梳狀濾波器的製作方法

2023-05-26 10:45:06 2

專利名稱：梳狀濾波器的製作方法
技術領域：
本發明涉及一種梳狀濾波器。
背景技術：
許多梳狀濾波器使用脈衝-鎖定時鐘以便採樣視頻數據。這具有固有的優點，即行和場之間的子載波的相位關係被良好定義。即使在非標準非理想情況中，正交亮度抑制也可以很好。在一個行鎖定時鐘系統中，與脈衝鎖定相反，因為一個偏離行頻將減小正交亮度抑制，所以存在具有非標準行頻的嚴重問題。此外，與從一個適當設計的脈衝鎖定系統所期望的相比，一個行鎖定時鐘可能在信號中產生更多的抖動。因此需要對3D-梳狀濾波器增加特別的措施。
問題非標準行頻假定一個行鎖定採樣域。在該域中的一個視頻信號將具有每行常數個採樣，而與行頻無關。最壞的情況是該行頻可能從額定頻率偏離4％，這意味著(給定每行常數個像素)採樣頻率也改變+和-4％。色度子載波頻率幾乎是恆定的，因此相對於採樣柵格，該子載波頻率作為行頻的函數將改變-/+4％。
作為一個示例，我們假定0.1％的行頻太高。在行鎖定柵格上，這在採樣一個比額定低0.1％(4433Hz)的彩色子載波之後給出。如果我們取剛好相隔一行的兩個點，這兩個點將具有120度的子載波相位誤差。這些與正交亮度抑制所需的1..2度的精確度相比，如果採取特別的校正措施，很明顯行鎖定採樣柵格只能與一個梳狀濾波器結合。
該問題主要關心空間梳狀濾波器，因為一般公認的是，時間梳狀濾波器在非標準條件下被切斷。
抖動水平同步再生的PLL的時間常量通常是許多TV行。這意味著在時間上靠近的行之間的抖動可以忽略，但是對於在時間上相距更遠的行(例如場或分得更開)，該PLL不能很好地抑制噪聲並且抖動可能變得更大。對於標準TV，這仍然是足夠的，但是對於一個梳狀濾波器，這種需要就很強烈了，主要由於兩個高頻子載波的相減需要一個它們之間非常精確的相位。對於PALplus，使用1納秒的精確度，而行鎖定時鐘的性能只有其十分一那麼精確。

發明內容
特別地，本發明的一個目的是提供一種改進的梳狀濾波器。為此，本發明提供一種在獨立權利要求中限定的梳狀濾波器。有利的實施例在從屬權利要求中限定。
根據本發明的優選方面，在梳狀濾波器中使用的其它行的相位適於當前行的相位。該相關的工作方法很適合於著手的問題，由於當前行的位置或相位沒有改變，因此在梳狀濾波器之後不需要移回，並且當前行(的脈衝鍵碼)起參考信號的作用，因此不需要PLL並且錯誤-鎖定不是問題。本發明的一個特別有利的方面的形成是通過藉助於相位計和相位校正的組合來校正行鎖定採樣柵格引起的頻率偏離。
參照下面描述的實施例，本發明的這些和其它方面將是明顯的並被說明。
附圖概述在圖示中

圖1示出現有技術的梳狀濾波器的方框圖；圖2示出根據本發明的3D亮度梳狀濾波器的方框圖；圖3示出根據本發明的相移校正的一般的方框圖；圖4示出根據本發明的梳狀濾波器的三角學的解決方法的方框圖；圖5示出根據本發明的具有振幅測量的三角學解決方法的方框圖；圖6示出根據本發明的相位校正器的三角學實現的方框圖；以及圖7示出根據本發明的相位校正器的協調旋轉數字計算機(Cordic)實現的方框圖。
具體實施例方式
圖1示出一個現有技術的行鎖定梳狀濾波器。一個CVBS輸入信號施加到一個A/D轉換器AD2並且其後由一個3D亮度梳狀濾波器3D Y CF進行梳狀濾波。將該梳狀濾波器輸出信號施加到帶通濾波器BPF1，以便提供一個彩色信息信號C到彩色解碼器COLDEC。該彩色解碼器COLDEC提供一個UV信號UV′。從數位化的CVBS信號減去梳狀濾波器信號以便形成亮度輸出信號Y″。通過由PLL從H和V同步信號獲得的行鎖定時鐘對A/D轉換器AD進行時鐘同步，H和V同步信號是由同步分離器syncsep從CVBS輸入信號提供的。
在圖2中，給出3D亮度梳狀濾波器的基本結構。3D梳狀濾波器是空間和時間濾波器的組合。空間梳狀濾波器使用當前行和在同一場中的當前行之上和之下的1(NTSC)或2(PAL)行。時間梳狀濾波器使用當前行和在時間上相隔1幀(NTSC)或2幀(PAL)的場。依據局部出現的運動，運動檢測器在兩個輸出之間衰減。為了不損失清晰度而進行最佳正交亮度抑制，帶通和高通濾波器被最佳化。
將數位化的CVBS信號施加到行存儲器模塊LM以便提供行N-2、N和N+2(PAL)或者N-1、N和N+1(NTSC)。在本說明書的剩餘部分中，只有PAL的情況將被描述；本領域的技術人員可以容易地將此修改為適合NTSC的實施例。將這些行施加到帶通濾波器模塊BPF2、相位校正模塊PC以及空間梳狀濾波器模塊SCF，以便提供一個到衰減器F的輸入。還將數位化的CVBS信號施加到一個場/幀存儲器模塊FM以便提供行N-312/N-1250。將行N和N-312/1250施加到抖動校正模塊JC，然後施加到時間梳狀濾波器TCF以便提供衰減器F的另一輸入。衰減器F由運動檢測器MD控制，運動檢測器MD接收來自行存儲器模塊LM和幀/場存儲器模塊FM的信號。將衰減器輸出施加到高通濾波器HPF以便獲得一個彩色信號，從該行N信號減去該彩色信號以便獲得梳狀濾波的亮度信號Y′。
首先是一個用於非標準行頻問題的解決方法。後面我們將看到該方法在最小的變化下也可以應用於抖動問題。可以計算出對於非標準行頻的校正，必須採取相移的形式，該相移對於子載波的所有邊頻帶是相等的。
在圖3中示出空間梳狀濾波器的校正的一般方框圖。圖3電路相當於圖2中的行存儲器模塊LM加上相位校正模塊PC。在圖3中，圖2的帶通濾波器模塊BPF2被省略以便簡化說明。將數位化的CVBS信號施加到第一和第二行延遲LD1、LD2。在一個PAL環境中，每個行延遲LD1、LD2延遲兩行，而在NTSC環境中，每個行延遲LD1、LD2延遲一行。行延遲LD1的輸出提供行N信號。相位計PM比較行延遲LD1和LD2的輸出，以便提供一個控制信號到與行延遲LD2的輸出耦合併且提供行N-2信號的相位校正器PC2，並且在反轉後提供控制信號到接收數位化的CVBS信號並且提供行N+2信號的相位校正器PC1。應注意，我們只需要一個相位計PM，因為我們期望當前行之下的行的相位差是當前行之上的行的相位差的反轉。或者，可以連接相位計的輸入以便接收CVBS輸入信號和第一行延遲LD1的輸出、或者CVBS輸入信號和第二行延遲LD2的輸出、或者CVBS輸入信號以及第一和第二行延遲LD1和LD2的輸出這三者。
相移器圖4示出三角學解決方法的實施例。與圖3相比，作出下列的改變。在CVBS輸入和相位校正器PC1之間存在一個帶通濾波器BPF3和一個希耳伯特(Hilbert)變換模塊HT1。一個帶通濾波器BPF4位於行延遲LD1的輸出和行N輸出之間。在行延遲LD2的輸出和相位校正器PC2之間存在一個帶通濾波器BPF5和一個希耳伯特(Hilbert)變換模塊HT2。請注意，在圖2的實施例中，帶通濾波器模塊BPF2也位於行存儲器模塊LM和相位校正模塊PC之間。每個相位校正器PC1、PC2包括兩個乘法器和一個用於相加乘法器輸出的加法器。相位計PM包括一個用於相乘帶通濾波器BPF4和BPF5的輸出的第一乘法器、一個用於相乘帶通濾波器BPF4和希耳伯特變換模塊HT2的輸出的第二乘法器、一個接收乘法器輸出的低通濾波器模塊LPF以及一個接收低通濾波器模塊LPF的輸出以便提供控制信號到相位校正器PC1和PC2的相位處理模塊。
接著我們將基於標準三角學來說明相移器的功能。我們假定具有圖4的環境。我們假定輸入信號只包含對於梳狀濾波器有關的頻率。在一個實際的梳狀濾波器中，一個帶通濾波器將放在相位校正器之前。
脈衝期間的輸入信號(只示出子載波)VA＝A·sin(ωt-)VB＝A·sin(ωt)VC＝A·sin(ωt+)對於相位計PM，我們只使用行B和C。對於相位測量，我們需要兩個輸入加上行C的90度相移型式。這樣的信號可以用希耳伯特變換產生，希耳伯特變換是FIR濾波器(見例如[1])的特殊形式，其給出輸入和輸出之間的標準的90度相移。這樣的一個濾波器的例子是[-1，0，-7，0，-38，0，38，0，7，0，1]/64。應注意，這些係數是不對稱的。這是這種濾波器的一個基本特性。
輸出希耳伯特變換VE＝A·cos(ωt+)現在我們將VB和VC與VE相乘 這些信號被低通濾波並且在至少一個脈衝期間平均的結果VH＝A2cos()VI＝A2sin()因數A2幹擾控制功能，因為它將調製相移器的輸出信號，所以我們必須將控制信號除以這個(一般是恆定的)振幅。由於一個實際的除法器的代價太高，所以通過修改我們在其上平均相位的像素數量來完成校正。這是「相位處理」模塊的一個功能。它的另一功能是採樣和保持功能脈衝期間測量的平均結果被存儲並被用於在掃描期間校正。所以我們得到有效視頻期間的控制信號VJ＝cos()VK＝sin()在掃描期間，我們用控制信號與主要輸入信號相乘VP＝VC·VK+VE·VJVP＝A(t)sin(ωt+)cos()+A(t)cos(ωt+)sin()
VP＝A(t)sin(ωt)我們看到VP是按行N-2所需要而想要的相位校正信號。對於行N+2，我們不必單獨測量相位，因為它是行N-2的相位的反轉。它的校正與行N-2的校正相似。
振幅校正如已經提到的，我們需要規格化相位控制信號。為此，我們使用一個反饋系統。我們測量VJ和VK的振幅VQ=VJ2+VK2]]>假定VJ和VK具有一個振幅誤差XVQ＝{X sin()}2+{X cos()}2＝X2VQ用於控制相位處理模塊PP中的取平均值如果它小於1，我們必須使用更多的像素用於取平均值，如果它大於1，我們需要更少的像素。如此，以不需要實際除法器的很好的方式來實現除法器是可能的。
與圖4相比，在圖5中增加了這個控制環路相位處理模塊PP的J和K輸出被取平方，對平方求和，並且將總和Q施加到相位處理模塊PP。看起來好像測量脈衝振幅是困難的，但是如後面我們將看到的，因為它再次使用了對於另一任務已經可用的乘法器，所以它原本是容易得到的。
抖動減少在AD轉換或採樣率轉換期間引入的抖動是一個時移。一個理想的解決方法是在反方向的時移。然而，在這種情況下，時移很小(採樣時間的尾數)並且我們只對補償子載波附近的相對狹窄頻帶的頻率感興趣。在這些條件下，允許用一個相移來逼進時移並且由此可以使用如上所述的相同的方法。僅有的差別在於在空間域中，我們期望相當慢地改變相移，而在去除抖動的情況中，該相位在每行中改變。因此平均時間常數也許是不同的。
實際實施三角學解決方法上面示出的公式可以直接地實現。通過時間多路復用它們來減少它們的乘法器的數量是可能的。我們在用於測量的脈衝期間使用與用於校正的有效視頻期間所使用的乘法器相同的乘法器。因此，用於時間和空間校正組合的乘法器數量只需要8個，節省了6個。在圖6的方框圖中示出這樣的一個多路復用系統。這個實施是空間和時間校正器的組合，正如一個完整的3D梳狀濾波器所需要的。該輸入是當前行、它的空間鄰近行(對於NTSC相距一行，對於PAL相距兩行)以及來自以前的1、2或4個場的時間輸入。因此，在圖6和7中，將輸出N+2、N、N-2施加到空間梳狀濾波器，而將輸出N和相當於一個前一中心行的高通濾波信號N-T施加到時間梳狀濾波器(未示出)。
產生正弦和餘弦項所需的90度相移器用具有係數[-1，0，-7，0，-38，0，38，0，7，0，1]/64的希耳伯特變換濾波器實現。該濾波器的相移對於所有頻率正好是90度。由於在輸入和輸出之間的振幅轉移小於用於非常低和非常高的頻率的聯合，它可以在1.8和5MHZ之間被使用，這對於我們的目的來說足夠了。只有當該輸入被帶寬限制為通過希耳伯特變換而被正確地移動的頻率時，相位測量和相移器才正確地運行。對於空間濾波器，這是通過已經在梳狀濾波器中的帶通濾波器BPF3-BPF5自動實現的。對於時間濾波器，在它前面不存在這樣的濾波器，所以我們必須加入一個(HPF2)。實際上，我們必須加入兩個(HPF1、HPF2)，因為在主路徑中也必須存在一個濾波器HPF1以便保持動態峰化工作良好。這些濾波器具有係數[-1，0，-6，0，-15，0，44，0，-15，0，-6，0，-1]/64。轉移曲線類似於希耳伯特變換的轉移曲線，但是其具有線性相位。所有的乘法器是帶符號的10比特*帶符號的10比特。該輸出再次四捨五入成帶符號的10比特。圖6的實施例的時間部分還包括一個場/幀延遲FM、希耳伯特變換模塊HT 3和HT4以及一個帶通濾波器BPF6。該空間和時間相位處理模塊PPS、PPT包含在兩個階段對I和Q信號取平均值每行在脈衝採樣之上取平均值並且存在一個在多行之上的平均值，這包括I和Q信號的振幅規格化。這些切換是在有效視頻期間的「a」位置，並且在脈衝期間的「b」位置。
Cordic實現存在另一種實現相位校正器的方式。這是使用Cordic算法，其是一種迭代算法，並可以(根據模式)測量矢量的角度或者對矢量旋轉任意角度。一個通常的迭代算法將每個步驟的旋轉角度(在第一步驟中是+/-90度，在第二步驟中是+/-45度，在第三步驟中是+/-22.5等等)減半。這是非常密集的計算，因為它包含很多廣泛的增值係數。Cordic的巧妙之處在於旋轉角度被修改以致所有的增值係數移位。該算法用於許多浮點協處理器中(英特爾、惠普等等)。我們使用它作為飛利浦數字多標準解碼器的SECAM解碼器(例如SAA7114、SAA7118)中的相位檢測器。存在兩個基本模式-1對任何矢量旋轉這樣的一個角度以致輸出矢量沿著X軸。通過記住每個迭代步驟的旋轉並且把它們加在一起，我們知道總的旋轉，所以我們知道輸入矢量的角度。這是我們用來測量的模式。-2對矢量旋轉一個任意角度。這是我們用來校正的模式。
從文獻中可知Cordic可以非常有效的方式用硬體實現，即使對於非常高的數據頻率也可有效地實現。展開迭代算法不是必要的。該算法的詳細的介紹可以在[2]中找到，為多個可能的硬體實施的例子參考了該算法。
在圖7中示出基於Cordic的實現。在用於測量的脈衝期間我們又使用與有效視頻期間校正而使用的相同的硬體。最上面的Cordic電路cordic1測量脈衝期間的當前幀的中心行的相位。它校正有效視頻期間的當前中心行之下的行。中間的Cordic電路cordic2測量並且校正當前場之上的行。較下面的Cordic電路cordic3測量並且校正先前場的中心行。
這裡應注意，兩個解決方法之間的基本差別在三角學解決方法中，行之間的相位差被直接測量。在Cordic的情況中，兩行的絕對相位被分別測量並且通過兩個測量值相減來計算相位差。在組合的空間/時間校正器的情況下，這節省了一個Cordic，因為我們可以使用用於時間和空間測量的當前行的相位計。這意味著我們必須測量當前行的相位、空間相鄰行(距離1或2行)和時間相鄰行(距離1、2、4場)其中之一。由於我們還需要三個用於校正的Cordic(考慮當前行，空間相鄰行和時間相鄰行必須被校正)，這是使用Cordic的最有效的實現。為了獲得該最少的硬體/軟體實現，在測量和校正模式之間需要一些切換。
時間和空間相位處理模塊PPT、PPS包含對於每行在脈衝的像素之上取平均值並且在可選擇的多行之上取平均值。為了使對所有的相位差的取平均值可靠，施加一個另外的校正，其中包括在180度的相位差。
一個Cordic實現比一個三角學實現更經濟。即使一個Cordic的複雜度是乘法器的兩倍，使用Cordic方案仍然是具有吸引力的。除尺寸以外還有其它優勢測量的相位不依賴於脈衝振幅。不需要(隱含的)除法器。應注意，不管脈衝振幅有多小，相位的精確度都受到損失，但是由於較小的脈衝無論如何較少可見，所以對於精確度的確是需要的。有效使用硬體所需要的切換較少。測量的相位不包含更高的諧波，所以在「處理」模塊中需要較少的濾波。需要3個而不是4個希耳伯特變換。所有的三個Cordic同時在同一模式中。這使得時間多路復用它們是可能的。如果時鐘頻率可以是採樣頻率的三倍，該硬體可以只由一個Cordic組成。
也有一些缺點一個Cordic的輸出信號大於輸入。放大倍數是常量(1.647倍)。對此補償僅有的一個方法是用0.6073與輸出相乘，這使得這個解決方法的成本略微更高，但是由於它是與常量的乘法，它不需要一個完整的乘法器。相位計具有一個-π到+π的範圍。這意味著在-π不可避免地存在一個跳變。這可以通過在-1024到1023的數字刻度上映射相位來部分地解決。一個帶符號的11比特信號將精確地在正確的點溢出。然而，當在多個像素之上取平均值時有些複雜，這導致需要一些額外的硬體或軟體。三角學方案不具有任何非線性並且在這方面稍微簡單。
總結在此公開的方法解決了工作在行鎖定柵格的梳狀濾波器不能處理由於正交亮度抑制顯著地退化所引起的非標準行頻問題，其是通過相對於當前行移動用於梳狀濾波的行的相位來解決上述問題的。可以證明對於偏離行和/或子載波頻率來說，相移是最可能的補償並且可以相對便宜地實現，例如使用有限數量的乘法器或者幾個Cordic模塊。只要抖動不過多，相同方法也可以用於補償接收機的同步和時鐘電路中的抖動。本發明的一方面在於對於相位測量和校正使用相同的硬體是可能的，從而減少了實現的成本。該結果比得上脈衝-鎖定梳狀濾波器的結果。該電路額外的複雜度不大，主要由於昂貴的硬體(乘法器或者Cordic)可以在脈衝期間的測量和有效視頻期間的校正之間共享。Cordic實現給出一個稍微更為健壯的印象，這是由校正信號不依賴於脈衝振幅的事實引起的。
應注意，上述實施例的說明不是限制本發明，並且本領域的技術人員將能夠設計許多不脫離所附權利要求的範圍的替代實施例。在權利要求中，任何括號內的附圖標記不限制該權利要求。單詞「包括」不排除存在權利要求中列出的那些元件或步驟之外的元件或步驟。在一個元件前面的單詞「一個」不排除存在多個這樣的元件。本發明可以通過包括幾個分離元件的硬體並且通過一個合適地編程的計算機實現。在列舉幾個裝置的裝置權利要求中，這些裝置的一些可以通過硬體的同一項來實現。在相互不同的從屬權利要求中敘述的某個措施不表示這些措施的組合不可以被利用。
文獻Enden，Ad W.M.van den，Efficiency in multirate and complexdigital signal processing，Appendix F，Waalre 2001，ISBN 906674 650 5Andraka，Ray，A survey of Cordic algorithms for FPGA basedcomputers，1998(從http//www.andraka.com/cordic.htm可獲得全文)
權利要求
1.一種用於補償在行鎖定採樣域中的梳狀濾波器的誤差的方法，該方法包括將一個輸入視頻信號(CVBS)延遲(LD1、LD2)第一和第二整數行以便獲得第一和第二延遲信號；測量(PM)所述輸入視頻信號(CVBS)和所述第一和第二延遲信號中至少兩個信號之間的相位差；以及依據所述相位差相對於所述第一延遲信號校正(PC1、PC2)所述輸入視頻信號(CVBS)的相位和所述第二延遲信號的相位。
2.根據權利要求1所述的方法，其中所述相位校正步驟(PC1、PC2)包括使一個相位校正輸入信號(A、C)乘以第一相位測量信號(L、K)以便獲得一個第一乘積；希耳伯特變換(HT1、HT2)所述相位校正輸入信號(A、C)以便獲得一個希耳伯特變換信號(D、E)；使該希耳伯特變換信號(D、E)乘以第二相位測量信號(M、J)以便獲得一個第二乘積；以及對所述第一和第二乘積求和。
3.根據權利要求1所述的方法，其中所述相位差測量步驟(PM)包括希耳伯特變換(HT2)一個相位校正輸入信號(C)以便獲得一個希耳伯特變換信號(E)；使所述第一延遲信號(B)乘以所述希耳伯特變換信號(E)以便獲得一個第一乘積信號(G)；使所述第一延遲信號(B)乘以所述相位校正輸入信號(C)以便獲得一個第二乘積信號(F)；低通濾波(LPF)所述第一和第二乘積信號以便獲得低通濾波信號(H、I)；以及相位處理(PP)所述低通濾波信號(H、I)以便獲得相位測量信號(J、K)。
4.一種在行鎖定採樣域中的梳狀濾波器，該梳狀濾波器包括用於將一個輸入視頻信號(CVBS)延遲(LD1、LD2)第一和第二整數行以便獲得第一和第二延遲信號的裝置；用於測量(PM)所述輸入視頻信號(CVBS)和所述第一和第二延遲信號中至少兩個信號之間的相位差的裝置；以及用於依據所述相位差相對於所述第一延遲信號校正(PC1、PC2)所述輸入視頻信號(CVBS)的相位和所述第二延遲信號的相位的裝置。
5.一種彩色電視設備，包括用於調諧和解調一個電視信號以便獲得一個視頻信號(CVBS)的裝置；根據權利要求4所述的梳狀濾波器，用於獲得亮度和色度信號；用於處理所述亮度和色度信號以便獲得顯示信號(R、G、B)的裝置；以及用於顯示所述顯示信號(R、G、B)的裝置。
全文摘要
在一種補償在行鎖定採樣域中的梳狀濾波器的誤差的方法中，將一個輸入視頻信號(CVBS)延遲(LD1、LD2)第一和第二整數行以便獲得第一和第二延遲信號，在該輸入視頻信號(CVBS)和該第一和第二延遲信號中至少兩個信號之間測量(PM)相位差，並且依據該相位差相對於該第一延遲信號校正(PC1、PC2)該輸入視頻信號(CVBS)的相位和該第二延遲信號的相位。
文檔編號H04N9/78GK1726723SQ200380106148
公開日2006年1月25日 申請日期2003年11月14日 優先權日2002年12月16日
發明者M·W·尼尤文休澤恩 申請人:皇家飛利浦電子股份有限公司