在多相變換器的相之間調節電流的方法和設備的製作方法
2023-06-18 11:03:56
專利名稱：在多相變換器的相之間調節電流的方法和設備的製作方法
技術領域：
本發明涉及電源，並且尤其涉及多相變換器電源，更加具體的說，涉及提供低電壓、高電流的電源給例如筆記本和膝上電腦等可攜式計算機設備的多相降壓變換器電源。
多相降壓變換器開關電源目前被用於為例如膝上電腦和筆記本等可攜式計算機設備提供低電壓、高電流、高效率的電源。
本發明涉及一種多相變換器電源，其中在兩個或者更多相之間的電流被自動調節，從而多個相在提供電源給負載時自動調節分配。因此，本發明提供了一種方法和設備以允許多相降壓變換器電源的多個相在提供電源給負載時均等分配。因此，根據本發明，如果在一個相中需要更高電流，本發明的設備會自動調節其他相位，從而提供給負載的電流被均等分配。類似的，如果某個相電流需求降低，則其他相位也相應降低。
在現有技術中，用於降壓變換器電源的IR的X相變換器晶片是公知的。例如，IR 308X系列晶片是公知的。在該晶片系列中，控制晶片控制多個相晶片。各個相晶片驅動耦合到DC輸出總線的多相變換器的單個相。對於兩相或者三相變換器，則分別使用兩相或者三相晶片。然而，對於兩相或者三相變換器，使用集成電路產生了超過需求的複雜度，並且需要使用多個晶片。使用多個晶片為具有多個相的變換器提供了靈活性，但是對於兩相或者三相變換器並不需要。特別地，X相系列中的各個集成電路包括電流分配調節放大器以確保各個相均等分配電流。對於兩相或者三相變換器，需要一種更簡單的系統以確保多相分配電流。特別地，需要減少實現電流分配的誤差放大器的數量並且減少晶片數量。
發明內容
因此，本發明的一個目標是提供一種系統以確保多相變換器中各個相的電流被均等分配。
本發明的上述和其他目標通過多相DC-DC變換器而實現，所述變換器包括第一串聯電路，包括跨接耦合在輸入電壓兩端的第一和第二輸出電晶體，具有第一相電壓的第一輸出端被設置在所述第一和第二電晶體之間的第一公共連接處；至少一個第二串聯電路，包括跨接耦合在輸入電壓兩端的串聯的第三和第四輸出電晶體，具有第二相電壓的第二輸出端被配置在所述第二串聯電路的第三和第四電晶體之間的第二公共連接處；耦合在所述第一輸出端和所述變換器的輸出電壓端之間的第一輸出電感；耦合在所述第二輸出端和所述變換器的輸出電壓端之間的至少一個第二輸出電感；耦合到所述輸出電壓端的輸出電容；第一脈衝寬度調製器電路，用於驅動所述第一和第二電晶體，所述第一脈衝寬度調製器電路包括第一脈衝寬度調製器比較器和第一固定斜率斜波發生器，所述第一固定斜率斜波發生器提供固定斜率斜波信號給所述第一PWM比較器的一個輸入；至少一個第二脈衝寬度調製器電路，用於驅動所述第三和第四電晶體，所述至少一個第二脈衝寬度調製器電路包括第二脈衝寬度調製器比較器和可變斜率斜波發生器，所述可變斜率斜波發生器提供可變斜率斜波信號給所述第二PWM比較器的一個輸入；誤差放大器，用於將所述變換器的輸出電壓與參考電壓相比較，並且分別提供誤差放大器輸出電壓給所述各個第一和第二PWM比較器的第二端；第一電流檢測放大器，用於確定通過所述第一串聯電路提供的變換器的第一相的相電流；至少一個第二電流檢測放大器，用於確定通過所述至少一個第二串聯電路提供的變換器的至少一個第二相的相電流；以及至少一個分配調節放大器，用於從所述各個第一和至少一個第二電流檢測放大器接收輸出，並且調節由所述可變斜率斜波發生器提供的可變斜率斜波信號的斜率以調節由所述至少一個第二串聯電路提供的電流，從而使所述第一和至少一個第二相提供的電流相等。
本發明的目標還通過兩相DC-DC變換器而實現，所述變換器包括第一串聯電路，包括跨接耦合在輸入電壓兩端的第一和第二輸出電晶體，具有第一相電壓的第一輸出端被配置在所述第一和第二電晶體之間的第一公共連接處；第二串聯電路，包括跨接耦合在輸入電壓兩端的串連的第三和第四輸出電晶體，具有第二相電壓的第二輸出端被配置在所述第三和第四電晶體之間的第二公共連接處；耦合在所述第一輸出端和所述變換器的輸出電壓端之間的第一輸出電感；耦合在所述第二輸出端和所述變換器的輸出電壓端之間的第二輸出電感；耦合到所述輸出電壓端的輸出電容；第一脈衝寬度調製器電路，用於驅動所述第一和第二電晶體，所述第一脈衝寬度調製器電路包括第一脈衝寬度調製器比較器和第一固定斜率斜波發生器，所述第一固定斜率斜波發生器提供固定斜率斜波信號給所述第一脈衝寬度調製器比較器的一個輸入；第二脈衝寬度調製器電路，用於驅動所述第三和第四電晶體，所述第二脈衝寬度調製器電路包括第二脈衝寬度調製器比較器和可變斜率斜波發生器，所述可變斜率斜波發生器提供可變斜率斜波信號給所述第二脈衝寬度調製器比較器的一個輸入；誤差放大器，用於將所述變換器的輸出電壓與參考電壓相比較，並且分別提供誤差放大器輸出電壓給所述各個第一和第二脈衝寬度調製器比較器的第二端子；第一電流檢測放大器，用於確定通過所述第一和第二電晶體提供的所述變換器的第一相的相電流；第二電流檢測放大器，用於確定通過所述第三和第四電晶體提供的所述變換器的第二相的相電流；以及分配調節放大器，用於從所述各個第一和第二電流檢測放大器接收輸出，並且調節由所述可變斜率斜波發生器提供的可變斜率斜波信號的斜率以調節由所述第三和第四電晶體提供的電流，從而使所述第一和第二相提供的電流相等。
本發明的目標進一步通過一種在多相變換器的輸出相之間均衡負載電流的方法而實現，其中所述變換器包括第一串聯電路，包括跨接耦合在輸入電壓兩端的第一和第二輸出電晶體，具有第一相電壓的第一輸出端被配置在所述第一和第二電晶體之間的第一公共連接處；至少一個第二串聯電路，包括跨接耦合在輸入電壓兩端的串聯的第三和第四輸出電晶體，具有第二相電壓的第二輸出端被配置在所述第三和第四電晶體之間的第二公共連接處；耦合在所述第一輸出端和所述變換器的輸出電壓端之間的第一輸出電感；耦合在所述第二輸出端和所述變換器的輸出電壓端之間的至少一個第二輸出電感；以及耦合到所述輸出電壓端的輸出電容。所述方法包括將所述變換器的輸出電壓與參考電壓相比較，並且提供誤差放大器輸出電壓給所述各個第一和至少一個第二脈衝寬度調製器比較器；通過所述第一脈衝寬度調製器比較器將第一固定斜率斜波信號與所述誤差放大器輸出相比較；通過所述至少一個第二脈衝寬度調製器比較器將可變斜率斜波信號與誤差放大器輸出相比較；確定通過所述第一串聯電路提供的變換器的第一相的相電流；確定通過所述至少一個第二串聯電路提供的變換器的至少一個第二相的相電流；以及響應於在所述第一相和至少一個第二相的確定的電流，調節所述可變斜率斜波信號的斜率以調節由所述至少一個第二串聯電路提供的電流，從而使所述第一和至少一個第二相提供的電流相等。
本發明的目標還通過三相DC-DC變換器而實現，所述變換器包括第一串聯電路，包括跨接耦合在輸入電壓兩端的第一和第二輸出電晶體，具有第一相電壓的第一輸出端被配置在所述第一和第二電晶體之間的第一公共連接處；第二串聯電路，包括跨接耦合在輸入電壓兩端的串聯的第三和第四輸出電晶體，具有第二相電壓的第二輸出端被配置在所述第三和第四電晶體之間的第二公共連接處；第三串聯電路，包括跨接耦合在輸入電壓兩端的串聯的第五和第六輸出電晶體，具有第三相電壓的第三輸出端被配置在所述第五和第六電晶體之間的第三公共連接處；耦合在所述第一輸出端和所述變換器的輸出電壓端之間的第一輸出電感；耦合在所述第二輸出端和所述變換器的輸出電壓端之間的第二輸出電感；耦合在所述第三輸出端和所述變換器的輸出電壓端之間的第三輸出電感；耦合到所述輸出電壓端的輸出電容；第一脈衝寬度調製器電路，用於驅動所述第一和第二電晶體，所述第一脈衝寬度調製器電路包括第一脈衝寬度調製器比較器和第一固定斜率斜波發生器，所述第一固定斜率斜波發生器提供固定斜率斜波信號給所述第一脈衝寬度調製器比較器的一個輸入；第二脈衝寬度調製器電路，用於驅動所述第三和第四電晶體，所述第二脈衝寬度調製器電路包括第二脈衝寬度調製器比較器和第一可變斜率斜波發生器，所述第一可變斜率斜波發生器提供第一可變斜率斜波信號給所述第二脈衝寬度調製器比較器的一個輸入；第三脈衝寬度調製器電路，用於驅動所述第五和第六電晶體，所述第三脈衝寬度調製器電路包括第三脈衝寬度調製器比較器和第二可變斜率斜波發生器，所述第二可變斜率斜波發生器提供第二可變斜率斜波信號給所述第三脈衝寬度調製器比較器的一個輸入；誤差放大器，用於將所述變換器的輸出電壓與參考電壓相比較，並且分別提供誤差放大器輸出電壓給所述各個第一、第二和第三脈衝寬度調製器比較器的第二端；第一電流檢測放大器，用於確定通過所述第一和第二電晶體提供的變換器的第一相的相電流；第二電流檢測放大器，用於確定通過所述第三和第四電晶體提供的變換器的第二相的相電流；第三電流檢測放大器，用於確定通過所述第五和第六電晶體提供的變換器的第三相的相電流；第一分配調節放大器用於從所述各個第一和第二電流檢測放大器接收輸出，並且調節由所述第一可變斜率斜波發生器提供的第一可變斜率斜波信號的斜率以調節由所述第三和第四電晶體提供的電流，第二分配調節放大器用於從所述第一和第三電流檢測放大器接收輸出，並且調節由所述第二可變斜率斜波發生器提供的第二可變斜率斜波信號的斜率以調節由所述第五和第六電晶體提供的電流，從而使所述第一、第二和第三相提供的電流相等。
本發明的其他特徵和優點通過下面的參考附圖的詳細描述可以更加明白。
下面參考附圖更加詳細的描述本發明，其中圖1顯示了兩相變換器，特別是用於提供電源給例如膝上電腦的可攜式計算機的總體示意圖；圖2顯示了兩相變換器的框圖；圖3顯示了圖2所示電路的波形；圖4顯示了圖2所示電路的進一步的波形；以及圖5顯示了採用本發明的三相變換器的框圖。
具體實施例方式
參考圖1，其中顯示了兩相降壓變換器的框圖。控制晶片10，其框圖在圖2中更加詳細顯示，接收多個數字輸入VID0-VID5，在圖1中表示為12。VID輸入是從被供電的微處理器接受的，並且是在不同條件下設置變換器的電壓輸出的數字比特。例如，對於Intel VR10晶片，輸出電壓依賴於VID0至VID5上的數字比特的設置而在0.8375V和1.6000V之間變化，這是由晶片製造商確定的。引腳VIN_SEL被用於指示哪個處理器晶片正在被供電，這樣使得控制晶片10可以解譯VID代碼。例如，如果VID SEL被接地，則處理器晶片為INTEL VR10，並且VID代碼將被解譯以提供適當電壓給這種晶片。如果VID_SEL為VCC，則處理器為AMD ATHLON。如果VID_SEL保持開路，則處理器為AMD HAMMER。對於ANTHLON晶片，Vout範圍是1.100至1.850V。對於AMD HAMMER晶片，VOUT範圍是0.800至1.550V。對於所有三種處理器，當所有VID比特為1時，VOUT被禁用或者關閉。
從適當的電源，通常為電池或者AC-DC轉換器/整流器，在VIN提供電力。控制晶片10具有輸出GATE H1和GATE L1以分別驅動表示為14的多相變換器的第一相的高端和低端電晶體。電晶體H1是高端電晶體並且電晶體L2為低端電晶體。
輸出GATE H2和GATE L2驅動包括高端電晶體H2和低端電晶體L2的第二相16。各組電晶體設置在半橋結構中，並且其公共連接處被提供給各個輸出電感L10和L20。電感L10和L20的另一端在公共輸出節點VOUT+耦合在一起。在跨接耦合在VOUT+和接地(VOUT-)之間的輸出電容COUT兩端提供輸出。
輸出電壓在VOUTSNS+和VOUTSNS-之間檢測，VOUTSNS+和VOUTSNS-分別提供給控制晶片10的反饋FB輸入和VOSNS-輸入。在輸入CSINP1和CSINP2分別提供各個相的電流檢測。電流是通過無損平均電感電流檢測而檢測的。相1的串聯電阻RCS1和電容CCS1串聯跨接在電感L10的兩端。電容兩端電壓被檢測。選擇電阻RCS1和電容CCS1使得RCS1和CCS1的時間常數等於電感的時間常數，即L10的電感值除以電感的DC電阻值。當兩個時間常數匹配時，CCS1兩端的電壓正比於L10中的電流，並且檢測電路可以被認為是僅使用了值為RL(L10的DC電阻值)的檢測電阻。時間常數的不匹配不會影響電感DC電流的測量，但是影響電感電流的AC成分。通過高端或者低端檢測而檢測電感電流的優點在於檢測傳送給負載的實際輸出電流而不是轉換電流的峰值或者採樣信息。輸出電壓可以基於實時信息而定位以滿足負載線。除了檢測電阻與電感串聯，這是唯一支持單周期瞬態響應的檢測方法。其他方法在負載增加(低端檢測)或者負載降低(高端檢測)時不提供信息。相2具有檢測電阻RCS2和電容CCS2並且按照相同方式工作。
控制晶片10的框圖在圖2中更加詳細顯示。使用具有後緣調製的電壓模式控制。在電壓控制迴路中使用高增益寬帶寬電壓型誤差放大器50。在輸入FB處提供輸出電壓檢測，並且提供給誤差放大器的反相輸入。另一個非反相輸入耦合到電壓參考VDAC，VDAC是通過以上參考圖1顯示並且描述的VID和VID_SEL設置的。圖1中的VID_SEL引腳被顯示為接地以對應於Intel VR10晶片。對於其他處理器，例如AMD HAMMER或者ATHLON處理器，VID_SEL引腳連接到不同電位或者保持開路。對於AMD HAMMER處理器，VID_SEL開路。對於AMD ATHLON晶片，VID_SEL連接到VCC。VDAC的設置將確定誤差放大器50的參考電壓VDAC，由此設置輸出電壓。
控制晶片10包括振蕩器60，可以使用外部電阻ROSC編程。振蕩器產生內部50％佔空比鋸齒信號，如圖3A所示。圖3A中的50％佔空比鋸齒信號被用於產生兩個180°相異的定時脈衝信號，該信號設置相1和相2的RS雙穩態多諧振蕩器70和80。定時脈衝如圖3B和3C所示，並且在圖2中表示為CLK1和CLK2。
參考圖2和圖3，各個雙穩態多諧振蕩器70和80一旦接收到時鐘脈衝即被設置。而且，各個斜波電壓在各個PWM比較器90和100的非反相輸入處被提供。誤差放大器50的輸出被提供給各個PWM比較器的反相輸入。由通過電容110從電流源IROSC/2電流充電提供的固定斜率斜波電壓被提供給PWM比較器90。當雙穩態多諧振蕩器70被設置時，低端開關L1被關斷並且高端開關H1被開啟。同時見圖4A、C和D。跨接在電容110上的開關SW1被雙穩態多諧振蕩器70的QB輸出打開，允許電容110開始充電以提供斜波電壓給PWM比較器90。同樣地，在雙穩態多諧振蕩器80控制的另一個相中，一旦接收到時鐘脈衝，則低端驅動器被關斷並且高端驅動器被開啟，並且在開關SW2被雙穩態多諧振蕩器80的QB輸出打開時，電容120開始充電。
對於相1，電容110由正比於開關頻率的電流源充電，所述開關頻率由大約57毫伏/百分之一佔空比的比例的固定斜率斜波而確定。例如，穩態工作開關模式佔空比為10％，並且內部斜波幅度從起始點至斜波穿過誤差放大器EAOUT的輸出電壓的時間為止通常為570毫伏，如圖3D所示。在圖3D中，提供給PWM比較器90的非反相輸入的固定斜率斜波信號顯示在圖中的第一和第三區域。
相反地，如圖3D所示的第二和第四區域的可變斜率斜波電壓被提供給第二相的PWM比較器100，下面將進一步詳細描述。對於相1，當PWM斜波電壓超過誤差放大器輸出電壓時，雙穩態多諧振蕩器70被復位。這樣關斷高端開關H1並且開啟低端開關L1，並且將PWM斜波放電至0.7V直到下一次時鐘脈衝。相2的雙穩態多諧振蕩器80和比較器100按照類似方式工作，然而如下所述，提供給比較器100的非反相輸入的斜波信號的斜率是可變的。
各個雙穩態多諧振蕩器70、80是復位優先的，響應於負載下降而允許兩個相在數十納秒內變為零佔空比。相可以部分重疊並且響應於負載上升通過時鐘電壓的開啟而變為100％佔空比。大於PWM比較器的共模輸入範圍的誤差放大器輸出電壓導致100％佔空比而不管PWM斜波的電壓。這種結構確保誤差放大器50總能被控制並且在需要時要求0-100％的佔空比。它還支持對負載下降的響應，該降低與多數系統的低輸出輸入電壓比率的相適應。電感電流響應於負載瞬態變化的增加比降低快得多。
這種控制方式設計為提供單周期瞬態響應，其中在單一開關周期內電感電流響應負載瞬態而改變，最大化電源效率並且最小化輸出電容需求。
如上所述，比較器90和100的斜波信號不同。PWM比較器90接收如圖3D所示的I和III區域的固定斜率斜波電壓。相反地，PMW比較器100在其非反相輸入接收如圖3D所示的II和IV區域的可變斜率斜波電壓。這種可變斜率斜波電壓是響應於輸入CSINP1和CSINP2通過分配調節誤差放大器130而調節的。
兩相之間的電流分配是通過主-從電流分配迴路拓撲而實現的。相1的電流檢測放大器140的輸出設置分配調節誤差放大器130的可變參考。然後分配調節誤差放大器通過調節PWM斜波2的斜率而調節PWM斜波2的佔空比，如圖3D中虛線所示，從而強制分配調節放大器的輸入誤差為零，使得在兩相之間獲得精確的電流分配。
斜波2的最大和最小佔空比調節範圍與優選實施例中的斜率斜波1相比被限制於0.5X和2.0X的主控或者固定斜率斜波(相1)信號。這是通過提供給如圖3D所示的相2的PWM比較器100的斜波電壓的斜率而顯示。最小佔空比是通過圖3D中的具有最大斜率的斜波信號顯示的。最大佔空比是通過圖3D中的具有最小斜率的斜波信號顯示的。
電流分配迴路的分頻頻率可以通過SCOMP輸入端的電容編程以使得分配迴路不與輸出電壓迴路互相影響。SCOMP電容是通過跨導級驅動的，所述跨導級能夠灌(sourcing)和拉(sinking)25微安的電流。斜波2的佔空比反比跟蹤SCOMP引腳上的電壓。如果電壓SCOMP增加，則提供給PWM比較器100也就是相2比較器的斜波的斜率將增加，並且各個佔空比將降低，導致相2的輸出電流的降低。由於有限的25微安灌電流，SCOMP預充電電路包含預處理V(SCOMP)從而提供給PWM比較器100的斜波信號的佔空比在提供任何柵極脈衝給高端電晶體之前等於斜波1的佔空比。
如圖2和圖3所示，固定斜波從電流源IROSC/2充電。可變斜率斜波在IROSC充電，但是通過可變電流阱190分流，所述電流阱190在0至IROSCx3/4的範圍內分流電流。因此，充電電容120的電流的範圍是從IROSC至IROSC/4，也就是從固定斜率斜波發生器電路中的電容110的充電率的2X至1/2。
圖4顯示了第一相的各種條件下的PWM工作波形。第二相是類似的，除了PWM斜波2與PWM斜波1不同，具有可變斜率。CLK1脈衝被顯示為提供給雙穩態多諧振蕩器70。各種負載條件下的誤差放大器50輸出電壓EAOUT如圖4B所示。如圖4B的左側部分所示，當PWM比較器90的斜波電壓(此處表示為PWM斜波1)等於誤差放大器50輸出電壓時，高端電晶體被關斷並且低端電晶體被開啟，如圖4C和4D所示。在下一個時鐘脈衝(CLK1)時，誤差放大器輸出提高，表示輸出電壓由於更高的電流需求而下降。因此，僅當斜波電壓提高到更高電平之後斜波電壓等於誤差放大器電壓。這樣可以確保高端電晶體具有更高的佔空比，即脈衝寬度如圖4C所示更長，由此提高提供給相1電感的輸出電流。相應地，低端電晶體如圖4D所示將在更長的時間周期內保持關斷。
在第三時鐘脈衝，如圖4所示，誤差放大器輸入近似為零，由此表示電流需求降低或者出現錯誤。如果誤差放大器的輸出電壓降低到0.55伏以下，則零百分比佔空比比較器160(圖2)也會關斷低端電晶體。如圖所示，高端電晶體在此周期中也關斷。
在如圖4所示的第四時鐘脈衝，誤差放大器輸出電壓再次提高，並且斜波如圖4B所示，柵極驅動如圖4C和4D所示。
如圖3C所示，本發明的電路允許通過調節至少一個而並非所有的PWM比較器的斜波電壓的斜率而分配電流。對於兩相變換器，僅調節一個相的斜波的斜率。對於三相變換器，調節兩個斜波的斜率。在非反相輸入處提供給第一比較器90的斜波的斜率如圖3D中固定斜波1所示保持恆定。例如，如果相1中需要的電流增加，這會在電阻RCS1和CCS1的節點處被檢測到。增加後的電流會在放大器140的非反相輸入處反映出來，通過加法級170疊加到電壓VDAC。加法級170的增加後的輸出被提供給分配調節誤差放大器130的非反相輸入，提高了分配調節誤差放大器的輸出。這會提高通過電流源190提供的電流，分流電容120的電流，從而增加了電容120充電所需時間。如圖3D所示斜率會通過具有更長佔空比的斜波2波形而變平。這樣會導致PWM比較器100的輸出在更長時間內保持為低，從而確保雙穩態多諧振蕩器80保持設置，保持高端電晶體H2開啟更長時間周期，從而提高第二相的電流。因此，第二相匹配第一相所需的增加的電流。隨著第二相電流增加，第一相通過降低兩個相電流直到相等而補償。這是因為隨著第二相提供的電流增加，誤差放大器輸出也會降低。
類似地，如果通過第二電壓CSINP2檢測到的第二相中的電流增加，則放大器150的輸出會增加，因此分配調節誤差放大器130的反相輸入增加，降低分配調節誤差放大器的輸出。這會降低通過電流源190分流的電流，允許電容120更快充電，因此斜波2電壓如圖3D所示具有更高斜率。因此，PWM比較器輸出可以更快的變高，復位雙穩態多諧振蕩器80，由此關斷高端電晶體H2，從而降低通過第二相提供的電流。同時，誤差放大器50輸出增加，從而提高兩個相的高端電晶體的開啟時間。為了補償通過降低後的斜波2斜率導致的電流降低，第一相會提供電流以匹配通過第二相提供的降低的電流。通過兩個相提供的電流將被驅動以使得分配調節誤差放大器輸入兩端的誤差被驅動至零。
相反地，如果相1中的電流降低，則放大器130的非反相輸入會降低，導致放大器130的輸出降低，使得電容120更快地充電，更快地關斷相2的高端電晶體，降低相2電流以匹配相1。
如果相2中的電流降低，則放大器130的反相輸入處的電壓會降低，導致電容120更慢地充電，提高通過相2電晶體提供的電流。相1電晶體通過降低其提供的電流以匹配相2電晶體而進行補償。一旦放大器130的輸入相等，則輸出相電流相等。
在所有情況中，儘管誤差放大器50的輸出跟蹤輸出電流需求(當輸出電流需求增加時增加，並且當輸出電流需求降低時降低)，分配調節放大器130使多個相位中的電流相等。因此，儘管誤差放大器50根據負載需要而提高或者降低所有相中的電流，分配調節放大器可以提高或者降低利用可變斜率斜波信號驅動PWM比較器的相提供的電流，從而使所有相位中的負載電流相等。
使用自適應電壓定位以降低負載瞬態期間輸出電壓變化以及在負載牽引最大電流時降低負載功耗。與電壓定位相關的電路如圖2所示。電阻RFB連接在誤差放大器50的反相輸入(引腳FB)和變換器輸出電壓之間。內部電流源200從FB引腳引出電流，該電流源的值通過對振蕩器頻率編程的相同外部電阻RROSC而被編程。FB偏置電流在RFB兩端產生定位電壓降，強制變換器的輸出電壓降低至V(VDAC)-I(FB)*RFB，從而保持誤差放大器50輸入的平衡。RFB被選擇為對低於DAC電壓的固定偏移電壓需求量進行編程。
VDRP引腳的電壓是相電流檢測放大器140和150的平均，並且表示VDAC電壓和所有相的電感電流平均值的和。VDRP引腳通過電阻RDRP連接到FB引腳。誤差放大器50通過電源迴路強制RB引腳上的電壓等於VDAC。因此，經過RDRP的電流等於(VDRP-VDAC)/RDRP。隨著負載電流提高，VDRP電壓相應地提高，導致RFB電流提高，進一步將輸出受控電壓定位為更低，從而使得輸出電壓降低正比於負載電流增加。變換器的下降阻抗(droop impedance)或者輸出阻抗可以通過電阻RDRP而編程。變換器輸出阻抗的偏移和斜率獨立於VDAC電壓。
AMD規定可接受的電源調節窗口在AMD的規範VID表的電壓的±50mV內。VID表的電壓可以從晶片製造商的說明書中獲得。Intel VR-10.0規定了絕對最大電源電壓下的VID表的電壓。為了具有所有三種DAC選項，HAMMER和ATHLON DAC輸出電壓被預定位為比AMD規範中所列出電壓高50mV。在測試期間，串聯電阻置於EAOUT和FB之間以抵消數字模擬轉換器的附加50mV。FB偏置電流等於IROSC，產生50mV的抵消電壓。通過電路中所述50mV抵消電阻監視V(EAOUT)而調整VDAC電壓也修正了FB偏置電流中的誤差。
VDRP引腳電壓表示變換器的平均電流加上DAC電壓。負載電流可以通過將VDRP電壓減去VDAC電壓而獲得。
儘管參考兩相變換器描述了本發明，本發明也可以應用到超過兩相。例如，圖5顯示了將本發明用於在三相變換器調節三個相之間的分配電流。使用了兩個分配調節放大器，每個調節一個可變斜率斜波發生器，其中分別包括電容120和220。分配調節放大器130從電流檢測放大器170和180從相1和2接收輸入。分配調節放大器230從電流檢測放大器170和290從相1和3接收輸入。這樣，分配調節放大器130均衡相1和2，並且分配調節放大器230均衡相1和3，由此使所有相位中的電流相等。在兩相變換器中的第一相採用固定斜率斜波發生器。
儘管參考特定實施例描述了本發明，各種其他變化和修改以及其他使用對於本領域技術人員來說是顯見的。因此，本發明並不限於在此公開的特定內容，而是僅由所附權利要求限制。
權利要求
1.一種多相DC-DC變換器，包括第一串聯電路，包括跨接耦合在輸入電壓兩端的第一和第二輸出電晶體，具有第一相電壓的第一輸出端被設置在所述第一和第二電晶體之間的第一公共連接處；至少一個第二串聯電路，包括跨接耦合在輸入電壓兩端的串聯的第三和第四輸出電晶體，具有第二相電壓的第二輸出端被設置在所述至少一個第二串聯電路的第三和第四電晶體之間的第二公共連接處；耦合在所述第一輸出端和所述變換器的輸出電壓端之間的第一輸出電感；耦合在所述第二輸出端和所述變換器的輸出電壓端之間的至少一個第二輸出電感；耦合到所述輸出電壓端的輸出電容；第一脈衝寬度調製器電路，用於驅動所述第一和第二電晶體，所述第一脈衝寬度調製器電路包括第一脈衝寬度調製器比較器和第一固定斜率斜波發生器，所述第一固定斜率斜波發生器提供固定斜率斜波信號給所述第一脈衝寬度調製器比較器的一個輸入；至少一個第二脈衝寬度調製器電路，用於驅動所述第三和第四電晶體，所述至少一個第二脈衝寬度調製器電路包括第二脈衝寬度調製器比較器和可變斜率斜波發生器，所述可變斜率斜波發生器提供可變斜率斜波信號給所述第二脈衝寬度調製器比較器的一個輸入；誤差放大器，用於將所述變換器的輸出電壓與參考電壓相比較，並且分別提供誤差放大器輸出電壓給所述各個第一和第二脈衝寬度調製器比較器的第二端；第一電流檢測放大器，用於確定通過所述第一串聯電路提供的變換器的第一相的相電流；至少一個第二電流檢測放大器，用於確定通過所述至少一個第二串聯電路提供的變換器的至少一個第二相的相電流；以及至少一個分配調節放大器，用於從所述各個第一和至少一個第二電流檢測放大器接收輸出，並且調節由所述可變斜率斜波發生器提供的可變斜率斜波信號的斜率以調節由所述至少一個第二串聯電路提供的電流，從而使所述第一和至少一個第二相提供的電流相等。
2.根據權利要求1所述的變換器，其中所述至少一個分配調節誤差放大器具有第一和第二輸入，所述第一和第二電流檢測放大器分別提供輸出給所述第一和第二輸入。
3.根據權利要求1所述的變換器，其中所述固定斜率斜波發生器包括對第一電容充電的第一電流源。
4.根據權利要求3所述的變換器，其中所述可變斜率斜波發生器包括對第二電容充電的第二電流源以及從所述第二電容分流電流的可變電流源，從而改變所述第二電容充電的速率，由此改變所述可變斜率斜波信號的斜率。
5.根據權利要求4所述的變換器，其進一步包括跨接耦合在所述第一電容兩端的第一開關電路，所述開關電路用於啟動所述第一電容的充電。
6.根據權利要求5所述的變換器，其進一步包括跨接耦合在所述第二電容兩端的第二開關電路，所述第二開關電路用於啟動所述第二電容的充電。
7.根據權利要求4所述的變換器，其中所述第二電流源產生第二電流，並且所述第一電流源產生等於所述第二電流一半的第一電流，並且所述可變電流源響應於所述分配調節誤差放大器的輸出而在零至所述第二電流的四分之三之間的範圍內從所述第二電流源分流受控電流。
8.一種兩相DC-DC變換器，包括第一串聯電路，包括跨接耦合在輸入電壓兩端的第一和第二輸出電晶體，具有第一相電壓的第一輸出端被設置在所述第一和第二電晶體之間的第一公共連接處；第二串聯電路，包括跨接耦合在輸入電壓兩端的串聯的第三和第四輸出電晶體，具有第二相電壓的第二輸出端被設置在所述第三和第四電晶體之間的第二公共連接處；耦合在所述第一輸出端和所述變換器的輸出電壓端之間的第一輸出電感；耦合在所述第二輸出端和所述變換器的輸出電壓端之間的第二輸出電感；耦合到所述輸出電壓端的輸出電容；第一脈衝寬度調製器電路，用於驅動所述第一和第二電晶體，所述第一脈衝寬度調製器電路包括第一脈衝寬度調製器比較器和第一固定斜率斜波發生器，所述第一固定斜率斜波發生器提供固定斜率斜波信號給所述第一脈衝寬度調製器比較器的一個輸入；第二脈衝寬度調製器電路，用於驅動所述第三和第四電晶體，所述第二脈衝寬度調製器電路包括第二脈衝寬度調製器比較器和可變斜率斜波發生器，所述可變斜率斜波發生器提供可變斜率斜波信號給所述第二脈衝寬度調製器比較器的一個輸入；誤差放大器，用於將所述變換器的輸出電壓與參考電壓相比較，並且分別提供誤差放大器輸出電壓給所述各個第一和第二脈衝寬度調製器比較器的第二端；第一電流檢測放大器，用於確定通過所述第一和第二電晶體提供的所述變換器的第一相的相電流；第二電流檢測放大器，用於確定通過所述第三和第四電晶體提供的所述變換器的第二相的相電流；以及分配調節放大器，用於從所述各個第一和第二電流檢測放大器接收輸出，並且調節由所述可變斜率斜波發生器提供的可變斜率斜波信號的斜率以調節由所述第三和第四電晶體提供的電流，從而使所述第一和第二相提供的電流相等。
9.根據權利要求8所述的變換器，其中所述分配調節誤差放大器具有第一和第二輸入，所述第一和第二電流檢測放大器分別提供輸出給所述第一和第二輸入。
10.根據權利要求8所述的變換器，其中所述固定斜率斜波發生器包括對第一電容充電的第一電流源。
11.根據權利要求10所述的變換器，其中所述可變斜率斜波發生器包括對第二電容充電的第二電流源以及從所述第二電容分流電流的可變電流源，從而改變所述第二電容充電的速率，由此改變所述可變斜率斜波信號的斜率。
12.根據權利要求11所述的變換器，其進一步包括跨接耦合在所述第一電容兩端的第一開關電路，所述開關電路用於啟動所述第一電容的充電。
13.根據權利要求12所述的變換器，其進一步包括跨接耦合在所述第二電容兩端的第二開關電路，所述第二開關電路用於啟動所述第二電容的充電。
14.根據權利要求11所述的變換器，其中所述第二電流源產生第二電流，並且所述第一電流源產生等於所述第二電流一半的第一電流，並且所述可變電流源響應於所述分配調節誤差放大器的輸出而在零至所述第二電流的四分之三之間的範圍內從所述第二電流源分流受控電流。
15.一種在多相變換器的輸出相之間均衡負載電流的方法，其中所述變換器包括第一串聯電路，包括跨接耦合在輸入電壓兩端的第一和第二輸出電晶體，具有第一相電壓的第一輸出端被設置在所述第一和第二電晶體之間的第一公共連接處；至少一個第二串聯電路，包括跨接耦合在輸入電壓兩端的串聯的第三和第四輸出電晶體，具有第二相電壓的第二輸出端被設置在所述第三和第四電晶體之間的第二公共連接處；耦合在所述第一輸出端和所述變換器的輸出電壓端之間的第一輸出電感；耦合在所述第二輸出端和所述變換器的輸出電壓端之間的至少一個第二輸出電感；以及耦合到所述輸出電壓端的輸出電容；所述方法包括將所述變換器的輸出電壓與參考電壓相比較，並且提供誤差放大器輸出電壓給所述各個第一和至少一個第二脈衝寬度調製器比較器；通過所述第一脈衝寬度調製器比較器將第一固定斜率斜波信號與所述誤差放大器輸出相比較；通過所述至少一個第二脈衝寬度調製器比較器將可變斜率斜波信號與誤差放大器輸出相比較；確定通過所述第一串聯電路提供的變換器的第一相的相電流；確定通過所述至少一個第二串聯電路提供的變換器的至少一個第二相的相電流；以及響應於在所述第一相和至少一個第二相中確定的電流，調節所述可變斜率斜波信號的斜率以調節由所述至少一個第二串聯電路提供的電流，從而使所述第一和至少一個第二相提供的電流相等。
16.根據權利要求15所述的方法，其進一步包括通過從第一電流源對第一電容充電而產生所述固定斜率斜波信號。
17.根據權利要求16所述的方法，其進一步包括通過從第二電流源對第二電容充電而產生所述可變斜率斜波信號，並且提供可變電流源以從所述第二電容分流電流，從而改變所述第二電容充電的速率，由此改變所述可變斜率斜波信號的斜率。
18.根據權利要求17所述的方法，其進一步包括操作跨接耦合在所述第一電容兩端的第一開關電路以啟動所述第一電容的充電。
19.根據權利要求18所述的方法，其進一步包括操作跨接耦合在所述第二電容兩端的第二開關電路以啟動所述第二電容的充電。
20.根據權利要求17所述的方法，其中所述第二電流源產生第二電流，並且所述第一電流源產生等於所述第二電流一半的第一電流，並且所述可變電流源從所述第二電流源分流出在零至所述第二電流的四分之三之間的範圍內的受控電流。
全文摘要
一種多相DC－DC變換器，具有第一串聯電路，該第一串聯電路包括跨接耦合在輸入電壓兩端的第一和第二輸出電晶體，在所述第一和第二電晶體之間的第一公共連接處提供第一相電壓；至少一個第二串聯電路，該第二串聯電路包括串聯跨接耦合在輸入電壓兩端的第三和第四輸出電晶體，在所述第三和第四電晶體之間的第二公共連接處提供第二相電壓；用於所述第一相的第一輸出電感；用於所述至少一個第二相的至少一個第二輸出電感；輸出電容；第一脈衝寬度調製器電路，包括第一脈衝寬度調製器比較器和第一固定斜率斜波發生器，所述第一固定斜率斜波發生器提供固定斜率斜波信號給所述第一比較器的一個輸入；至少一個第二脈衝寬度調製器電路，包括第二脈衝寬度調製器比較器和可變斜率斜波發生器，所述可變斜率斜波發生器提供可變斜率斜波信號給所述第二比較器的一個輸入；誤差放大器用於將所述變換器的輸出電壓與參考電壓相比較，並且分別提供誤差放大器輸出電壓給所述各個第一和第二脈衝寬度調製器比較器的第二端；第一電流檢測放大器，用於確定通過所述第一串聯電路提供的變換器的第一相的相電流；至少一個第二電流檢測放大器，用於確定通過所述至少一個第二串聯電路提供的變換器的至少一個第二相的相電流；以及至少一個分配調節放大器，用於從所述各個第一和第二電流檢測放大器接收輸出，並且調節由所述可變斜率斜波信號的斜率以調節由所述至少一個第二串聯電路提供的電流，從而使所述第一和至少一個第二相提供的電流相等。
文檔編號H02M5/00GK101040424SQ200580034683
公開日2007年9月19日 申請日期2005年8月16日 優先權日2004年8月19日
發明者D·克拉韋特 申請人:國際整流器公司