磁控管驅動電源的製作方法
2023-05-28 23:29:06 2
專利名稱：磁控管驅動電源的製作方法
技術領域：
本發明涉及一種微波爐磁控管等為負載的磁控管的驅動電源。下面參考附圖討論相關技術的磁控管的驅動電源。圖29是某一相關技術中的磁控管的驅動電源電路圖。在相關技術中，磁控管的驅動電源通過二極體電橋2將商業交流電源1轉換為直流電壓，反向電路5通過接通和斷開半導體開關元件3和4，在高壓變壓器6的初級線圈中產生高頻電壓，高壓變壓器6在次級線圈上激勵出高頻高壓。該高頻高壓通過一個高壓整流電路7被整流為直流高壓，直流高壓被施加到磁控管8上。磁控管8由直流高壓驅動並產生2.45GHz的無線電波。
圖30是相關技術中的磁控管的驅動電源的工作波形。商業電源1的AC電壓V1通過二極體電橋2被整流為DC電壓。電感器9和電容器10構成濾波電路；電容器10的電容值的大小使電容器能夠控制反向電路5的DC電壓，使反向電路5在20KHz到50KHz的範圍內工作，從而使反向電路5小型化，而且對商業電源1(50Hz或60Hz)沒有濾波特性。這樣，電容器10的電壓V10顯示出簡單的對商業電源1整流的全波波形，並表現出從商業電源1的0電壓到最大電壓的震蕩脈衝波形。由於反向電路5根據電容器10的脈衝電壓V10工作，因此高壓變壓器6初級線圈中產生的高頻電壓的包絡波形變成V6(Lp)所示的波形，在電容器10的電壓V10較低期間，同樣只能產生低壓。
另一方面，磁控管8的工作特性表現為非線形電壓電流特性，以至於如果不在正極和負極之間施加一個預定或更高的電壓，就沒有正電流流動，如圖31所示。因此，高壓變壓器6的初級線圈上產生的電壓為低壓期間，在次級線圈上激勵的電壓也同時變低，因此在施加於磁控管8上的電壓V8的波形中，出現電壓達不到VAK(TH)的時間周期，如圖所示。在該時間周期內，磁控管8停止震蕩，從而負載的磁控管8上不消耗電能，從而沒有商業電源1的電流I1流過。因此，商業電源1的電流I1的波形變得更失真，該失真波形有電流為零的時間周期，如圖30所示，從而引起磁控管的驅動電源的功率因數降低並且在輸入電流中產生諧波電流。
為了解決上述問題，提出如圖32所示的電路結構，其中為了提高輸入電流的功率因數並抑制諧波，在反向電路5之前設置有源濾波電路13。有源濾波電路13形成稱為遞升斷路器(step-up chopper)的電路並且可以基於半導體開關元件17的接通時間比控制遞升電壓。
下面參考附圖33討論工作原理。商業電源1的電壓是如V1所示的AC電壓波形。只要通過接通/斷開半導體元件17，由一個二極體電橋2全波整流AC電壓V1，則有源濾波電路13就可以控制電壓，由此在電容器15中產生遞升電壓。遞升電壓V15根據電容器15的電容量改變脈動因數，但是可以防止完全降低到0，如圖29結構中的V10。因此，如果商業電源1的電壓接近0，則高壓變壓器6初級線圈中產生的電壓V6(Lp)可以達到一個預定值或更高值。因此，可以一直維持施加到磁控管8上的電壓為可以震蕩的電壓或更高。結果，輸入電流I1波形基本類似正弦波，沒有電流變為0的時間周期，如圖所示，而且可能提高輸入功率因數和抑制諧波電流。
但是，在這種結構中，有源濾波電路13加在反向電路5上，整流電源轉換過程，促使諧波產生(反向電路)到高壓整流。這樣，電源轉換過程變長，出現轉換效率降低和電路規模變大的問題。
因此，JP10271846A公開了一種旨在共享部件和電路功能的結構。圖34是表示JP10271846A中電路結構的電路圖。根據該電路結構，為了提高輸入功率因數和簡化電路結構，同時進行升壓功能運行和反向功能運行。圖35和36描述了該電路運行。圖35(a)到(d)描述了當半導體開關元件Q1和Q2被接通和斷開時的激勵通路，圖36是與之對應的工作波形圖表。下面將參考圖35和36討論電路的運行。為了下面描述的方便，商業電源1的電壓極性是圖中所示方向，開始時半導體開關元件Q2是接通的。當接通半導體元件Q2時，電流流過電容器C2到商業電源1再到感應負載電路19再到半導體開關元件Q2，如圖35(a)所示，半單體開關元件Q2的電流IQ2如圖36(a)所示單調增加。如果半導體開關元件Q2在一個預定時間斷開，那麼電流通路轉換到圖35(b)所示的狀態，當電流流過二極體D2到商業電源1再到電感負載電路19再到二極體D3再到電容器C1時，電容器C1被充電。當儲存在電感負載電路19中的所有能量散發完後，電流流過電容器C1到半導體元開關元件Q1再到感應負載電路19再到商業電源1再到電容器C2，這時電容器C1作為電源，如圖35(C)所示。如果半導體開關元件Q1在一個預定時間斷開，那麼感應負載電路19能夠允許在同樣方向上有電流流過，從而電流流過如圖35(d)所示的通路(商業電源1到電容器C2到二極體D4到電感負載電路19)，並且電容器C1被儲存在電感負載電路19中的能量充電。當儲存在電感負載電路19中的所有能量散發完後，電流再次流過圖35(a)中的通路並且繼續進行電路運行。雖然JP10271846A中沒有公開，但是為了完成運行，要求電容器C1和C2之間的關係如表達式1中的電容關系所示(表達式1) C1＞＞C2為了滿足該關係，需要一個能夠容納大電容量的電容器比如電解電容器用做電容器C1。
執行這種運行後，由此為了提高輸入電流的功率因數，抑制諧波和簡化電路，一般允許來自商業電源1的電流流過供電期間的所有區域。
電感器9和電容器10組成平滑電路；電容器10具有的電容量能夠維持當前環境下的與運行頻率(20KHz到50KHz)有關的DC電壓，促進了反向電路5的小型化，卻不能平滑商業電源1的頻率。這樣，如圖30所示，電容器10的電壓V10顯示一個僅為全波整流商業電源1的波形，並且顯示出商業電源1從0電壓到最大電壓波動的脈動波形。由於反向電路5根據電容器10的脈動電壓V10工作，因此高壓變壓器6的初級線圈中產生的高頻電壓的包絡波形變成如V6(Lp)所示的波形，並且在電容器10的電壓V10是低壓期間，同樣只產生低壓。也就是電壓未達到在磁控管8中震蕩的閾值VAK(TH)期間，該磁控管8是非線形特性。在該期間，磁控管8停止震蕩，因此負載的磁控管8上不消耗電能，從而商業電源1的電流I1不流過並且變成非常失真的波形，該波形有電流變為0的時間間隔，結果降低了功率因數並在輸入電流中產生諧波電流。
為此提出了許多方法，其中，增壓濾波電路用做補償商業電源脈動波形波谷附近電壓的電路結構，從減小元件和小型化的觀點來看，部件和電路結構被共享，增壓功能運行和反向功能運行同時進行；JP10271846A公開了代表性的一種結構。圖34是表示JP10271846A中電路結構的電路圖。但是，JP10271846A中的負載電路19是象放電燈一樣的消耗小功率的部件，在處理大功率的電源裝置中如在微波爐中，用來控制增壓運行和反向運行的接通/斷開半導體開關元件Q1和Q2的驅動信號不需要一個時間間隔，該時間間隔是為增壓而給電容器充電和放電的時間間隔，也叫做空載時間。還有，不需要調節加熱裝置中的加熱功率(耗電)比如微波爐中的強、中、弱，因此不需要特別注意控制驅動信號，該控制信號是半導體開關元件Q1和Q2在0電壓部分和商業電源1的最大電壓部分或者商業電源1的極性改變瞬間的控制信號。
但是，現有技術中的上述結構存在下列問題，並且不能充分提供高的電路效率在圖36的工作波形圖表中，流過二極體D2的電流由電流ID2表示。加在二極體D2的電壓如VD2變化。從圖36(b)的時間間隔轉換到(c)的時間間隔的時間內，二極體D2的電流理論上變為0，但是實際二極體在斷開時間產生復原電流。當復原電流出現時，當產品上有應用電壓時，在二極體上產生開關損耗。因此，對於二極體D1，D2需要高的開關速度Trr特性。但是，前面的接通電壓VF，即具有高開關速度Trr特性的二極體的另一個二極體特性趨於變高，在這種情況下，激勵時間內的接通損耗變大。結果，二極體D1，D2的損耗變大而且使得電路的總效率不夠高。
但是，JP10271846A中公開的相關技術所示的結構是用於照明裝置，照明裝置的轉換功率最大是100W到200W。因此，當電流流過電路時，只有約幾安培的微小電流流過，因此，如果使用著重考慮開關速度的二極體以便正向接通電壓VF變高，則可以設計出不過多增加損耗的二極體。
另一方面，用於微波爐等的磁控管驅動電源，控制1000W到1500W的大功率作為轉換功率，因此以40A到50A的最大值的大電流流過電路。因此，如果使用著重於開關速度的二極體，則正向接通電壓VF變高，因此二極體傳導時的損失(傳導損失)變大，降低了通過增加開關速度減小損失的效果。由於家用微波爐的冷卻能力因尺寸和成本因素而自然受到限制，為了增加開關速度和抑制正向接通電壓VF的升高，所以需要加大二極體或者用大尺寸的散熱風扇來散有限冷卻條件下的熱量。因此，在磁控管的驅動電源中，提高轉換效率和減小每個電路損失變為絕對必要的條件。因此，從減小損耗的角度來看，採用相關技術示例所示的結構會帶來極大的困難。因此，為了將該結構用在磁控管驅動的電源上，需要構成這樣的能抑制二極體開關損耗的增加和接通損耗的增加的電路。因為轉換功率的大小，如果電解電容器用在磁控管的驅動電源上，則需要高容量和高電介質強度的電解電容器，以便抑制電解電容器的脈動電流。這將導致電源本身變大，從而導致因安裝磁控管的驅動電源而使微波爐尺寸變大，削弱了通過高頻開關運行減小磁控管的驅動電源尺寸和重量的效果。因此，本發明的第一個目的是提供一種磁控管的驅動電源，可以抑制輸入電流的失真，抑制諧波的出現，提高輸入功率因數，簡化電路，以及如果轉換1KW以上的大功率則提高了電路效率。
上述結構包括下列問題在控制實際功率較大的裝置中，比如微波爐，如果使用電路結構，其中需要根據電源電壓的極性轉換半導體開關元件的開/關時限，那麼控制極性改變點的驅動信號變得尤為重要，極性在該極性改變點變化，因為如果充電電容器的充電和放電不能很好地根據負荷比進行切換，或者半導體開關元件的開關時限在極性變化點轉換，那麼針狀失真發生在輸入電流中的極變化點附近，該開關時限是控制遞增充電功能和反向功能的一個半導體開關元件和另一個只控制反向功能的半導體開關元件的開關時限。以前，在這樣的電路結構中，即在一個耗能小的負載電路，比如放電燈中，電流值很小，充電電容器的容量也小，因此很少看到輸入電流失真。但是，對於耗能大的負載電路，比如微波爐，恐怕輸入電流波形會變得非常失真，功率因數降低，諧波成分增長。
還有，可以抑制輸入電流失真、抑制諧波的出現和提高輸入功率因數的磁控管的驅動電源需要兩個包含半導體開關的續流二極體和兩個整流二極體。如果將整流二極體裝在一個組件中作為一個廉價的結構，通常這樣一種結構的元件不頻繁使用，因此不期望降低成本。那麼，可能使用一種方法，使用一般目的的整流橋二極體，如圖53所示；儘管可以使該方法比上述方法便宜，但是增加了元件數量而且認為該方法不是最佳方法。
因此本發明的第二個目的是提供一種廉價的磁控管的驅動電源，其簡單結構，而且冷卻能力好。
為了解決上述問題，根據本發明，提供一種磁控管的驅動電源，其中，可以進行逆向傳導的第一和第二半導體開關元件的串聯連接體與第一和第二二極體的串聯連接體並聯，第一和第二電容器與第一和第二二極體並聯，商業電源電路和高壓變壓器的串聯電路連接在第一和第二二極體的連接點與第一和第二半導體開關元件連接點之間，第一和第二半導體開關元件可以逆反傳導，高壓變壓器的高壓輸出通過高壓整流電路為磁控管提供電源。
因此，第一和第二半導體開關元件互補地接通和斷開，由此如果商業電源的電壓極性為正，則增大商業電源電壓所提供的電壓施加到第二電容器上，如果商業電源電壓極性為負，則增大商業電源電壓所提供的電壓施加到第一電容器上。由於施加到高壓變壓器的初級線圈的電壓依賴於該被增大的電壓，所以磁控管震蕩需要的電壓可以一直加到高壓變壓器的初級線圈上，甚至在商業電源電壓較低時也可以，並且允許輸入電流流過商業電源的幾乎所有區域，這樣可以提供失真較小的輸入電流。由於第一和第二半導體開關元件可以進行這樣的反向運行，即允許高頻電流流進高壓變壓器的初級線圈以及同時將升高的電壓施加到第一和第二電容器上，因此反向器可以由最小量的部件組成，反向電路可以小型化。在電路運行中，第一和第二二極體由半導體開關元件斷開，並且電路模式被轉換，因此可以使用著重於正向通電電壓而開關速度不受限制的二極體，二極體的損失可以大大減小，使反向電路的效率很高。
在本發明的所述結構中，設置第一和第二半導體開關元件的通/斷額定比在極性變化點附近為50％，極性在該點改變，在極性變化點附近轉換一個控制遞升充電功能和反向功能的半導體開關元件，以及另一個只控制反向功能的半導體開關元件。根據這種裝置，在極性改變的極性變化點附近，充電電容器的充電和放電一完成，控制遞升充電功能和反向功能的該半導體開關元件就轉換，因此可以提供在穩定的高功率因數下諧波被削弱的輸入電流。
還有，為了解決上述問題，根據本發明，提供一種磁控管的驅動電源，它包括第一和第二半導體開關的串聯體，反向並聯到第一和第二半導體開關上的第一和第二續流二極體，並聯到第一和第二半導體開關上的第一和第二整流二極體的串聯體，並聯到第一和第二整流二極體上的第一和第二電容器，彼此串聯的商業電源和高壓變壓器的初級線圈連接在第一和第二半導體開關的節點與第一和第二整流二極體的節點之間，以及連接到高壓變壓器次級線圈的輸出的一個高壓整流電路和一個磁控管，其特徵在於該第一和第二續流二極體以及該第一和第二整流二極體設置在一個組件裡。
因此，可以不浪費地使用二極體，還有半導體開關中不需要包含二極體，因此可以提供一種廉價的磁控管驅動電源。[
圖1]圖1是本發明第一個實施例中的磁控管的驅動電源的電路圖；[圖2]圖2(a)到2(e)是在本發明第一個實施例中的磁控管的驅動電源運行模式中的電流流路圖；[圖3]圖3是本發明第一個實施例中的反向電路運行波形圖表；[圖4]圖4是本發明第一個實施例中的磁控管的驅動電源的運行波形圖表；[圖5]圖5是表示本發明第一個實施例的一個變形中的磁控管的驅動電源結構的電路圖；[圖6]圖6是本發明第二個實施例的磁控管的驅動電源結構的電路圖；[圖7]圖7是本發明第二個實施例中的反向電路的運行波形圖表；[圖8]圖8(a)到8(g)是在本發明第二個實施例中的磁控管的驅動電源運行模式中的電流流路圖；[圖9]圖9是在本發明第二個實施例中將一個電容器並聯連接到一個半導體開關元件上的電路圖；[圖10]圖10是在本發明第二個實施例中將電容器連接到半導體開關元件上的電路圖；[圖11]圖11是在本發明第二個實施例中將一個電容器並聯連接到一個高壓變壓器上的電路圖；[圖12]圖12是本發明第三個實施例的磁控管的驅動電源的電路圖；[圖13]圖13(a)和13(b)是本發明第三個實施例中的半導體開關元件的驅動信號波形圖表；[圖14]圖14是本發明第三個實施例中的半導體開關元件的通電信號寬度Don21和轉換功率P的特性圖表；[圖15]圖15(a)和15(b)是本發明第三個實施例中的商業電源的電流波形圖表；[圖16]圖16是本發明第四個實施例中的磁控管的驅動電源的電流圖表；[圖17]圖17(a)和17(b)是本發明第四個實施例中的電源極性確定裝置的輸出波形圖表；[圖18]圖18(a)和18(b)是本發明第四個實施例中的半導體開關元件的驅動信號波形圖表；[圖19]圖19是表示本發明第四個實施例中電源極性確定裝置的另一個結構示例的電路圖；[圖20]圖20是本發明第四個實施例中的電源極性確定裝置的輸出波形圖表；[圖21]
圖21是本發明第五個實施例中磁控管的驅動電源的電路圖；[圖22]圖22是在本發明第五個實施例中，當半導體開關元件的接通時間比被瞬間置換時，商業電源的電壓和半導體開關元件的接通時間比的波形圖表；[圖23]圖23是本發明第五個實施例中的商業電源電壓極性變化時的半導體開關元件的驅動信號波形圖表；[圖24]圖24(a)和24(b)是本發明第五個實施例中的商業電源的電流波形圖表；[圖25]圖25是本發明第五個實施例中的商業電源電壓和半導體開關元件的接通時間比的波形圖表；[圖26]圖26是本發明第六個實施例的磁控管的驅動電源的電流圖；[圖27]圖27是本發明第六個實施例中的商業電源電壓和半導體開關元件的接通時間比的波形圖表；[圖28]圖28(a)和28(b)是本發明第六個實施例中的半導體開關元件的運行波形圖；圖28(a)是該實施例中的在接通時間比響應商業電源電壓改變時的最大電壓時刻的運行波形圖，圖28(b)是該實施例中的在接通時間比響應商業電源電壓不改變時的最大電壓時刻的運行波形圖；[圖29]圖29是表示相關技術中的磁控管的驅動電源的電路圖；[圖30]圖30是圖29中的相關技術的磁控管的驅動電源的運行波形圖表；[圖31]圖31是表示磁控管運行特性的圖；[圖32]圖32是表示相關技術中添加一個有源濾波器電路的磁控管的驅動電源的電路圖；[圖33]
圖33是圖32中的磁控管的驅動電源的運行圖；[圖34]圖34是在JP10271846A中公開的電源裝置的電路圖；[圖35]圖35A到35D是表示在圖34中的電源裝置運行模式下的電流流路的電路圖；[圖36]圖36是圖34中的電源裝置的運行波形圖；[圖37]圖37是本發明第七個實施例中的磁控管驅動電源中的商業電源和半導體開關元件接通時間比的關係圖；[圖38]圖38是本發明第七個實施例中的磁控管的驅動電源中，在極性變化點附近的半導體開關元件的驅動信號波形圖；圖39是本發明第八個實施例中的磁控管的驅動電源的電路圖；[圖40]圖40是本發明第八個實施例的磁控管的驅動電源中的電源極性確定裝置的輸出波形圖；[圖41]圖41是在本發明第八個實施例的磁控管的驅動電源中半導體開關元件在極性變化點附近的驅動信號波形圖；[圖42]圖42是本發明第九個實施例的磁控管的驅動電源的電路圖；[圖43]圖43是本發明第九個實施例中的磁控管的驅動電源的半導體的連接圖；[圖44]圖44是本發明第十個實施例中的磁控管的驅動電源的電路圖；[圖45]圖45是本發明第十個實施例中的磁控管的驅動電源的半導體的連接圖；[圖46]圖46是在本發明第十一個實施例的磁控管的驅動電源中採用高速產品作為續流二極體的電流和電壓波形圖；圖47是本發明第十一個實施例中的磁控管的驅動電源中採用低速產品作為續流二極體的電流和電壓波形圖；[圖48]圖48是在本發明第十一個實施例的磁控管的驅動電源中利用一個整流二極體的電流和電壓波形圖；[圖49]圖49是在本發明第十一個實施例的磁控管的驅動電源中，就商業頻率而言所看到的整流二極體的電流和電壓波形圖；[圖50]圖50是本發明第十一個實施例的磁控管的驅動電源的二極體的特性圖；[圖51]圖51是本發明第十二個實施例的磁控管的驅動電源的半導體的連接圖；[圖52]圖52是本發明第十三個實施例的磁控管的驅動電源的半導體的連接圖；[圖53]圖53是另一個相關技術中的磁控管的驅動電源的電路結構圖。在權利要求1到3所述的發明中，在磁控管的驅動電源中，可以反嚮導通的第一和第二半導體開關元件的串聯體與第一和第二二極體的串聯體並聯，第一和第二電容器並聯到第一和第二二極體上，商業電源和高壓變壓器的初級線圈的串聯電路連接在第一和第二半導體開關元件的節點與第一和第二二極體的節點之間，該第一和第二半導體開關元件可以反嚮導通，以及高壓變壓器次級線圈的輸出通過一個高壓整流電路激勵一個磁控管，從而即使在商業電源電壓較低期間也可以將使磁控管震蕩的電壓施加在高壓變壓器的初級線圈上，因此輸入電流一直可以流動，這樣可以提供失真較小的輸入電流，可以提高磁控管驅動電源的功率因數。這兩個半導體開關元件互補地接通和斷開，由此允許高頻電流流進高壓變壓器初級線圈的反向運行以及在第一和第二電容器中產生升高電壓的運行可以同時進行，從而電路部件的數量可以最小化，功率轉換步驟數可以減少，從而功率轉換效率得以提高。由於第一和第二二極體由半導體開關元件斷開，因此可以使用特性著重在於正向通電電壓的二極體，提高反向電路的效率。
在權利要求4所述的發明中，尤其是在如權利要求1或2所述的磁控管驅動電源中，一個第三電容器並聯到第一和第二半導體開關元件與高壓變壓器的初級線圈的至少一個點上。這樣，當每個第一和第二半導體開關元件斷開時，施加到半導體開關元件上的電壓按照預定梯度逐漸上升或下降，從而減小半導體開關元件的開關損失，提高了反向電路的功率轉換效率。
在權利要求5所述的發明中，在磁控管的驅動電源中，其中可以反嚮導通的第一和第二半導體開關元件的串聯體與第一和第二二極體的串聯體並聯，第一和第二電容器並聯到第一和第二二極體上，商業電源和高壓變壓器初級線圈的串聯電路連接在第一和第二半導體開關元件的節點與第一和第二二極體的節點之間，該第一和第二半導體開關元件可以反嚮導通，高壓變壓器次級線圈的輸出通過一個高壓整流電路激勵一個磁控管，並且提供一個驅動第一和第二半導體開關元件的驅動電路，互補地驅動該第一和第二半導體開關元件，根據商業電源是正還是負極性置換驅動信號，即使在商業電源電壓較低期間也可以使磁控管震蕩的電壓施加在高壓變壓器初級線圈上，輸入電流一直可以流動，這樣可以提供失真較小的輸入電流，可以提高磁控管的驅動電源的功率因數。兩個半導體開關元件互補地接通和斷開，由此允許高頻電流流進高壓變壓器初級線圈的反向運行以及在第一和第二電容器中產生升高電壓的運行可以同時進行，從而電路部件的數量可以最小化，功率轉換步驟數可以減少，從而功率轉換效率得以提高。由於第一和第二二極體被半導體開關元件斷開，因此可以使用特性著重在於正向通電電壓的二極體，並提高反向電路的效率。雖然半導體開關元件通電信號寬度和反向電路的轉換功率之間的關係顯示依賴於商業電源電壓極性的不同特性，但是可以一直提供關於極性對稱的輸入電流。如果控制半導體開關元件接通時間比以增加或減小反向電路的轉換功率，那麼可以一直維持基本類似正弦波的輸入功率。
在如權利要求6到8所述的發明中，如權利要求5中所述的磁控管驅動電源包括確定商業電源極性的電源極性確定裝置，其中驅動電路根據電源極性確定裝置的確定信息置換第一和第二半導體開關元件的驅動信號。因此，電源極性確定裝置確定商業電源的電壓極性，而且半導體開關元件的信號被置換，從而可以提供在正極和負極下都相等的輸入電流，提高了磁控管的驅動電源的功率因數，抑制了諧波。
在如權利要求9所述的發明中，如權利要求5到8的任意權利要求所述的磁控管驅動電源，在商業電源零交叉點附近以預定變化率改變驅動信號，由此減小了半導體開關元件在商業電源零交叉點附近的通電時間變化量。因此，如果在半導體開關元件接通時間比從50％變化的狀態下執行運行，那麼可以抑制輸入電流中出現的針狀電流，而且可以提供高功率因數的磁控管驅動電源。
在如權利要求10所述的發明中，在如權利要求5到9的任一權利要求所述的磁控管的驅動電源中，改變第二半導體開關元件的導通時間，以便縮短響應商業電源電壓在正方向上為高壓的時間周期內的商業電源電壓，相反，改變第一半導體開關元件的傳導時間，以便縮短響應商業電源電壓在負方向上為高壓的時間周期內的商業電源電壓，由此當商業電源的正負電壓是最大時，抑制了流過半導體開關元件和反向電路的電流的最大值，從而抑制了半導體開關元件的電流和高壓變壓器的電流的有效值，降低了存在於反向電路的損失。
在如權利要求11所述的發明中，在高頻加熱元件的電源裝置中，可以反嚮導通的第一和第二半導體開關元件的串聯體與第一和第二二極體的串聯體並聯，第一和第二電容器並聯到第一和第二二極體上，商業電源和高壓變壓器初級線圈的串聯電路連接在第一和第二半導體開關元件的節點與第一和第二二極體的節點之間，該第一和第二半導體開關元件可以反嚮導通，高壓變壓器次級線圈的輸出通過一個高壓整流電路驅動一個磁控管，在極性變化點附近將可以反嚮導通的第一和第二半導體開關元件的兩個通/斷額定比設置為約50％，商業電源在該極性變化點改變極性。
在權利要求12所述的發明中，在高頻加熱元件的電源裝置中，可以反嚮導通的第一和第二半導體開關元件的串聯體與第一和第二二極體的串聯體並聯，第一和第二電容器並聯到第一和第二二極體上，商業電源和高壓變壓器初級線圈的串聯電路連接在第一和第二半導體開關元件的節點與第一和第二二極體的節點之間，該第一和第二半導體開關元件可以反嚮導通，高壓變壓器次級線圈的輸出通過一個高壓整流電路驅動一個磁控管，當在商業電源極性變化點附近的控制中設置一個極性確定裝置，則檢測該極性變化點，由此，可以反嚮導通的第一和第二半導體開關元件執行遞升充電功能和反向器功能的作用與只起補充反向功能的作用可以同時置換。
根據權利要求11和12所述的結構，即使在消耗大功率的負載電路比如微波爐中，也可以抑制極性變化點處的輸入電流的針狀失真波形，這裡商業電源的極性在該點改變，而且可以抑制功率因數的降低以及諧波的放大。
在如權利要求13所述的發明中，一種磁控管驅動電源包括第一和第二半導體開關的串聯體，反向並聯到第一和第二半導體開關的第一和第二續流二極體，並聯到第一和第二半導體開關的第一和第二整流二極體的串聯體，並聯到第一和第二整流二極體的第一和第二電容器，連接在第一和第二半導體開關的節點與第一和第二整流二極體的節點之間的彼此串聯的商業電源和高壓變壓器初級線圈，以及連接到高壓變壓器次級線圈的輸出的一個高壓整流電路和一個磁控管，其特徵在於，第一和第二續流二極體以及第一和第二整流二極體被設置在一個組件裡。
因此，可以不浪費地使用二極體，而且不需要在半導體開關元件中包含二極體，從而提供廉價的磁控管的驅動電源。
在如權利要求14所述的發明中，尤其在權利要求13所述的磁控管的驅動電源中，第一和第二半導體開關被設置在一個組件裡。
因此，可以減少更多的零件，可以提供具有簡單結構的小型化的磁控管的驅動電源。
在如權利要求15所述的發明中，尤其在如權利要求13或14所述的磁控管的驅動電源，具有低通電壓的二極體用做第一和第二整流二極體，高速二極體被用做第一和第二續流二極體。
因此，可以使每個二極體的損失最小化並且減小散熱風扇的尺寸，同時可以提供廉價的冷卻性能優良的磁控管的驅動電源。
在權利要求16所述的發明中，尤其在如權利要求13到15的任意權利要求所述的磁控管的驅動電源中，第一和第二半導體開關，第一和第二續流二極體，以及第一和第二整流二極體設置在一個組件中。
因此，反向器初級電路的所有半導體開關元件設置在一個組件中，而且可以提供更小型化的磁控管的驅動電源。
在權利要求17所述的發明中，尤其是如權利要求16所述的磁控管的驅動電源，它包括驅動第一和第二半導體開關的驅動電路。
因此，在半導體模塊中設立一個驅動器，並且能夠提供一個更小型化的磁控管的驅動電源。現在參考附圖描述本發明的最佳實施例。
(實施例1)下面參考圖1-3描述本發明第一實施例。圖1是表示本發明第一實施例的磁控管的驅動電源的電路圖。第一和第二半導體開關元件20和21的串聯連接體與第一和第二二極體22和23的串聯連接體並聯連接，第一和第二電容器24和25並聯連接到第一和第二二極體22和23上，商業電源1和高壓變壓器26的串聯迴路連接在半導體開關元件20和21的接點與二極體22和23的接點之間。高壓變壓器26的次級線圈輸出連接到高壓整流電路7上，用來給磁控管8提供DC高電壓。磁控管8被DC高電壓激勵並產生2.45GHz的無線電波。在該實施例中，第一和第二半導體開關元件被描述成一個正嚮導通的IGBT(絕緣柵雙極電晶體)和一個逆向地並連在IGBT上的二極體，毋庸直言，也可以採用像MOSFET這樣的其中帶二極體的這種元件。
圖2(a)到2(e)是表示反向電路流動時間段內電流流過的通路，圖3是與之對應的工作波形表。描述從以下狀態開始半導體開關元件21接通，商業電源1的極性如圖所示。在該狀態下，電流流過商業電源1的通路，到高壓變壓器26的初級線圈再到半導體開關元件21再到二極體23，如圖2(a)所示，用I21表示的電流在圖3(a)的時間段內流進半導體開關元件21和高壓變壓器26的初級線圈中，從而在高壓變壓器26的初級線圈中儲存了能量。如果半導體開關元件21在預定時刻斷開，高壓變壓器26的初級線圈電流企圖繼續在相同方向流動，而此刻電容器被儲存在高壓變壓器26初級線圈中的能量沿一個通路充電，該通路是商業電源1到高壓變壓器26的初級線圈再到與半導體開關元件20並列的二極體再到電容器24，如圖2(b)所示。進行該運行後，由增壓商業電源1電壓所提供的電壓被儲存在電容器24中。當儲存在高壓變壓器26的初級線圈中的所有能量被釋放時，形成圖2(c)中的通路，這時電容器24中所充能量沿它的一個通路被取出，該通路經過半導體開關元件20再到高壓變壓器26的初級線圈再到商業電源1。如果在一個預定時刻斷開半導體開關元件20，高壓變壓器的初級線圈企圖繼續使電流在相同方向流動，而該電流流過一個通路，該通路是從高壓變壓器26的初級線圈到商業電源1再到電容器25再到與半導體開關元件21並列的二極體，如圖2(d)所示。如果商業電源1的電壓極性與圖中所示的極性相反，那麼在工作中只能置換半導體開關元件20和21、二極體22和23、以及電容器24和25，完成同樣的工作。
在所述工作過程中，電容器24、25具有這樣的容量可以進行兩個工作過程，即半導體開關元件20、21接通/斷開時在高壓變壓器26的初級線圈中產生高頻電流的反轉運行，和通過增大商業電源1的電壓在電容器24、25中產生電壓的過程，電容器24的容量等於電容器25的容量。因此，如果商業電源1有圖中所示的極性，增加商業電源1中的電壓引起的電壓被儲存在電容器24中，相反地，如果商業電源極性與圖所示的極性相反，增加商業電源1中的電壓引起的電壓被儲存在電容器25中。因此，電容器24中產生的電壓等於電容器25中的電壓，不受商業電源1電壓極性的控制，從而可以使商業電源1的電流相對電壓極性有對稱波形。繼續這種工作過程，由此電容器24、25的電壓波形根據圖4所示的商業電源1的周期產生一個電壓，該電壓響應商業電源1的電壓極性而增大。這樣，流進高壓變壓器26的初級線圈的電流的包絡波形變成V26(Lp)所示的波形。由於高壓變壓器26增大電壓並且將該增大的電壓施加到磁控管8上，因此施加到磁控管8上的電壓表現出V8所示的波形，而且可能一直使電壓等於或大于震蕩電壓VAK(TH)。因此，可以允許輸入電流在商業電源1的任何周期內流動，而且可以提高功率因數，抑制諧波。
當從圖3的周期(a)轉換到(b)時，進行切斷二極體23的操作；作為電流通路的串聯連接的半導體開關元件21切斷電流，不要求二極體23的開關速度。由於斷開時刻施加在二極體23上的電壓為0，所以斷開時刻不會產生開關損耗。因此，可以這樣設計二極體22，23，以便在使用著重於正向通電電壓VF的二極體中，將注意力集中在抑制傳導時間的損耗上，簡化冷卻二極體22，23的結構，同時使二極體22、23最小化也是有利的。特別地，用在微波爐上的這種磁控管的驅動電源運用1000W或更高的功率，因此在使用著重於正向通電電壓VF的二極體22，23時，反向電路的電流變成40A到50A的非常大的電流值，這在提高反向電路的效率、降低傳導損耗方面是有利的。因此，可以使總功率損失減小到最小，並且提供高效率的磁控管的驅動電源。
因此，在該實施例的磁控管的驅動電源中，可以使用著重於正向通電電壓VF的二極體22、23，可以進行與相關技術示例所示的電路完全不同的電路工作，二極體22、23的損耗減小到最小，提高磁控管的驅動電源的總能量轉換效率。該優點是本發明的特有的通過電容器24、25發揮出來的優點，電容器24、25用到反向運行和正向運行中，該運行是將增加商業電源1的電壓引起的電壓施加到電容器24、25上，並且提供電容器迴路功能並且與在背景技術示例中描述的JP10271846A中的電路運行不同。
圖5示出本實施例的磁控管的驅動電源的更詳細的電路結構圖，其中商業電源1的輸出設置有低通濾波器29，濾波器由電感器27和電容器28組成，由此不允許反向電流的高頻電流進入商業電源中。因此低通濾波器29插在商業電源1和反向電路之間，以便高頻電流或反向電路的電壓不會傳遞到商業電源側，由此可能減小端子噪音。如果應用該結構，則上述運行不變。
(實施例2)圖6是本發明第二個實施例的磁控管的驅動電源的電路圖。在該電路結構中，除了上面描述的實施例1的電路結構外，電容器30並聯到半導體開關元件21上。
圖7是該實施例的工作波形圖，圖8(a)到8(g)表示該實施例中的時間周期中的電流通路。描述從以下狀態開始半導體開關元件21接通，商業電源1的極性如圖所示。在該狀態下，半導體開關元件21是接通狀態，電流從商業電源1流過高壓變壓器26的初級線圈，形成圖8(a)所示的通路。同時，流進半導體開關元件21的電流如圖7所示線性增加。如果半導體開關元件21在給定時間內斷開，高壓變壓器26的初級線圈電流企圖繼續在相同方向流動，而此刻電流通路變成圖8(b)所示的狀態，並聯到半導體開關元件21上的電容器30被充電。這時，半導體開關元件21的電壓V21以電容器30的充電速度升高。當電容器30的電壓等於電容器24的電壓時，半導體開關元件20的並聯二極體導通，形成電容器24充電的電流通路，轉換到圖8(c)的時間周期。直到完成電容器24的充電，半導體開關元件20接通，電容器24上的電荷沿電容器24的通路釋放到半導體開關元件20再到高壓變壓器26的初級線圈上再到商業電源1，如圖8(d)所示。這時，流過半導體開關元件20的電流波形變為圖7(d)所示的波形。如果在預定時間內斷開半導體開關元件20，那麼在如圖8(e)中通路上形成釋放電容器30的電荷的通路，該電容器並聯連接在半導體開關元件21上，電容器30被放電。這時，施加在半導體開關元件21上的電壓V21逐漸降低，相反地，施加在半導體開關元件20上的電壓V20逐漸升高。當電容器30完成放電並且施加到半導體開關元件21上的電壓變為0時，形成圖8(f)中的電流通路並且並聯到半導體開關元件21上的二極體開始導通。接下來，如果接通半導體開關元件21，就形成圖8(g)中的電流通路，儲存在電容器25中的電荷被放出。電容器25一結束放電，就轉換到圖8(a)中的狀態。
如果商業電源1的極性與圖中所示的極性相反，半導體開關元件20和21、電容器24和25，以及二極體22和23的操作被置換而且可以完成相同的工作。
在該實施例中，二極體22、23的開關損耗不會出現在上述實施例中，使用著重於正向通電電壓VF的二極體22、23，可以將二極體22、23的損耗降到最小。另外，當半導體開關元件20、21接通/斷開時，利用電容器30的充電、放電，施加在半導體開關元件20、21上的電壓逐漸升高，由此降低了開關時刻出現的損耗。即，一個實際的半導體開關元件在進行接通到斷開狀態轉換或者斷開到接通狀態的轉換時，總是有一個轉換周期，在該轉換周期產生開關損耗，此時電壓和電流在同一時刻出現。特別地，在半導體開關元件中，通過進行雙極運行獲得半導體開關元件的電流密度，比如一個IGBT(絕緣柵雙極電晶體)或一個適於處理大電流的BJT(雙極接點電晶體)，如果一個門信號被斷開，那么元件中的其餘孔不會很快消失，因此集電極電流不能立刻斷開，出現100ns到幾μs的轉換周期。但是，在該實施例中，施加在半導體開關元件上的電壓在該時段逐漸改變，並且在該時期逐漸升高直到斷開電流為止，從而可能大大減少半導體開關元件20、21接通/斷開時的開關損耗，進一步可能增加電路效率。
圖9示出電容器30並聯到半導體開關元件20上的結構。在該情況下，充電和放電時期，電容器30與上述情況相反，但是逐漸改變施加在半單體開關元件20電壓的功能與前述的相同。因此，在使用著重於正向通電電壓的二極體22、23時，使二極體22、23的損耗最小化的同時，可以減小半導體開關元件20、21出現的損耗，與上述圖6中的情況一樣，可能提高磁控管的驅動電源的功率轉換效率。
圖10示出電容器31和32與半導體開關元件20和21連接的結構。在該情況下，為了提供與上述示例相同的電壓梯度，可以連接一個容量是上述電容器30一半的電容器。在該情況下，電容器31、32給磁控管的驅動電源提供的功能等於上述圖6或9中的功能；當電容器31充電時，電容器32放電，相反地，當電容器31放電時，電容器32充電，由此具有同樣的優點。
圖11示出電容器30並聯到高壓變壓器26的初級線圈上的結構。在該情況下，高壓變壓器26的初級線圈的電壓因電容器30的作用而逐漸增加，因此半導體開關元件20、21的電壓逐漸變化，因此具有與上述示例相同的優點。
(實施例3)下面參考圖12到15描述本發明的第三實施例。
圖12是本發明第三實施例的磁控管的驅動電源的電路圖。圖12中與上述實施例中相同的部件用相同的參考數字表示，並且不再詳細描述。為了進行反向電路，驅動電路33驅動半導體開關元件20和21。驅動電路33向半導體開關元件20和21發出的驅動信號有這樣的波形每個波形有一個空載時間，並且彼此互補地接通和斷開，如圖13(a)所示。半導體開關元件20和21因此彼此互補地接通和斷開，由此反向電路將電能傳送給磁控管8。
圖14示出半導體開關元件21的接通時間比Don21和反向電路的轉換功率P之間的關係。在該圖中，實線代表的曲線表示商業電源1具有圖12所示的電壓極性時的轉換功率P的變化，虛線代表的曲線表示商業電源1的電壓極性與圖12相反時轉換功率P的變化。這樣，半導體開關元件21的接通時間比Don21和反向電路的轉換功率P之間的關係根據商業電源1的電壓極性而變化。因此，在半導體開關元件21的接通時間比Don21大概為50％的狀態下，可以進行相同功率轉換，而不考慮商業電源1的正負極性，這樣商業電源1的電流相對電壓極性為對稱波形，如圖15(b)所示。但是，如果企圖使商業電源1的電流為相對電壓極性對稱的正弦波，那麼轉換功率只能限制在這一點上。對於家用微波爐等，加熱功率是從對應於食物的加熱時間的各種檔中進行選擇。例如可以將加熱功率調節為「強」、「中」、「弱」等等。為了滿足這一點，需要根據任何要求的輸出功率改變半導體開關元件21的接通時間比Don21。但是，如果打算不依賴於商業電源1的電壓極性，在恆定接通時間比Don21下調節到要求的輸出功率，那麼從圖14所示的半導體開關元件21的接通時間比Don21與轉換功率P之間的關係中，設置接通時間比Don21從50％變化，不同的波形示於商業電源1的電壓的正負時間周期內；例如，產生如圖15(a)所示的偏離正負極性的電流波形。在此情況下，電流波形不能變成對稱的形式，因此出現針狀(even’th-order)諧波，而且最終能夠提高功率因數。
那麼，在該實施例中，驅動電路33運行以便根據商業電源1的電壓極性置換半導體開關元件20和21的驅動信號。即，如果商業電源1的電壓極性是正的，那么半導體開關元件20和21在圖13(a)所示的接通時間段T1和T2被斷開和接通以及被接通和斷開，相反地，如果商業電源1的電壓極性是負的，那麼圖13(a)中的半導體開關元件20和21的接通時間段被置換，如圖13(b)所示。驅動電路33以這樣方式工作由此當電路中的磁控管的驅動電源發生的損失下降時，磁控管的驅動電源的轉換功率改變，而且如果半導體開關元件21的接通時間比Don21從50％的狀態向兩個方向之一轉換，轉換功率增加或減小，可以一直保持商業電源1的電流波形為相對電壓極性對稱的正弦波。因此，如果改變轉換功率，那麼可以在高功率因數下完成工作而沒有電流失真，從而維持高的功率轉換效率。下面將參考圖16到18描述本發明的第四個實施例。圖16是本發明第四實施例中磁控管的驅動電源的電路圖。圖16中與上述實施例中相同的部件用相同數字標記表示，而且不再詳細描述。電源極性確定裝置34確定商業電源1的電壓極性；例如在該實施例中利用一個光電耦合器來實現。如果商業電源1的電壓如圖17中的V1變化，那麼當電壓極性為圖中所述極性時，光電耦合器35的一個發光二極體發射光，由此光接收側上的電晶體開始導電。這時，電源極性確定裝置34的輸出降低。驅動電路33確定該狀態是正電源極性，而且輸出半導體開關元件20和21的通電時間為圖18(a)中所示的T1和T2。當商業電源1的電壓極性變為負的時，則光電耦合器35的發光二極體停止發光，斷開光接收側上的電晶體，由此電源極性確定裝置34的輸出變高。驅動電路33確定該狀態是負的商業電源電壓極性，並且輸驅動信號以便半導體開關元件20和21的通電時間變成與商業電源電壓極性為正時的相反，如圖18(b)。這樣的運行是可以完成的，由此如果磁控管的驅動電源的轉換功率增加或減小，可以一直維持商業電源1的電流波形為相對電壓極性的正弦波形。因此，如果改變轉換功率，那麼可以在高功率因數下完成工作而沒有電流失真，從而維持高的功率轉換效率。
圖19示出實現該電源極性確定裝置34的一個例子，比如一個與電容器25並聯的檢測電壓電阻。它利用了存在於電容器25中的電壓變化的事實，該電壓比如是在前面實施例1中描述的圖20中的V25。即，當商業電源1的電壓表現為圖20中所示的AC波形時，如果電源極性是正的，那麼電容器25的電壓V25幾乎為零。另一方面，當表現為負極性時，根據轉換電路的運行，產生給商業電源1電壓增壓的電壓，如圖中所示。該電壓被如該實施例中的電阻或者用一個比較器分配，電源極性確定裝置34確定在商業電壓值等於或大於某一參考值的時間周期內，商業電源1的電壓極性為負，並將一個信號傳遞給驅動電路33。驅動電路33運行以便根據該確定信號置換半導體開關元件20和21的驅動信號。可以進行這樣的運行，由此如果磁控管的驅動電源的轉換功率增加或降低，可以一直維持商業電源的電流波形為相對電壓極性的正弦波形。因此，如果改變轉換功率，那麼可以在高功率因數下完成工作而沒有電流失真，從而維持高的功率轉換效率。
(實施例5)下面將參考圖21到25描述本發明的第五個實施例。圖21是本發明第五實施例中磁控管的驅動電源的電路圖。驅動電路33運行以便當商業電源1的電壓極性改變時置換半導體開關元件20和21的驅動信號，同時，運行該電路以便在該置換時刻以恆定變化率改變驅動信號。
圖22是商業電源1的電壓波形V1和半導體開關元件20和21的接通時間比Don20和Don21的變化圖。該圖中，當商業電源電壓極性改變時，接通時間比的變化被立刻置換，變化寬度是變化量ΔD。圖23表示當商業電源電壓極性改變時，半導體開關元件20和21的驅動信號如何變化。該圖中，時間點ZIP是商業電源電壓極性改變的時間點，如果將該點作為邊界，那么半導體開關元件20的通電時間從通電時間T1變到下一周期的T2。另一方面，半導體開關元件21的通電時間從通電時間T2變到T1。如果可以執行這種運行，那麼當半導體開關元件20和21的通電時間接近相等時，則通電時間變化寬度ΔD較小，因此反向電路工作的變化量在商業電源1電壓極性變化的時間點較小。因此，如圖24(a)所示，甚至在商業電源1電壓極性改變的時間點，商業電源1的電流也表現出光滑變化。但是，如果調節半導體開關元件20和21的通電時間以便從該狀態點增加或降低反向電路的轉換功率，那么半導體開關元件20和21的通電時間變得相等。這種情況下，商業電源1電壓極性改變的時間點處的通電時間變化量變大，因此在商業電源1電壓極性改變的時間點處的反向電路運行變化量較大時，可能出現瞬間針狀電流波形，如圖24(b)所示。特別地，如果在商業電源1電壓極性改變的時間點與驅動電路置換半導體開關元件20和21的通電時間之間出現時滯時，這一現象尤為明顯。
但是，在該實施例的結構中，當商業電源1的電壓極性改變時，半導體開關元件20和21的接通時間比以恆定變化率被置換，如圖25所示，因此該時間點的半導體開關元件20和21的接通時間比Don20和Don21的變化量受到限制。因此，如果改變反向電路的轉換功率，而且半導體開關元件20和21的接通時間比之差較大，則商業電源1的電流波形可以一直平滑變化，而且可以一直維持正弦波狀的電流波形，而不會表現出任何瞬間電流波形。如果在商業電源1電壓極性改變的時間點與驅動電路置換半導體開關元件20和和21的通電時間之間因某種原因而出現時滯時，則在置換時間中可以按照恆定變化率執行開關，因此有可能保證在一定程度上抵消時滯。
因此，在該實施例的磁控管的驅動電源中，如果增加或減小反向電路的轉換功率，而且半導體開關元件20和21之間的接通時間比之差變大，則商業電源1的電流波形可以一直維持正弦波狀，而不顯示任何瞬間電流。
如圖25所示，如果半導體開關元件20和21的接通時間比Don20和Don21改變，以便二者在商業電源電壓極性改變的時間點處均為50％，從實施例3所示的接通時間比Don和反向電路的轉換功率P之間的關係，商業電源1的電流波形可以更平滑地變化。
(實施例6)下面參考圖26到28描述本發明的第六實施例。圖26是本發明第六實施例中的磁控管的驅動電源的電路圖。電源極性確定裝置34確定商業電源1的電壓極性，並將象徵商業電源1有正負電壓極性的信號傳送給驅動電路33。驅動電路33工作，以便根據該確定信號置換半導體開關元件20和21的接通時間比，同時響應商業電源1電壓在正方向上較大的時間周期中的電壓值減小半導體開關元件21的接通時間比Don21，以及如果商業電源1的電壓在負方向上較大，則響應商業電源1的電壓減小半導體開關元件20的接通時間比Don20。圖27表示該狀態，半導體開關元件20和21的接通時間比Don20和Don21響應商業電源1的電壓而變化。由此控制半導體開關元件20和21的接通時間比，從而商業電源1的電流波形I1如梯形波變化，這樣與近似的正弦波相比，最大值部分被壓平，如圖所示。為了處理相同的轉換功率，如果將電流波形控制得像梯形波而不是正弦波的話，則可以減小最大電流值。圖28(a)和(b)示出，在響應商業電源1電壓來控制接通時間比時，以及在使輸入電流大體像有恆定時間比的正弦波時，最大電流時刻的半導體開關元件20和21的電流和電壓波形。圖28(a)示出當響應商業電源1的電壓來控制接通時間比Don20和Don21時的波形示例，圖28(b)示出當使輸入電流大體像正弦波時的波形示例。比較這些圖形，在圖28(a)的波形中，半導體開關元件21的最大電流值I21(max)與圖28(b)中的最大值相比變低。因此，半導體開關元件電流的有效值變低，因此可以減小負載或印刷電路板上的導線損失，減小反向電路的損失。由於隨著半導體開關元件20和21的接通，同時電流也流進高壓變壓器26的初級線圈，半導體開關元件電流有效值的減小導致高壓變壓器26初級線圈的電流有效值同時減小。高壓變壓器26中存在的損失大體分為銅損和鐵損，銅損因電流流過線圈而產生，鐵損發生在磁路中，比如鐵芯中。特別地，銅損部分大體可以用線圈的等效串聯電阻Rs與經過的電流的有效值I的平方的積來表示。因此，為了降低如本實施例中的電流有效值，半導體開關元件的接通時間比響應商業電源1的電壓而變化，由此可以急劇降低高壓變壓器26初級線圈的銅損。因此，可以更多地減小反向電路的損失以及提高電路效率。
(實施例7)
圖1示出本發明第七實施例採用的電路結構。第一和第二半導體開關元件20和21的串聯體與第一和第二二極體22和23的串聯體並聯連接，第一和第二電容器24和25並聯到第一和第二二極體22和23上，商業電源1和高壓變壓器26的串聯電路連接在半導體開關元件20和21的接點與二極體22和23的接點之間。高壓變壓器26的次級線圈輸出與高壓整流電路7連接，給磁控管8提供DC高壓。磁控管8由DC高壓驅動並產生2.45GHz的無線電波。在該實施例中，第一和第二半導體開關元件均被描述為正嚮導通的IGBT(絕緣柵雙極電晶體)，一個二極體反向地並聯在IGBT上，但是不用說，也可以採用其中有二極體的這樣一種元件比如MOSFET。
圖2(a)到2(e)是表示在反向電路工作的時間周期內的電流通路圖，圖3是與之對應的工作波形圖。下面的說明從以下狀態開始半導體開關元件21接通，商業電源1的電壓極性如圖所示。在該狀態下，電流的通路是經過商業電源1到達高壓變壓器26的初級線圈再到半導體開關元件21再到二極體23，如圖2(a)所示，在圖3(a)中的時間周期內的用I21表示的電流流進半導體開關元件21和高壓變壓器26的初級線圈中，由此在高壓變壓器的初級線圈中儲存能量。如果在一個預定時刻斷開半導體開關元件21，高壓變壓器26的初級線圈電流企圖沿同樣方向繼續流動，因此在該時刻，電容器沿商業電源1到高壓變壓器26的初級線圈到並聯於半導體開關元件20上的二極體到電容器24的通路，被儲存在高壓變壓器26的初級線圈中的能量充電，如圖2(b)所示。執行該過程，由此通過增加商業電源1的電壓所提供的電壓被儲存在電容器24中。儲存在高壓變壓器26的初級線圈中能量釋放完時，便形成圖2(c)中的通路，這時，電容器24中所充能量沿電容器24到半導體開關元件20到高壓變壓器26的初級線圈到商業電源1的通路被取出。如果在預定時刻斷開半導體開關元件20，高壓變壓器26的初級線圈電流企圖沿同樣方向繼續流動，因此電流流過高壓變壓器26的初級線圈到商業電源1到電容器25到並聯於半導體開關元件21上的二極體的通路，如圖2(d)所示。如果商業電源1的電壓極性與圖中所示極性相反，則半導體開關元件20和21、二極體22和23以及電容器24和25僅僅互換工作而已，並且進行相同的運行。
在已描述的運行中，設計電容器24和25具有這樣的容量不但能夠在半導體開關元件20、21接通/斷開時，進行使高壓變壓器26初級線圈產生高頻電流的反向運行，而且能夠在電容器24、25中產生電壓，該電壓是給商業電源1電壓提供增壓，而且使電容器24的電容等於電容器25的電容。從而，如果商業電源1的電壓極性如圖所示，則用來增加商業電源1電壓的電壓被儲存在電容器24中，反之，如果商業電源1的電壓極性與圖中相反，則用來增加商業電源1電壓的電壓被儲存在電容器25中。因此，可以使電容器24產生的電壓等於電容器25產生的電壓，而不取決於商業電源1的電壓極性，從而可以使商業電源1的電流為對稱波形，而不考慮電壓極性。繼續該過程，由此電容器24、25的電壓波形產生一個響應商業電源1的電壓極性的增壓，而不考慮商業電源1的周期，如圖4所示。這樣，流進高壓變壓器26初級線圈的電流的包絡波形變為如V26(Lp)所示的波形。由於給高壓變壓器26增壓並且將該增加的電壓施加到磁控管8上，作用到磁控管8上的電壓波形如V8所示，而且可以一直使該電壓等於或大於失真電壓VAK(TH)。因此，在商業電源1的任何周期內都有輸入電流I1的流動，並且可以提高功率因數、抑制諧波。
當從圖3中的時間期間(a)轉換到(b)時，使二極體23停止工作；串聯連接到電流通路上的半導體開關元件21切斷該電流，不限制二極體23的開關速度。由於斷開時刻作用到二極體23上的電壓為0，因此在斷開時刻沒有開關損失。因此，可以使用著重於正向通電電壓VF的二極體22、23，集中在抑制導通時刻的損失上，簡化冷卻二極體22和23的結構，同時容易使二極體小型化。尤其是，用於微波爐的這種磁控管的驅動電源提供1000W或更高的大功率，因此反向器電路的電流值變得非常大，約40A到50A，這有利於提高反向電路的效率、減小著重於正向通電電壓VF的二極體22和23中的導電損失。因此，可以使反向電路的總功率損失最小，提供高效的磁控管的驅動電源。
因此，在本實施例採用的磁控管的驅動電源中，可以使用著重於正向通電電壓VF的二極體22，23，減小二極體22，23的損失，提高磁控管驅動電源的總功率轉換效率。當電容器24，25用作反向運行和給商業電源1電壓增壓時，本發明的這一優點猶為明顯，該優點還由不同於相關技術JP10271846A示例的電容器電路功能和電路運行體現出來。
圖12是本實施例的磁控管的驅動電源的更實際的電路結構，其中，商業電源1的輸出配置有低通濾波器29，該濾波器由電感器27和電容器28組成，因此不允許反向器電路的高頻電流流進商業電源。因此低通濾波器29設在商業電源1和反向電路之間，以便反向電路的高頻電流或電壓不經過商業電源側，因此可以減小端子噪音。如果不採用該結構，則上述運行不會變化。下面的說明主要圍繞驅動電路33，該電路控制半導體開關元件20和21的驅動信號。
驅動電路33驅動半導體開關元件20和21使反向電路工作。驅動電路33發送給半導體開關元件20和21的驅動信號Vg20和Vg21的波形都有一個空載時間，並且相互補充地接通和斷開，如圖13(a)所示。這樣半導體開關元件20和21相互補充地接通和斷開，由此反向電路將電能傳遞給磁控管8。
圖14示出半導體開關元件21的接通時間比Don21與反向電路的轉換功率P之間的關係。在該圖中，實線表示的曲線示出當商業電源1具有圖12所示的電壓極性時的轉換功率P的變化，反之，虛線表示的曲線示出當商業電源1具有與圖12所示相反的電壓極性時的轉換功率P的變化。因此，半導體開關元件21的接通時間比Don21與反向電路的轉換功率P之間的關係依賴商業電源1電壓極性而改變。因此，在半導體開關元件21的接通時間比Don21大概為50％的狀態下，可以進行同樣的功率轉換，而不考慮商業電源1電壓極性的正負，這樣可以使商業電源1的電流波形關於電壓極性對稱，如圖15(b)所示。但是，如果希望商業電源1的電流波形是關於電壓極性對稱的正弦波形，那麼轉換功率僅被限制在一個點上。家用微波爐中，可以根據食物加熱時間從不同檔中選擇加熱功率。例如，在設置為「強」、「中」、「弱」等檔時，需要調節加熱功率。為了滿足這一點，需要根據任何要求的輸出功率改變半導體開關元件21的接通時間比Don21。但是，如果希望在恆定的接通時間比Don21下調節到需要的輸出功率，而不依賴於商業電源1的電壓極性，那麼將接通時間比Don21設置到半導體開關元件21的接通時間比Don21與轉換功率P之間關係的50％左右，如圖14所示，該圖還示出商業電源1電壓的正和負時間段中的不同波形。如果錯誤地執行該控制方法，將導致電流波形偏離正負極性的平衡，如圖15(a)所示。在這種情況下，電流波形變為不對稱波形，因此出現針狀(even’th-over)諧波，最終不可能提高功率因數。
因而，在該實施例中，驅動電路33運行，以便響應商業電源1的電壓極性來置換半導體開關元件20和21的驅動信號。即，如圖37所示，如果商業電源1的電壓波形V1(虛線)的電壓極性為正，那麼為了控制遞升地充電運行和反向運行，半導體開關元件21的接通時間比(實線)Don21升高，當極性相反時，半導體開關元件21的接通時間比Don21降低。當商業電源電壓V1的極性為正時，在0伏到最大電壓的波谷處設置能夠遞升充電到最大值的接通時間比Don21，相反地，接通時間比Don21在最大電壓(峰點)附近稍微降低。半導體開關元件21的接通時間比Don21因此被充電，由此可以提供失真較小的輸入電流，而且可以容易地調節加熱的「強」、「中」、「弱」功率。不用說，當電壓極性為負時，另一個控制遞升充電功能和反向功能的半導體開關元件20跟隨所述半導體開關元件21進行補充運行。
這時，在極性變化點，接通時間比Don21為50％，圖37中的商業電源電壓V1的極性在該點改變，Vg21和Vg20的通電時間T1和T2相等，在圖38中詳細地示出了極性變化點部分。在該控制下，在極性變化點，兩個半導體開關元件的作用可以互換，這兩個半導體開關元件中的一個控制遞升充電功能和反向功能，另一個僅控制反向功能。因此，可以抑制輸入電流極性變化點附近出現的針狀失真，以及可以提供穩定的輸入電流。
作為一個整體，當電路中磁控管的驅動電源出現的損失減小時，磁控管的驅動電源的轉換功率改變，並且如果半導體開關元件21的通電時間Don21從基本50％的狀態向任一個方向變化以及轉換功率增加或減小，則可以一直允許保持商業電源1的波形類似對應於電壓極性的正弦波形。因此，可以在高功率因數下完成小電流失真的運行，如果轉換功率改變還可以一直保持高的功率轉換效率。
(實施例8)圖39是本發明第八個實施例採用的電路圖。圖39所示的電源極性確定裝置23確定商業電源1的電壓極性，並將表示商業電源1是正還是負電壓極性(圖40中為V23)的信號傳送給驅動電路33。作為一個示例，當商業電源1電壓V1的極性為正時，將所傳遞的信號設為低值，當極性為負時，信號V23設為高值，如圖40中所示。運行驅動電路33以便根據確定的信號置換半導體開關元件20和21的接通時間比，同時控制驅動電路33以便改變對應於商業電源1極性的每個接通時間比，在商業電源1的波谷提高控制遞升充電功能的半導體開關元件的接通時間比，反之，在波峰降低接通時間比，如圖37所示，以提供失真小的輸入電流。
這時，商業電源的極性可以由電源極性確定裝置23確定，因此在檢測極性變化點的ZVP之後，同時提供一個切斷的脈衝時間段，該時間段與反向運行的一個周期相同，電容器充分放電，半導體開關元件的作用可以置換，如圖41所示。在該結構中，如果使Vg21和Vg20的通電時間T1和T2彼此不相等，如圖13所示，與極性改變點的每個半導體開關元件的通電/斷開額定比一樣，可以抑制極性變換點處的輸入電流的針狀失真。
(實施例9)參考圖42和43描述本發明的第九實施例。圖42是本發明的第九個實施例的磁控管的驅動電源的電路結構。第一和第二半導體開關7和8的串聯連接體並聯連接到第一和第二續流二極體5和6的串聯連接體上。串聯連接的第一和第二半導體開關7和8並聯到第一和第二整流二極體3和4的串聯連接體上。第一和第二電容器9和10連接到第一整流二極體3和第二整流二極體4上，商業電源1、濾波器2、高壓變壓器11連接在第一和第二整流二極體3和4的接點與半導體開關7和8的接點之間。高壓變壓器11的次級線圈輸出連接到高壓整流電路12上，以給磁控管13提供DC高壓。磁控管13根據DC高壓產生2.45GHz的無線電波。本實施例的磁控管的驅動電源的運行與相關技術示例中的一樣，因此不再描述。
第一和第二整流二極體3和4以及第一和第二續流二極體5和6放在一個組件內成為一個整流二極體橋14，與第一和第二半導體開關7和8一樣，不含續流二極體的半導體開關也放置在該組件內。由於這種結構不需要在半導體開關7、8中包含續流二極體，因此可以採用廉價的配置。圖43是採用該配置時的連接圖。由於二極體的特性，以高速二極體橋運行的二極體(trr5微秒以下)是合適的。
如果採用該配置，半導體的損失趨於一致，這樣可以很好地均勻冷卻，可以防止某一個具體元件的溫度升得過高。
如上所述，根據本實施例，整流二極體3和4以及續流二極體5和6構成整流二極體橋14，因此可以不浪費地使用整流二極體橋14的二極體，而且可以排除在半導體開關7、8中包含二極體的需要，因此可以提供廉價的磁控管的驅動電源。
(實施例10)下面參考圖44和45描述本發明的磁控管的驅動電源的第十個實施例。圖44是本發明第十個實施例的磁控管的驅動電源的電路結構圖。第十個實施例的磁控管的驅動電源的結構與第九個實施例不同的是半導體開關7和8裝在一個組件中。
這樣的結構使整流二極體橋14中的兩個元件以及第一模塊元件20能夠組成一個反向器的一個初級半導體元件。圖45是採用這種結構時的半導體連接圖。該結構可以減小安裝的組件數量，使反向器最小化，不需要半導體開關7和8彼此絕緣，從而不需要隔離散熱風扇和使用絕緣罩。
如上所述，根據本發明，半導體開關7和8被作成一個模塊，由此可以使反向器最小化，並且可以提供一種小型化為簡單結構的磁控管的驅動電源。
(實施例11)下面參考圖46到49描述本發明的磁控管的驅動電源的第十一個實施例。第十一個實施例的磁控管的驅動電源的結構與前面參考圖42，44所描述的一樣，因此不再詳細描述。
運行如下圖46到49是表示該實施例中部件的波形圖表。圖46是將高速產品用做續流二極體5、6時的續流二極體5、6的電流和電壓波形。可以從該圖中看出二極體接通時的損失和二極體斷開時的損失，即當使用高速產品時，波形的電流和電壓的積減小。從圖47可以看出，如果緩慢接通二極體，反相電壓都施加到半導體開關7、8上，二極體通電時的開關損失增加。如果緩慢斷開，尤其是如果電流繼續流動直到半導體開關7、8斷開之後為止，斷開時期的損失增加。因此，需要將著重於開關速度的元件用作續流二極體5和6。
另一方面，圖48示出整流二極體3、4的電流和電壓波形。圖49示出相對於商業頻率來看的整流二極體3、4的電流和電壓波形。正如從圖48中所看到的，在整流二極體3、4的電流波形中，開關損失較小，而通電損失，即穩定狀態流動時的電流和電壓的積是顯著的，因為。如圖49所示，在電流流進整流二極體3、4期間，甚至當整流二極體3、4斷開時，整流二極體3、4中的電壓很小，這時的電流和電壓的積也很小。因此，整流二極體3和4要求使用著重於低通電電壓即VF的二極體元件。
圖50是普通二極體的速度(trr)和通電電壓(VF)特性圖。由於trr和VF通常具有對立關係，為了形成具有一種特性的整流二極體橋14，這裡採用了一種表現出最佳特性的元件。反之，不能使用最佳元件。利用兩種特性不同的元件，則可以大大減小元件損失。也就是說，將著重於VF的元件用作整流二極體3和4，著重於trr的元件用作續流二極體5和6，由此可以提供低損失的整流二極體14。
如上所述，根據該實施例，低VF的二極體用作整流二極體3和4，高速二極體用作續流二極體5和6，以組成整流二極體橋14，這樣可以使每個二極體的損失最小，而且可以提供一種冷卻能力很好的廉價磁控管的驅動電源，它可以縮小散熱風扇的外形尺寸。
(實施例12)下面參考圖51描述本發明磁控管的驅動電源的第十二個實施例。
圖51示出本發明該實施例的磁控管的驅動電源的結構。第十二個實施例與第九、第十或第十一個實施例的區別在於，半導體開關7和8、整流二極體3和4、以及續流二極體5和6設在一個組件內。
這種結構可以將用在磁控管的驅動電源初級側的半導體設置在一個組件內，各元件之間不需要離散元件必須的絕緣，而且使裝置緊湊。加熱部件集中在一個點上時，它還可以使冷卻結構更小型化。
如上所述，根據該實施例，半導體開關7和8、續流二極體5和6、以及整流二極體3和4設置在一個組件內，由此反向器的初級電路的所有半導體元件都設置在一個組件內，可以提供一種小型化的磁控管的驅動電源。
(實施例13)下面參考圖52描述本發明磁控管的驅動電源的第十三個實施例。
圖52示出本發明的該實施例的磁控管的驅動電源的結構。第十三個實施例與第十二個實施例的區別在於，半導體開關驅動器23和24包含在一個半導體模塊中，該模塊包含設在一個組件內的半導體開關7和8、整流二極體3和4、以及續流二極體5和6。
這種結構只是將一個驅動信號和一個驅動電源連接到一個驅動電路(未示出)的半導體模塊上，就可以驅動一個開關元件。因此，仍然可以使磁控管的驅動電源更小型化。驅動器23和24設置在半導體開關7和8附近，因此還可以更好地阻擋外部噪音。
如上所述，根據該實施例，驅動器23和24裝在半導體模塊中，因此可以提供更小型化的磁控管的驅動電源。如上所述，根據本發明的權利要求1到6，允許輸入電流流過商業電源的幾乎所有區域，甚至通過一個有非線性特性的如磁控管的負載，在一個運用高轉換功率的裝置比如微波爐中還可以抑制反向電路存在的損失，可以提供一種高效磁控管的驅動電源。
本發明的高頻加熱功率電源可以抑制在極性變化點處的針狀輸入電流失真，該失真發生在一種電路結構中，在該結構中，只要商業AC電源被切換，控制遞升充電功能和反向器功能的半導體開關元件的作用和另一個只控制反向器功能的半導體開關元件需要被置換，而且可以提供穩定的輸入電流。
可以從所述實施例看出，根據本發明，整流二極體和續流二極體被作成一個整流二極體橋，由此可以不浪費地利用整流二極體橋的二極體，還可以消除在半導體開關中包含二極體的需要，因此可以提供一種廉價的磁控管的驅動電源。
權利要求
1.一種磁控管驅動電源，其特徵在於，可以反嚮導通的第一和第二半導體開關元件的串聯體與第一和第二二極體的串聯體並聯，第一和第二電容器並聯到第一和第二二極體上，商業電源和高壓變壓器初級線圈的串聯電路連接在第一和第二半導體開關元件的節點與第一和第二二極體的節點之間，該第一和第二半導體開關元件可以反嚮導通，以及高壓變壓器次級線圈的輸出通過一個高壓整流電路激勵一個磁控管。
2.如權利要求1所述的磁控管驅動電源，其特徵在於，可以反嚮導通的第一和第二半導體開關包括一個正嚮導通的半導體開關元件和一個反向地並聯到該半導體開關元件上的二極體。
3.如權利要求1或2所述的磁控管驅動電源，其特徵在於，使第一和第二二極體的容量相等。
4.如權利要求1至3之一所述的磁控管驅動電源，其特徵在於，一個第三電容器並聯到第一和第二半導體開關元件與高壓變壓器初級線圈的至少一個點上。
5.一種磁控管驅動電源，其特徵在於，可以反嚮導通的第一和第二半導體開關元件的串聯體與第一和第二二極體的串聯體並聯，第一和第二電容器並聯到第一和第二二極體上，商業電源和高壓變壓器初級線圈的串聯電路連接在第一和第二半導體開關元件的節點與第一和第二二極體的節點之間，該第一和第二半導體開關元件可以反嚮導通，高壓變壓器次級線圈的輸出通過一個高壓整流電路激勵一個磁控管，和提供一個驅動第一和第二半導體開關元件的驅動電路並且補充地驅動該第一和第二半導體開關元件，根據商業電源的正負極性置換驅動信號。
6.如權利要求5所述的磁控管驅動電源，其特徵在於，它包括用來確定商業電源極性的電源極性確定裝置，其中該驅動電路根據電源極性確定裝置確定的信息置換第一和第二半導體開關元件的驅動信號。
7.如權利要求6所述的磁控管驅動電源，其特徵在於，電源極性確定裝置是光耦合器的形式，用來確定商業電源的極性。
8.如權利要求6所述的磁控管驅動電源，其特徵在於，電源極性確定裝置檢測第二電容器的電壓並且確定商業電源的極性。
9.如權利要求5或6所述的磁控管驅動電源，其特徵在於，在商業電源的零交叉點附近，以一個預定變化率改變驅動信號。
10.如權利要求5到9的任意權利要求所述的磁控管驅動電源，其特徵在於，改變第二半導體開關元件的導通時間，以便縮短響應商業電源電壓在正方向上為高壓的時間周期內的商業電源電壓，相反，改變第一半導體開關元件的傳導時間，以便縮短響應商業電源電壓在負方向上為高壓的時間周期內的商業電源電壓。
11.一種高頻加熱元件的電源裝置，其特徵在於，可以反嚮導通的第一和第二半導體開關元件的串聯體與第一和第二二極體的串聯體並聯，第一和第二電容器並聯到第一和第二二極體上，商業電源和高壓變壓器初級線圈的串聯電路連接在第一和第二半導體開關元件的節點與第一和第二二極體的節點之間，該第一和第二半導體開關元件可以反嚮導通，高壓變壓器次級線圈的輸出通過一個高壓整流電路驅動一個磁控管，在極性變化點附近將可以反嚮導通的第一和第二半導體開關元件的兩個通/斷額定比設置為約50％，商業電源在該極性變化點改變極性。
12.一種高頻率加熱元件的電源裝置，其特徵在於，可以反嚮導通的第一和第二半導體開關元件的串聯體與第一和第二二極體的串聯體並聯，第一和第二電容器並聯到第一和第二二極體上，商業電源和高壓變壓器初級線圈的串聯電路連接在第一和第二半導體開關元件的節點與第一和第二二極體的節點之間，該第一和第二半導體開關元件可以反嚮導通，高壓變壓器次級線圈的輸出通過一個高壓整流電路驅動一個磁控管，當在商業電源極性變化點附近的控制中設置一個極性確定裝置時，檢測該極性變化點，由此，可以反嚮導通的第一和第二半導體開關元件執行遞升充電功能和反向器功能的作用與只是反向功能的作用可以同時相互補充地置換。
13.一種磁控管驅動電源，其特徵在於，它包括第一和第二半導體開關的串聯體，反向並聯到第一和第二半導體開關的第一和第二續流二極體，並聯到第一和第二半導體開關的第一和第二整流二極體的串聯體，並聯到第一和第二整流二極體的第一和第二電容器，連接在第一和第二半導體開關的節點與第一和第二整流二極體的節點之間的彼此串聯的商業電源和高壓變壓器初級線圈，以及連接到高壓變壓器次級線圈的輸出的一個高壓整流電路和一個磁控管，其特徵在於，第一和第二續流二極體以及第一和第二整流二極體被設置在一個組件裡。
14.如權利要求13所述的磁控管驅動電源，其特徵在於，第一和第二半導體開關被設置在一個組件裡。
15.如權利要求13或14所述的磁控管驅動電源，其特徵在於，高速二極體被用做第一和第二續流二極體，具有低VF的二極體用做第一和第二整流二極體。
16.如權利要求13到15中任意權利要求所述的磁控管驅動電源，其特徵在於，第一和第二半導體開關，第一和第二續流二極體，以及第一和第二整流二極體設置在一個組件中。
17.如權利要求16所述的磁控管驅動電源，其特徵在於，它包括驅動第一和第二半導體開關的驅動電路。
全文摘要
本發明涉及一種磁控管驅動電流，其中將可以反嚮導通的第一和第二半導體開關元件的串聯體並聯，將第一和第二電容器並聯到第一和第二二極體上，將商用電流和高壓變壓器初級線圈的串聯電路連接在第一和第二半導體開關元件的前點與第一和第二二極體的前點之間，高壓變壓器次級線圈的輸出通過一個高壓整流電路激勵一個磁控管。
文檔編號H05B6/66GK1394459SQ01802926
公開日2003年1月29日 申請日期2001年9月26日 優先權日2000年9月27日
發明者安井健治, 北泉武, 石尾嘉朗, 大森英樹, 坂本和穗, 三原誠, 末永治雄, 守屋英明, 石崎惠美子, 森川久 申請人:松下電器產業株式會社