述的接收機，還包括對應於矩陣裝置的跟蹤裝置，用於選擇一個不等於各個複製品的時間延遲之一的時間延遲作為即時延遲。
57．根據權利要求56所述的接收機，其中跟蹤裝置還包括用於產生將相等的兩個時間延遲的複製品的相關結果的裝置；和用於對應於各相等相關結果與其之間具有時間延遲的相關結果的幅度的比例而選擇即時延遲的裝置。
58．根據權利要求57所述的接收機，其中相等相關結果由一個固定時間延遲隔開。
59．根據權利要求58所述的接收機，其中固定時間延遲是一個碼片寬度。
60．根據權利要求57所述的接收機，其中如果相等相關結果與具有相等相關結果的一半時間延遲的相關結果的幅度的比例大於1，則即時延遲被選擇得小於各相等相關結果的時間延遲的一半。
61．根據權利要求57所述的接收機，其中如果相等相關結果與具有相等相關結果的一半時間延遲的相關結果的幅度的比例小於1，則即時延遲被選擇得大於各相等相關結果的時間延遲的一半。
62．根據權利要求1或2所述的接收機，還包括用於按第一速率形成從各碼源接收的信號的數位化樣值的裝置；用於按明顯低於第一速率的第二速率從各個數位化樣值形成序貫段的數字濾波裝置。
63．根據權利要求1或2所述的接收機，還包括用於暫時中斷對多個碼周期的相關，以減少接收機功耗的裝置；和用於恢復相關，以繼續獲得碼源專用信息的裝置。
64．根據權利要求1或2所述的接收機，其中用於中斷和恢復相關的裝置周期性地交替進行操作。
65．根據權利要求64所述的接收機，其中中斷相關的周期是多倍的碼周期和足夠短，使得非模型化的(unmolded)的時鐘漂移小於用於來自碼源的信號的相關的各時間延遲的時差。
66．根據權利要求64所述的接收機，其中用於中斷相關的裝置還包括用於模型化(molding)時鐘漂移以確定何時恢復相關的裝置。
67．根據權利要求64所述的接收機，其中用於恢復相關的裝置還包括用於同步本地時鐘和與單一碼源相關聯的時鐘的裝置。
68．根據權利要求64所述的接收機，還包括用於當該本地時鐘同步時啟動用於中斷相關的裝置的裝置。
69．根據權利要求64所述的接收機，還包括響應於操作員的指令而使用於恢復相關的裝置恢復對來自多個碼源的信號的相關的裝置。
70．一種用於導航車輛的GPS系統，包括用於跟蹤至少一個GPS衛星以提供涉及該車輛沿一個選擇的軌道行進的在軌信息的裝置；用於提供涉及該車輛沿垂直於該軌道移動的交叉軌道信息的估算的裝置；和用於從在軌和交叉軌道估算提供車輛導航數據的裝置。
71．根據權利要求70所述的發明，其中車輛導航數據還包括車輛位置數據。
72．根據權利要求70所述的發明，其中車輛導航數據還包括車輛速度數據。
73．根據權利要求70所述的發明，其中車輛導航數據還包括沿軌道距離行駛的數據。
74．根據權利要求70所述的發明，其中用於提供交叉軌道信息的估算的裝置還包括地圖資料庫。
75．根據權利要求70所述的發明，其中用於提供交叉軌道信息的估算的裝置還包括用於從涉及軌道的物理組態的數據獲得交叉軌道信息的估算的裝置。
76．根據權利要求70所述的發明，其中用於確定車輛位置的裝置還包括內部時鐘；用於從各GPS衛星獲得時間數據或用於從內部時鐘提供時間數據的估算的裝置。
77．根據權利要求70所述的發明，其中用於確定車輛位置的裝置還包括用於從各GPS衛星得到高度數據或提供該車輛的高度估算的裝置。
78．根據權利要求70所述的發明，還包括全向衛星天線；用於處理來自衛星天線的信號的衛星接收機；裝置中的衛星跟蹤信道，用於跟蹤至少一個GPS衛星，以提供涉及該車輛沿軌道行進的在軌信息，該跟蹤信道響應於來自衛星接收機的信號以跟蹤一個單一的GPS衛星；和用於處理至少一個衛星跟蹤信道的輸出以提供在軌信息的裝置。
79．根據權利要求70所述的發明，還包括地圖數據存儲器；用於確定車輛當前位置的裝置；相應於地圖數據存儲器以確定路由數據的裝置，其提供從當前位置到所選擇的目的地的路由；和用於從地圖數據存儲器向用於提供交叉軌道信息的估算的裝置提供交叉軌道信息的裝置。
80．根據權利要求70所述的發明，其中用於提供車輛導航數據的裝置還包括用於檢測該車輛在行駛的方向上作出的拐彎的裝置。
81．根據權利要求80所述的發明，其中用於提供車輛導航數據的裝置還包括用於檢測該車輛在行駛的方向上作出的拐彎的裝置；用於指示在選擇的軌道上作出的拐彎的地圖資料庫；和用於比較由車輛作出的拐彎與在所選擇的軌道上作出的拐彎的裝置。
82．根據權利要求80所述的發明，其中用於提供車輛導航數據的裝置還包括響應於用於比較的裝置，用於識別在涉及由該車輛作出的拐彎的所選擇的軌道上的拐彎的裝置；和用於確定涉及在所選擇的軌道上識別出的拐彎的車輛導航數據的裝置。
83．根據權利要求70所述的發明，還包括用於在時鐘保持模式中暫時作業系統以更新交叉軌道信息估算的時鐘裝置。
84．根據權利要求83所述的發明，還包括用於啟動時鐘保持裝置以更新交叉軌道信息估算的監視裝置。
85．根據權利要求84所述的發明，其中監視裝置還包括用於檢測該車輛在運動中的變化的穩定狀態監視器。
86．根據權利要求85所述的發明，其中穩定狀態監視器還包括用於檢測拐彎的裝置。
87．根據權利要求84所述的發明，其中監視裝置還包括用於周期性地啟動時鐘保持裝置的定時器。
88．一種GPS C/A碼接收機的操作方法在每個C/A碼周期形成x個多比特數欄位值，其每個代表所接收的各衛星信號複合信號的一個序貫段；將每個數欄位值與m個C/A碼調製的不同時間延遲段的n個衛星專用組相關，以形成至少n×m個時間延遲專用相關值；和從這些相關值確定導航信息。
89．根據權利要求88所述的方法，其中m大於在每個多比特數欄位值中的比特數。
90．根據權利要求88所述的方法，其中多比特數欄位值的每個比特代表C/A碼片的整數部分。
91．根據權利要求88所述的方法，其中相關的步驟還包括通過選擇代表n個不同衛星的各個衛星專用組來跟蹤不同的衛星。
92．根據權利要求88所述的方法，其中相關的步驟還包括通過選擇代表相同衛星的多於一個的衛星專用組來跟蹤不同的衛星。
93．根據權利要求92所述的方法，其中代表相同衛星的衛星專用組的各個時間延遲段是序貫的。
94．根據權利要求92所述的方法，其中代表相同衛星的衛星專用組的各個時間延遲段是交錯的。
95．根據權利要求92所述的方法，其中代表相同衛星的衛星專用組的各段的差分時間延遲表示小於對在城市環境中暫時被遮擋的衛星的最大期望時間延遲誤差。
96．根據權利要求88所述的方法，其中相關的步驟還包括通過選擇代表n個不同衛星的衛星專用組的整數部分來跟蹤不同的衛星。
97．根據權利要求88所述的方法，其中相關的步驟還包括通過選擇代表n/2個不同衛星的衛星專用組來跟蹤n/2個衛星。
98．根據權利要求88所述的方法，其中相關的步驟還包括通過選擇代表相同衛星的衛星專用組來捕獲衛星；和利用各個時間延遲段的不同組，重複對於相同衛星的相關步驟。
99．根據權利要求88所述的方法，其中x、m和n是每個C/A碼周期的碼片數中的素因子。
100．根據權利要求88所述的方法，其中還包括以下步驟通過順序地改變前一段的一個比特構成下一段，形成m/2個不同時間延遲段的序列。
101．根據權利要求100所述的方法，其中每個比特代表C/A碼片的一半。
102．根據權利要求88所述的方法，其中確定導航信息的步驟還包括以下步驟比較兩個相等的相關值的幅度與其之間的相關值幅度，以選擇即時延遲。
103．根據權利要求102所述的方法，其中比較步驟還包括當各相等相關結果的幅度小於其之間的峰值相關值的一半時，選擇的即時延遲將大於由相等相關值代表的時間延遲的一半。
104．根據權利要求102所述的方法，其中比較步驟還包括當各相等相關結果的幅度大於其之間的峰值相關值的一半時，選擇的即時延遲將小於由相等相關值代表的時間延遲的一半。
105．根據權利要求88所述的方法，其中形成數欄位值的步驟還包括以下步驟按第一比特率對所接收的複合信號取樣；按明顯低於第一比特率的比特率，對該第一複合信號數字濾波以形成各個數欄位值。
106．根據權利要求88所述的方法，其中還包括以下步驟中斷對於一個碼周期序列的相關步驟，以減少接收機的功耗。
107．根據權利要求106所述的方法，其中中斷的各個碼序列的周期小於內部接收機時鐘偏移由涉及一個特定衛星的時間延遲段序列代表的時間延遲所要求的時間。
108．根據權利要求107所述的方法，其中中斷步驟還包括以下步驟周期性地與該特定衛星的複製品進行相關，以更新該內部時鐘。
109．根據權利要求108所述的方法，其中周期性相關的步驟還包括以下步驟與多個衛星專用複製品進行相關，以更新導航信息。
110．根據權利要求108所述的方法，還包括以下步驟與多個衛星專用複製品進行相關，以響應於操作員的介入來更新導航信息。
全文摘要
一種地面C/A碼GPS接收機系統,該系統數字取樣、濾波和存儲所接收的按照二進位數複合值的11個半碼片的段,和利用待跟蹤的衛星的一系列多比特碼複製品的每個復用這個數以便並行相關。每個時間延遲專用相關結果在一個存儲器矩陣的單元中進行累加,使得對於每個碼周期估算每個衛星的至少22個延遲,即使在城市交叉路口時,也能提供重新捕獲,並提供多徑跟蹤和多徑幹擾的校正。存儲器矩陣的所有單元在大約4ms中可以被用於一個單一衛星的捕獲。除了高度保持外,兩個衛星跟蹤利用交叉軌道保持與時鐘保持的交替,來更新交叉軌道的估算。單一衛星跟蹤利用交叉軌道和時鐘保持兩個方面。導航數據利用在包括拐彎的運動中檢測出的變化進行更新。
文檔編號H04B1/707GK1223723SQ97195840
公開日1999年7月21日 申請日期1997年4月25日 優先權日1996年4月25日
發明者桑佳·科裡, 陳柏蒼, 查爾斯·R·卡恩, 曼格什·錢薩卡, 格雷格·圖雷茨基 申請人:SiRF技術公司