產生直流高壓的開關電源電路的製作方法
2023-06-05 09:19:36 4
專利名稱：產生直流高壓的開關電源電路的製作方法
技術領域：
本發明涉及一種例如適合用作電視接收機的電源的開關電源電路。
背景技術：
例如使用陰極射線管(下文縮寫為CRT)進行圖像顯示的彩色電視接收機通常應用由在水平方向上偏轉在CRT內從電子槍發射的電子束的水平偏轉電路和通過電流諧振型轉換器形成的軟開關型開關電源所形成的電源電路。
附圖9所示為在電視接收機內的水平偏轉電路及其外圍電路。
在附圖9中所示的開關電源10是一種直流到直流變換器，它對輸入其中的直流電壓進行開關操作並將該直流電壓轉換為具有特定的電壓電平的直流電壓以便輸出。
在該開關電源10之前提供整流和濾波電路。整流和濾波電路對商用交流電源VAC進行整流和濾波以提供直流電壓Ei。然後將直流電壓Ei輸入到開關電源10。
開關電源10輸出被轉換到特定電壓電平等的直流輸出電壓E01。
在這個例子中，直流輸出電壓E01是用於驅動電視接收機的水平偏轉電路的電壓，例如它為135V。
水平輸出電路20產生水平偏轉電流IDY以用於掃描在水平方向上在CRT中的電子槍中發射的電子束，還產生回掃脈衝以在高壓產生電路40中產生高壓，這將在下文中描述。
因此，從在該附圖中沒有示出的水平驅動電路中將與視頻信號的水平同步信號fH同步的脈衝電壓輸入到水平輸出電路20的水平輸出電晶體Q11的基極。
水平輸出電晶體Q11的集電極通過回掃變壓器FBT的初級側繞組N11連接到開關電源10的次級側輸出端子E01。水平輸出電晶體Q11的發射極接地。
阻尼二極體D11、水平回掃線電容器Cr11和通過水平偏轉線圈H·DY、水平線校正線圈HLC和S-形校正電容器CS1形成的串聯電路都與水平輸出電晶體Q11的集電極和發射極並聯。
在由此形成的水平輸出電路20中，水平回掃線電容器Cr11的電容和回掃變壓器FBT的初級側繞組N11的漏電感分量形成兩電壓諧振型變換器。
從在該附圖中沒有示出的水平驅動電路中輸入的脈衝電壓使水平輸出電晶體Q11執行開關操作，由此具有平滑波形的水平偏轉電流IDY流經水平偏轉線圈H·DY。在水平輸出電晶體Q11切斷的周期內，通過水平偏轉線圈H·DY的電感LDY和水平回掃線電容器Cr11的電容以及阻尼二極體D11的影響，在水平回掃線電容器Cr11上產生相對較高的脈衝電壓V11作為諧振操作的結果。
順便指出，水平線校正線圈HLC和S-形校正電容器CS1校正例如水平偏轉電流IDY，由此校正在CRT的屏幕上顯示的圖像的變形。
通過變型的較長的和較短的虛線所包圍的高壓產生電路40包括例如回掃變壓器FBT和高壓整流和濾波電路。高壓產生電路40逐漸增加在水平輸出電路20中所產生的回掃脈衝電壓V11，由此產生其電平等於CRT的陽極電壓的電平的高壓。
初級側繞組N11繞在回掃變壓器FBT的初級側，分成5個升壓繞組NHV1、NHV2、NHV3、NHV4和NHV5，並且間隙繞制或分層繞制在回掃變壓器FBT的次級側上。
此外，第三繞組N12和N13與在回掃變壓器FBT的初級側上的初級側繞組N11緊密耦合地繞制。
在這種情況下，升壓繞組NHV1至NHV5都在一繞線方向繞制以使升壓繞組NHV1至NHV5與初級側繞組N11具有相反的極性。纏繞第三繞組N12和N13以使第三繞組N12和N13與初級側繞組N11具有相同的極性。
初級側繞組N11的起點連接到開關電源10的次級側輸出端子E01，而初級側繞組N11的終點連接到水平輸出電晶體Q11的集電極。
升壓繞組NHV1至NHV5的終點分別與高壓整流二極體DHV1、DHV2、DHV3、DHV4和DHV5的陽極相連接。
高壓整流二極體DHV1的陰極連接到高壓電容器CHV的正輸出端，高壓整流二極體DHV2至DHV5的陰極分別連接到升壓繞組NHV1至NHV4的起點。
特別地，通過串聯如下的5個半波整流電路在回掃變壓器FBT的次級側上形成所謂的多奇異型半波整流電路，即升壓繞組NHV1和高壓整流二極體DHV1；升壓繞組NHV2和高壓整流二極體DHV2；升壓繞組NHV3和高壓整流二極體DHV3；升壓繞組NHV4和高壓整流二極體DHV4；以及升壓繞組NHV5和高壓整流二極體DHV5。
因此，在回掃變壓器FBT的次級側上，5個半波整流電路對在升壓繞組NHV1至NHV5中感應的電流進行整流並將所得的結果電流存儲在高壓電容器CHV中，在該高壓電容器CHV上得到其電平等於在升壓繞組NHV1至NHV5中高應的電壓的5倍的高壓直流電壓EHV。在該高壓電容器CHV上所獲得的高壓直流電壓EHV例如用作CRT的陽極電壓。
順便指出，在每個升壓繞組NHV1至NHV5中獲得升高到6千伏特的感應電壓，並獲得30千伏特的陽極電壓作為高壓直流電壓EHV。
回掃變壓器FBT的初級側N11具有一抽頭。通過整流二極體D03和濾波電容器C03形成的半波整流和濾波電路對從該抽頭中所獲得的正脈衝電壓進行整流和濾波，由此從濾波電容器C03上提供直流輸出電壓E03。例如直流輸出電壓E03的電壓電平為200伏特，並經過在該附圖中沒有示出的視頻信號放大器輸送到CRT的陰極。
通過整流二極體D06和濾波電容器C06形成的整流和濾波電路和通過整流二極體D07和濾波電容器C07形成的整流和濾波電路對從繞在回掃變壓器FBT的初級側上的第三繞組N12中所獲得的負脈衝電壓進行整流和濾波，由此從濾波電容器C06和C07上分別提供直流輸出電壓E06和E07。直流輸出電壓E06和E07的電壓電平分別為+15伏特和-15伏特，並用作在該附圖中沒有示出的垂直偏轉電路的驅動電壓。
通過整流二極體D08和濾波電容器C08形成的整流和濾波電路對從第三繞組N13中所獲得的負脈衝電壓進行整流和濾波，由此從濾波電容器C08上提供直流輸出電壓E08。直流輸出電壓E08的電壓電平例如為6.3伏特，並用作CRT的加熱器的電壓。
附圖10A、10B、10C、10D和10E所示為在附圖9中的部分電路的操作波形。
由於將與視頻信號的水平同步信號fH同步的脈衝電壓輸入到在附圖9中的水平輸出電晶體Q11，水平輸出電晶體Q11的開關頻率與水平同步信號fH的頻率一致。在水平掃描周期Tt(51.5微秒)中水平輸出電晶體Q11導通，而在水平回掃周期Tr(12微秒)中切斷。因此，63.5微秒的周期TH與水平同步信號fH的周期相一致，該周期TH是水平掃描周期Tt和水平回掃周期Tr之和。
在這種情況下，作為水平輸出電晶體Q11的開關操作的結果，具有如附圖10B所示的波形的初級側電流I11流經回掃變壓器FBT的初級側的繞組N11，具有如附圖10C所示的波形的水平偏轉電流IDY流經水平偏轉線圈H·DY。具有如附圖10E所示的波形的整流電流I3經過初級側繞組N11上的抽頭流經整流二極體D03。
在本例中，如附圖10A所示，在水平輸出電晶體Q11的周期Tt中，在與水平輸出電晶體Q11的集電極和發射極並聯的水平回掃線電容器Cr11上的電壓V11的電平為零，由於通過水平偏轉線圈H·DY的電感分量LDY和水平回掃線電容器Cr11的電容所形成的諧振操作的結果，例如在水平輸出電晶體Q11的切斷周期Tr的過程中，形成了大約1200Vp的回掃脈衝電壓V11。
因此，高壓產生電路40使施加到回掃變壓器FBT的初級側上的正脈衝電壓上升，這是由回掃脈衝電壓V11引起的，由此從在次級側上的升壓繞組NHV1至NHV5和第三繞組N12和N13上獲得具有特定的電壓電平的不同的直流輸出電壓。
如附圖10D所示，在水平輸出電晶體Q11的切斷周期Tr的過程中在濾波電容器C03上產生例如大約200Vp的脈衝電壓V3。整流二極體D03和濾波電容器C03對脈衝電壓V3進行整流和濾波，由此輸出直流輸出電壓E03。
在附圖9中所示的高壓產生電路40的回掃變壓器FBT以大約85％的功率轉換效率將從開關電源10輸入的直流電壓E01轉換為高壓直流電壓EHV。因此，例如當高壓負載功率為60瓦時，功率損失大約為9瓦。
此外，高壓產生電路40對通過輸入到回掃變壓器FBT的初級側繞組N11的正脈衝電壓在次級側升壓繞組NHV1至NHV5中所感應的電流的峰值進行半波整流，由此提供高壓直流電壓EHV。
然而，在本例中高壓整流二極體DHV1至DHV5的導通角都較窄，而等效的電源電阻較高。因此高壓直流電壓EHV的電壓電平容易受到高壓負載波動的影響。
當將該電路應用到具有34英寸或更大的CRT屏幕的電視接收機中時，例如在CRT的屏幕的最亮處的高亮度要求將2毫安或更大的束電流輸送到CRT的陽極。因此如果假設輸送到陽極的高直流電流電壓EHV的電壓電平例如為30千伏特時，在高亮度期間要求60瓦的功率(30千伏特×2毫安)作為高壓負載功率輸送到高壓產生電路40。
因此，從高壓產生電路40輸送到CRT的陽極的高壓負載功率至少可以在0瓦(IHV＝0毫安)到60瓦(IHV＝2毫安)之間變化。
在這種情況下，如果假設2毫安的束電流IHV流經CRT的陽極，並且當高壓產生電路40的高壓負載功率為60瓦時高壓直流電壓EHV的電壓電平為30千伏特，則例如在其中在高壓產生電路40的高壓負載功率為0瓦的負載的情況下，高壓直流電壓EHV的電壓電平升高到32.5千伏特。因此，當將該電路應用到實際的電視接收機或類似的接收機中時，在實際應用的高壓電壓負載功率(0瓦至60瓦)的範圍內高壓直流電壓EHV的電壓變化範圍ΔEHV大約為2.5千伏特。由於施加到高壓產生電路40中的高壓負載功率的變化，在形成高壓產生電路40的高壓整流二極體DHV1至DHV5上的電壓降導致了這種結果。
當例如水平偏轉電流IDY具有恆定的電流值時，在高壓直流電壓EHV的電壓電平中的變化導致了從CRT輸出的電子束的水平幅值的變化。因此，在實際電視接收機中的水平輸出電路20需要具有放大校正電路等類似電路以校正水平偏轉電流IDY的電流值，以使高壓直流電壓EHV的變化不改變電子束的水平幅值。
此外，由於它的結構，例如次級側的升壓繞組NHV1至NHV5的漏電感，所以在升壓繞組NHV1至NHV5中所感應的電壓電平變為負的時序中回掃變壓器FBT產生了阻尼振蕩(ringing)。
當阻尼振蕩分量疊加在附圖10B中所示的初級側電流I11中時，而該電流流經回掃變壓器FBT的初級側，在CRT的屏幕的左邊緣上產生光柵阻尼振蕩(raster ringing)、屏蔽圖(curtain pattern)等。
因此，實際的電視接收機需要採取一些措施以防止光柵阻尼振蕩和屏蔽圖。
發明內容
因此本發明的一個目的是解決上文所描述的問題以提供一種使從回掃變壓器中輸出的高壓直流電壓恆定的開關電源電路。
為實現上述的目的，依據本發明的一方面，提供一種開關電源電路，包括開關裝置，該開關裝置包括中斷所輸入的用於輸出的直流輸入電壓的開關器件；用於將在其初級側的輸出發送到其次級側的隔離變流變壓器，該隔離變流變壓器包括繞在初級側上的初級側繞組和繞在次級側上的次級側繞組，該隔離變流變壓器具有所需的耦合程度以使初級側繞組和次級側繞組彼此鬆耦合；通過將初級側並聯諧振電容器與隔離變流變壓器的初級側繞組並聯所形成的用於將開關裝置的操作轉換成電壓諧振型操作的初級側並聯諧振電路；通過將次級側並聯諧振電容器與次級側繞組並聯所形成的次級側並聯諧振電路；用於將輸入到其初級側的諧振電壓發送到次級側並由此通過從次級側輸送通過遞增該諧振電壓所獲得的升壓電壓的升壓變壓器，該升壓變壓器包括繞在初級側上的初級側繞組和繞在次級側上的次級側繞組；插入在隔離變流變壓器的次級側繞組和升壓變壓器的初級側繞組之間以將升壓變壓器的初級側的操作變換為諧振操作的串聯諧振電容器，該串聯諧振電容器將從隔離變流變壓器的次級側繞組中所獲得的諧振電壓輸入到升壓變壓器的初級側；以及對在升壓變壓器的次級側上所獲得的升壓電壓進行整流操作由此提供高壓直流電壓的高壓直流電壓發生裝置。
應用這種結構，將從形成復諧振型的開關電源電路的隔離變流變壓器的次級側中輸出的負諧振電壓經過串聯諧振電容器輸入到升壓變壓器的初級側。因此，可以獲得例如電視接收機的水平偏轉所需的高壓直流電壓，而不需要插入水平偏轉電路系統。此外，在這種情況下可以使輸入到升壓變壓器的初級側中的諧振電壓的波形基本為正弦波。
通過下文的描述以及所附加的權利要求並結合附圖，本發明的上述目的和其它目的、特徵以及優點將會清楚，在附圖中相同的部分或元件以相同參考標號表示。
附圖1所示為依據本發明的第一實施例的電源電路的結構；附圖2A、2B、2C、2D、2E、2F、2G、2H、2I、2J、2K和2L所示為在附圖1中所示的電源電路的主要部件的操作波形圖；附圖3A和3B所示為在附圖1中所示的電源電路中的升壓變壓器HVT的結構的示意剖視圖；附圖4所示為當將附圖1的電源電路實際應用到電視接收機中時在從高壓發生電路中輸出的高壓直流電壓和高壓負載功率之間的關係；附圖5所示為依據本發明的第二實施例的電源電路的結構；附圖6所示為依據該實施例適用於該電源電路的另一次級側電路結構；
附圖7所示為隔離變流變壓器的剖視圖；附圖8A和8B所示為解釋互感為+M和-M時的操作的輔助圖；附圖9所示為常規的電視電源電路的結構；以及附圖10A、10B、10C、10D和10E所示為在附圖9所示的電視電源電路中的主要部件的操作波形圖。
附圖1所示為依據本發明的一個實施例的開關電源電路的結構電路圖。
該電源電路具有復諧振型開關轉換器的結構，該復諧振型開關轉換器在初級側上具有電壓諧振型變換器和在次級側上具有並行諧振電路。
該電源電路具有全波整流和濾波電路，該全波整流和濾波電路包括橋式整流電路Di和濾波電容器Ci，並給它輸送商用交流功率VAC以提供直流輸入電壓。全波整流和濾波電路產生經過整流和濾波的其電平等於交流輸入電壓VAC的電平的電壓。
提供包括開關器件Q1並通過所謂單端系統進行自激開關操作的電壓諧振型轉換器作為中斷從整流和濾波電路中輸入的直流輸入電壓Ei的開關轉換器。在本例中，應用高壓雙極電晶體(雙結型電晶體)作為開關器件Q1。
通過限流電阻RB和啟動電阻RS將開關器件Q1的基極連接到濾波電容器Ci的正電極側。開關器件Q1的發射極連接到初級側的地端。
連接在開關器件Q1的基極和初級側地端之間的是用於自激振蕩驅動的串聯諧振電路，通過彼此串聯驅動繞組NB、諧振電容器CB和基極限流電阻RB形成該串聯諧振電路。插入在開關器件Q1的基極和濾波電容器Ci的負電極之間的鉗位二極體DD1形成了在開關器件Q1的切斷周期中流動的鉗位電流的通路。
開關器件Q1的集電板連接到在隔離變流變壓器PIT的初級側上形成的初級側繞組N1的一端，而開關器件Q1的發射極接地。
並聯的諧振電容器Cr1與開關器件Q1的發射極和集電極並聯。並聯諧振電容器Cr1的電容和初級側繞組N1的漏電感L1形成了電壓諧振型變換器的初級側並聯諧振電路。在開關器件Q1的切斷周期的過程中，通過初級側並聯諧振電路的影響在諧振電容器Cr1所產生的電壓V1實際形成了正弦脈衝波形，因此實現了電壓諧振型操作。
正交型控制變壓器PRT是一種可飽和的電抗器，其具有諧振電流檢測繞組ND、驅動繞組NB和控制繞組NC。應用該正交型控制變壓器PRT驅動開關器件Q1和實現恆定電壓控制。
正交型控制變壓器PRT的結構是一種通過在每個具有四個磁性腿部的兩個雙U形芯的每個磁性腿部的端部彼此連接而形成的立方體芯(未示)。諧振電流檢測繞組ND和驅動繞組NB都以相同的繞向繞在立方體芯的給定的磁性腿部上，而控制繞組NC在與諧振電流檢測繞組ND和驅動繞組NB正交的方向上繞制。
在本例中，正交型控制變壓器PRT的諧振電流檢測繞組ND插入在串聯的濾波電容器Ci的正電極和初級側繞組N1之間，以將開關器件Q1的開關輸出經過初級側繞組N1發送到諧振電流檢測繞組ND中。
通過正交型控制變壓器PRT的諧振電流檢測繞組ND所獲得的開關輸出經過變壓器耦合感應在驅動繞組NB中，由此在驅動繞組NB中產生交流電壓作為驅動電壓。從串聯諧振電路NB和CB中將該驅動電壓作為驅動電流經過基極限流電阻RB輸出到開關器件Q1的基極，該串聯諧振電路NB和CB形成了自激驅動電路。
因此，開關器件Q1以通過串聯諧振電路的諧振頻率所確定的開關頻率進行開關操作。
隔離變流變壓器PIT(功率隔離變壓器)將開關器件Q1的開關輸出輸送到開關電源電路的次級側。
如附圖7所示，隔離變流變壓器PIT具有通過組合例如由鐵磁材料製成的E-形芯CR1和CR2形成的E-E形芯，其組合方式為磁芯CR1的磁性腿部對著磁芯CR2的磁性腿部。在E-E形磁芯通過線軸B彼此分開時將初級側繞組N1和次級側繞組N2都繞在E-E形磁芯的中心磁性腿部上。此外，如附圖7所示在中心磁性腿部中形成間隙G。因此，形成了所需的耦合係數(例如0.85)的弱耦合，由於較低的耦合係數，所以並不容易達到飽和狀態。
通過使每個E-形磁芯CR1和CR2的中心磁性腿部比每個E-形磁芯CR1和CR2的外部磁性腿部更短可以形成間隙G。
至於隔離變流變壓器PIT的次級側操作，根據初級側繞組N1和次級側繞組N2的極性(繞組方向)、整流二極體D0的連接關係和在次級側繞組中感應的交流電壓的極性的變化，在初級側繞組N1的電感L1和次級側繞組N2的電感L2之間的互感M形成了+M操作模式(加極性模式；前向操作)或-M操作模式(減極性模式；回掃操作)。例如，在附圖8A中所示的等效電路具有互感+M，而在附圖8B中所示的等效電路具有互感-M。
在通過初級側繞組N1和隔離變流變壓器PIT的次級側繞組N2和N3的極性所形成的+M操作模式的周期中，在附圖1中所示的電源電路經過整流二極體D01和D03對濾波電容器C01和C03進行充電。
如附圖1所示，隔離變流變壓器PIT的初級側繞組N1的起點連接到開關器件Q1的集電極，而初級側繞組N1的終點經過諧振電流檢測繞組ND連接到濾波電容器Ci的正電極，該諧振電流檢測繞組ND與濾波電容器Ci的正電極串聯。
在次級側隔離變流變壓器PIT具有次級繞組N2或第一次級側繞組和第三繞組N3或通過從次級繞組N2的終點繞導線形成的第二次級側繞組。次級側並聯諧振電容器C2與通過次級繞組N2和第三繞組N3形成次級側繞組(N2＋N3)並聯。
在本例中，次級繞組N2的起點連接到次級側接地，而次級繞組N2的終點連接到整流二極體D01的陽極。通過整流二極體D01和濾波電容器C01形成的半波整流和濾波電路將例如100伏特到140伏特的直流輸出電壓E01進行水平偏轉。
在次級側繞組N2的所需的位置上形成抽頭，整流二極體D02的陽極連接到該抽頭。通過整流二極體D02和濾波電容器C02形成的半波整流和濾波電路提供直流輸出電壓E02(15伏特)給信號電路。
此外，在隔離變流變壓器PIT的次級側上，通過繞制次級側繞組N2的導線形成的第三繞組N3的終點連接到整流二極體D03的陽極。因此，通過整流二極體D03形成的半波整流電路和濾波電容器C03提供直流輸出電壓E03(200伏特)給視頻輸出電路。在本電源電路中，濾波電容器C03的負電極側連接到濾波電容器C01的正電極側，由此從串聯的濾波電容器C01和C03中獲得用於視頻輸出電路的直流輸出電壓E03。
更具體地說，為了獲得用於視頻輸出電路的直流輸出電壓E03，在濾波電容器C03上產生的直流輸出電壓累積在在濾波電容器C01上產生的直流輸出電壓上；這就是說，通過將從第三繞組N3中所獲得的直流輸出電壓疊加在從次級側繞組N2中獲得的直流輸出電壓E01上獲得直流輸出電壓E03。
因此，可以使通過第三繞組N3、整流二極體D03和濾波電容器C03所形成的整流和濾波電路輸出60伏特到90伏特的直流輸出電壓，這個電壓是將直流輸出電壓E03(200伏特)減去直流輸出電壓E01(110伏特到140伏特)所得到的。
在本例中，次級側並聯諧振電容器C2與通過次級繞組N2和第三繞組N3所形成的次級側繞組(N2＋N3)並聯。因此次級側繞組(N2＋N3)的漏電感(L2＋L3)和次級側並聯諧振電容器C2的電容形成了次級側並聯諧振電路。次級側並聯諧振電路將在次級側繞組N2和第三繞組N3中所感應的交流電壓感應成諧振電壓，由此在隔離變流變壓器PIT的次級側上實現了電壓諧振操作。
因此，本電源電路具有將開關操作轉換為在初級側上的電壓諧振型操作的並聯諧振電路和在次級側上提供電壓諧振操作的並聯諧振電路。在本說明書中，在初級側和在次級側都具有這種諧振電路的開關轉換器還稱為「復諧振型開關轉換器」。
復諧振型開關轉換器的這種結構可以實現，因為在隔離變流變壓器PIT中形成了間隙G以形成所需的耦合係數的弱耦合，由此並不容易到達包飽和狀態，如參考附圖7所描述。例如，當在隔離變流變壓器PIT中沒有形成間隙G時，在回掃操作中隔離變流變壓器PIT非常容易到達飽和狀態並產生異常的操作。因此很難設想在次級側上進行正確的整流操作。
還從一分支點上將直流輸出電壓E01輸入到控制電路1中。
通過依據次級側直流輸出電壓E01的電平的變化改變流經正交型控制變壓器PRT的控制繞組NC的控制電流的電平，控制電路1可變地控制繞在正交型控制變壓器PRT上的驅動繞組NB的電感LB。這就導致了包括在開關器件Q1的自激驅動電路中的驅動繞組NB的電感LB的串聯諧振電路的諧振條件的變化。這代表改變開關器件Q1的開關頻率的操作，通過這種操作實現了從隔離變流變壓器PIT的次級側輸出的直流輸出電壓的穩定。
順便指出，直流輸出電壓E03可以從一分支點輸入到控制電路1以使直流輸出電壓穩定。
在本電源電路中在提供可變化地控制驅動繞組NB的電感LB的正交型控制變壓器PRT的情況下，當改變開關器件Q1的開關頻率時，切斷開關器件Q1的周期TOFF固定，而接通開關器件Q1的周期TON可變化地控制。具體地說，可以認為可變地控制開關器件Q1的開關頻率作為恆壓控制的操作，本電源電路控制開關輸出的諧振阻抗，同時，在開關的循環周期內實施開關器件Q1的PWM控制。通過單個的控制電路系統實現這種複雜控制操作。在本說明書中這種複雜的控制還稱為「複式控制法」。
第三繞組N3的終點還通過串聯諧振電容器C3連接到在高壓產生電路4中的回掃變壓器FBT的初級側繞組N4的起點。
更具體地說，隔離變流變壓器PIT的次級側繞組(N2＋N3)和串聯諧振電容器C3和回掃變壓器FBT的初級側繞組N4的串聯電路都與次級側並聯諧振電容器C2彼此並聯。
在這樣構造的電源電路中的隔離變流變壓器PIT作為復諧振型開關轉換器運行，由此在次級側並聯諧振電容器C2上產生諧振脈衝電壓。
從在隔離變流變壓器PIT處於前向操作的正周期中所產生的正諧振脈衝電壓中獲得直流輸出電壓E03，而在隔離變流變壓器PIT處於回掃操作的周期中所獲得的負諧振脈衝電壓經過串聯諧振電容器C3輸入到回掃變壓器FBT的初級側繞組N4中。
在本例中，通過串聯諧振電容器C3的電容和初級側繞組N4的電感的串聯電路所形成的電流諧振電路形成在回掃變壓器FBT的初級側上。因此，具有基本正弦波形的諧振電流I4流經回掃變壓器FBT的初級側繞組N4，而在初級側繞組N4上的電壓V4也是具有基本正弦波形的諧振電壓。
由交替的較長的和較短的破折線所包圍的高壓產生電路4是由升壓變壓器HVT和高壓整流電路形成的。高壓產生電路4使在升壓變壓器HVT的初級側繞組N4中所產生諧振電壓V4上升，由此產生其電平例如等於CRT的陽極電壓的電平的高壓。
為了獲得高壓，在升壓變壓器HVT的次級側上以間隙繞制或層狀繞制升壓繞組例如NHV1。
另外在本例中，初級側繞組N4與升壓繞組NHV1反向地繞制，在升壓變壓器HVT的次級側上獲得按在升壓繞組NHV1和初級側繞組N4之間的匝數比(NHV1/N4)升高了的電壓。
附圖3A和3B示意地示出了升壓變壓器HVT的結構。
附圖3A所示為通過對準繞組繞制的升壓變壓器HVT的升壓繞組NHV1的實例。在本例中，初級側繞組N4繞在低壓繞組線軸LB上，而升壓繞組NHV1對齊地繞在高壓繞組線軸HB上。順便指出，通過將許多單股線捆成束形成的絞合線可以用作繞在低壓繞組線軸LB上的初級側繞組N4，例如直徑為30微米到60微米的細線可以用作升壓繞組NHV。
因此，當通過對準繞組形成升壓繞組NHV時，如附圖3A所示，可以將單層的升壓繞組NHV繞制在高壓繞組線軸HB上。例如為將在高壓繞組線軸HB上的5個升壓繞組NHV1至NHV5繞在如附圖9所示的升壓變壓器HVT中的層中，就不需要在升壓繞組NHV1至NHV5之間插入中間薄膜。
附圖3B所示為所謂的分段繞組(槽繞組)，其中將升壓繞組NHV分成幾個部分並繞在分許多區段的高壓繞組線軸上。
當通過部分繞組繞制升壓繞組NHV時，通過與高壓線軸的內部成一體的間隔板DV形成槽S或許多繞組區段，如附圖3B所示。在槽S上繞制升壓繞組NHV，由此實現了在升壓繞組NHV之間的絕緣。此外，在這種情況下通過將許多單股線捆成束而形成的絞合線可以用作繞在低壓繞組線軸LB上的初級側繞組N4，例如細線可以用作升壓繞組NHV。
當通過部分繞組形成升壓變壓器HVT時，如附圖3A所示，可以將高壓繞組線軸HB和低壓繞組線軸LB的長度減少到對準繞組的長度的1/2，由此它能夠儘可能地使升壓變壓器HVT規模更小。
需要指出的是附圖3A和3B所示僅為高壓繞組線軸HB的一段；當然，在實際中在低壓繞組線軸LB的相對側上設置高壓繞組線軸HB的類似部分。
此外，雖然沒有示出，方塊磁芯(鐵磁芯)的一個磁性腿部連接到低壓繞組線軸LB和高壓繞組線軸HB。方塊磁芯包括例如兩個U形磁芯，並在一個U形磁芯的端部對著另一個U形磁芯的端部的部分中形成間隙G，通過使一個磁芯的腿部對著另一個磁芯的腿部的方式來使磁芯彼此組合在一起。
在本發明的電源電路中，在升壓變壓器HVT的次級側上繞制一個升壓繞組NHV1。升壓繞組NHV1的終點例如通過薄膜電容器或陶瓷電容器形成的高壓電容器CHV1連接到使高壓整流二極體DHV1的陽極與整流二極體DHV2的陰極相連接的節點。升壓繞組NHV1的終點還通過高壓電容器CHV2連接到使高壓整流二極體DHV3的陽極與高壓整流二極體DHV4的陰極相連接的節點，該高壓電容器CHV2與該節點串聯。
升壓繞組NHV1的起點連接到使濾波電容器COHV的負電極與濾波電容器COFV的正電極相連接的節點。使濾波電容器COHV的負電極與濾波電容器COFV的正電極相連接的節點與高壓整流二極體DHV2的陽極和高壓整流二極體DHV3的陰極相連接。
濾波電容器COHV的負電極和濾波電容器COFV的正電極都彼此串聯連接。濾波電容器COHV的正電極連接到高壓整流二極體DHV1的陰極，濾波電容器COFV的負電極連接到次級側地端。
結果，這種連接形成了第一倍壓整流電路和第二倍壓整流電路，該第一倍壓整流電路包括一組高壓電容器CHV1、高壓整流二極體DHV1和DHV2以及濾波電容器COHV，該第二倍壓整流電路包括一組高壓電容器CHV2、整流二極體DHV3和DHV4以及濾波電容器COFV。第一和第二倍壓整流電路的輸出彼此串聯。通過組合第一和第二倍壓整流電路作為整體所形成的整流電路的次級側輸出電壓等於在濾波電容器COHV和濾波電容器COFV串聯上的升壓繞組NHV1的交流電壓的四倍的次級側輸出電壓。這就意味著通過組合第一和第二倍壓整流電路作為整體所形成的整流電路形成了四倍壓器全波整流電路。
下文描述四倍壓器全波整流電路的操作。當在初級側繞組N4上獲得作為在升壓變壓器HVT的次級側上的開關操作的結果的開關輸出時，該開關輸出被感應在升壓繞組NHV1中。給四倍壓器全波整流電路輸送在升壓繞組NHV1中所獲得的交流電壓，然後對該交流電壓進行整流操作。下文描述在第一倍壓整流電路點的操作，該第一倍壓整流電路包括高壓電容器CHV1、高壓整流二極體DHV1和DHV2和濾波電容器COHV。
首先，在整流二極體DHV1切斷和整流二極體DHV2接通的周期中，運行倍壓整流電路以存儲與諧振電容器CHV1串聯的高壓整流二極體DHV2所整流的電流。
在整流二極體DHV2切斷和整流二極體DHV1接通的整流操作周期中，運行倍壓整流電路以將高壓電容器CHV1的電壓加入到在升壓繞組NHV1中所感應的電壓上。在濾波電容器COHV上獲得基本等於在升壓繞組NHV1中所感應的電壓的兩倍的直流電壓。
包括高壓電容器CHV2、高壓整流二極體DHV3和DHV4以及濾波電容器COFV的第二倍壓整流電路以類似的方式運行，由此在濾波電容器COFV上獲得基本等於升壓繞組NHV1的感應電壓的兩倍的直流電壓。
作為每個第一和第二倍壓整流電路的上述操作的結果，在濾波電容器COHV和濾波電容器COFV的串聯電路上獲得基本等於在升壓繞組NHV1中所感應的電壓的4倍的次級側直流輸出電壓EHV。在濾波電容器COHV和濾波電容器COFV的串聯電路上獲得的高壓直流電壓EHV用作CRT的陽極電壓。
在本例中，在濾波電容器COFV上所獲得的高壓直流電壓EFV作為聚焦電壓例如輸出到CRT的第四柵極。
當構造實際的電路以從高壓產生電路4中獲得例如30千伏特的高壓直流電壓EHV時，進行如下的選擇隔離變流變壓器PIT的次級側繞組N2＝45T；第三繞組N3＝22T；次級側並聯諧振電容器C2＝2200PF；串聯諧振電容器C3＝3900PF；升壓變壓器HVT的初級側繞組N4＝28T；升壓繞組NHV1＝530T；高壓電容器CHV1或CHV2＝100PF；以及濾波電容器CHV或CFV＝1000PF。
附圖2A至2L所示為在附圖1中所示的電源電路的操作波形。附圖2A至2F所示為在如下的情況下的操作波形例如交流輸入電壓VAC為100伏特和高壓產生電路4的高壓負載功率處於最大的負載功率Pomax＝60瓦(IHV＝2毫安)。附圖2G至2L所示為在如下的情況下的操作波形例如高壓產生電路4的高壓負載功率處於最小的負載功率Pomin＝0瓦(IHV＝0毫安)。
當高壓產生電路4的高壓負載功率處於最大的負載功率，開關器件Q1的開關頻率控制在104千赫茲，例如，開關器件Q1的實際的接通/切斷周期TON/TOFF為6微秒/3微秒。
如附圖2A所示，通過開關器件Q1的接通/切斷操作在並聯諧振電容器Cr1上所產生的諧振電壓V1在開關器件Q1處於切斷的周期TOFF中形成正弦脈衝波形。因此開關轉換器的操作呈電壓諧振型。
在本例中，在附圖2B中所示的集電極電流IC流經開關器件Q1。例如，在開關器件Q1的接通的周期中，阻尼電流(負向)通過鉗位二極體DD1和開關器件Q1的基極和集電極流到初級側繞組N1。在經過在其中阻尼電流流動的阻尼周期之後，集電極電流IC從負電平急劇地上升到正電平。
作為這種操作的結果，如附圖2D所示諧振電流I2流經隔離變流變壓器PIT的次級側繞組(N2＋N3)。如附圖2C所示，由於整流二極體D01和D03的操作的結果，在開關器件Q1的接通周期中在次級側並聯諧振電容器C2上所示產生的電壓V2具有200伏特的正電壓電平，在開關器件Q1的切斷周期TOFF中電壓V2為具有峰值電壓電平為500Vp的負諧振脈衝電壓。
在次級側並聯諧振電容器C2上所產生的負諧振脈衝電壓經過串聯諧振電容器C3輸入到升壓變壓器HVT的初級側繞組N4中，該串聯諧振電容器C3與初級側繞組N4一起形成了串聯諧振電路。因此，如附圖2E所示，在初級側繞組N4上所示產生的諧振電壓V4形成了具有400Vp的峰值電壓電平的諧振電壓波形，而如附圖2F所示，流經初級側繞組N4的諧振電流I4形成了具有峰值為2Ap的諧振電流波形。
另一方面，當高壓產生電路4的高壓負載功率為最小負載功率(沒有負載)時，將開關器件Q1的開關頻率例如控制到116千赫茲，開關器件Q1的實際的接通/切斷周期TON/TOFF為5微秒/3.6微秒。
在本例中，如附圖2G所示，通過開關器件Q1的接通和切換操作在並聯諧振電容器Cr1上所產生的諧振電壓V1在開關器件Q1切斷的周期TOFF中產生正弦脈衝波形。
作為這種操作的結果，如附圖2J所示的諧振電流I2流經隔離變流變壓器PIT的次級側繞組(N2＋N3)。如附圖2I所示在次級側並聯諧振電容器C2上產生電壓V2。
將在次級側並聯諧振電容器C2上所產生的負諧振脈衝經過串聯諧振電容器C3輸入到升壓變壓器HVT的初級側繞組N4中。因此，在初級側繞組N4上電壓V4形成如附圖2K所示的諧振波形，而流經初級側繞組N4的電流I4形成如附圖2L中所示的諧振波形。
如圖所示通過將在附圖2A至2F中所示的操作波形與在附圖2G至2L中所示的操作波形進行比較，隨著高壓產生電路4的高壓負載功率從最大負載功率Pomax變化到最小負載功率Pomin，附圖1的電源電路將開關器件Q1的開關頻率從104千赫茲改變到116千赫茲。
因此，附圖1的電源電路依據高壓產生電路4的高壓負載的變化可變化地控制初級側開關變換器的開關頻率。這意味著升壓變壓器HVT的交流電壓周期(即在高壓產生電路4中的整流二極體的開關頻率)根據初級側開關轉換器的開關頻率進行變化。
如圖所示通過將由此所形成的附圖1的電源電路與在附圖9中所示的常規的電路進行比較，常規的電路使通過水平輸出電路20所輸出的回掃脈衝電壓V11上升，然後從高壓產生電路40中輸送高壓直流電壓EHV。
另一方面，附圖1的電路將在次級側並聯諧振電容器C2所產生的諧振脈衝電壓V2通過串聯諧振電容器C3直接輸入到高壓產生電路4。因此，在高壓產生電路4中獲得高壓直流電壓EHV，而不需要插入水平輸出電路20以如在附圖9中所示的常規電路那樣將開關電源電路的直流輸出電壓E01轉換為回掃脈衝電壓。
此外，通過具有將開關操作轉換成在隔離變流變壓器PIT的初級側上的電壓諧振型操作的並聯諧振電路和在次級側輸出電壓諧振操作的並聯諧振電路的復諧振型開關轉換器形成電源電路。
在本例中，在附圖9中所示的常規電路的電壓轉換效率ηDC-DC大約為85％，而在附圖1中所示的通過復諧振型開關轉換器所形成的電源電路的電壓轉換效率ηDC-DC可以提高到大約95％。因此，附圖1的電源電路比常規電路更能夠降低功率損失。
由於附圖1的電源電路具有將升壓變壓器HVT的初級側操作轉換為電壓諧振型操作的串聯諧振電路，因此輸入到升壓變壓器HVT的初級側繞組N4的諧振電壓V4形成如在附圖2E或附圖2K中所示的諧振電壓波形，在升壓變壓器HVT的升壓繞組NHV1中所感應的電壓也形成了諧振電壓波形。
因此，當通過高壓整流二極體DHV1對感應電壓進行整流時，高壓整流二極體DHV1的導通角變寬，因此等效的電源阻抗降低。因此甚至在高壓負載功率從0瓦變化到60瓦時也能夠抑制高壓直流電壓EHV的電平的變化。
附圖4所示為在將附圖1的電源電路應用到實際的電視接收機時在從高壓發生電路中輸出的高壓直流電壓和高壓負載功率之間的關係。
例如，當在60瓦的高壓負載功率時高壓直流電壓EHV的電壓電平為30千伏特時，而在0瓦的高壓負載功率時高壓直流電壓EHV的電壓電平大約為31千伏特。具體地說，甚至在高壓負載功率從60瓦變化到0瓦時高壓直流電壓EHV的電壓波動範圍ΔEHV為1千伏特。因此，可以將電壓波動範圍降低到小於2.5千伏特的一半以下，即附圖9的常規電路的電壓波動範圍。
因此，當根據本實施例的電源電路將高壓直流電壓EHV輸送到CRT的陽極時，能夠抑制從CRT輸出的電子束的水平幅值的波動。因此，當陰極射線管屏幕的亮度較低時幀的大小不改變。因此不需要用於電視接收機的水平輸出電路的放大校正電路等類似電路。
此外，升壓變壓器HVT的開關頻率等於開關器件Q1的開關頻率，並且例如不與視頻信號的水平同步信號fH的周期同步。
因此，來自升壓變壓器HVT的漏磁通和漏電感在升壓變壓器HVT的升壓繞組NHV1的感應電壓中並不產生阻尼振蕩。
因此，並不能例如在CRT屏幕上產生光柵阻尼振蕩。即使如果產生了阻尼振蕩，阻尼振蕩電流並不疊加在水平偏轉電流IDY，因為高壓產生電路4和水平偏轉電路彼此都獨立地形成。因此電源電路具有的另一個優點是能夠防止在CRT的屏幕上產生光柵阻尼振蕩和屏蔽圖。
此外，雖然附圖9所示的常規的電路要求在回掃變壓器FBT中的初級側繞組N4的匝數為73T，但是也可以將在附圖1的電源電路中的初級側繞組N4的匝數降低到28T。此外，例如，在沒有負載時的操作頻率上升到大約100千赫茲。因此可以將升壓變壓器HVT的鐵芯的橫截面積降低到常規的電路的鐵磁芯的橫截面積的1/2。
應該指出的是依據本發明的電源電路並不限於附圖1中所示的電路結構。
附圖5所示為依據本發明的第二實施例的電源電路的結構。
在附圖5中所示的電源電路在初級側具有外部激勵電壓諧振型轉換器。在該電源電路中具有例如由MOS-FET形成的開關器件Q2。開關器件Q2的漏極經過隔離變流變壓器PIT的初級側繞組N1連接到濾波電容器Ci的正電極，而開關器件Q2的源極連接到在初級側的地端。在本例中，並聯諧振電容器Cr2與開關器件Q2的漏極和源極並聯。此外，鉗位二極體DD2與開關器件Q2的漏極和源極並聯。
通過振蕩和驅動電路2驅動開關器件Q2以進行參考附圖1所描述的開關操作。
具體地說，控制電路1給振蕩和驅動電路2輸送其電平依據直流輸出電壓E01的波動而變化的電壓或電流。振蕩和驅動電路2給開關器件Q2的柵極輸送其周期依據從控制電路1輸出的電平進行變化的開關驅動電壓，以使從隔離變流變壓器PIT的次級側輸出的直流輸出電壓穩定。因此，改變了開關器件Q2的開關頻率。在改變開關器件Q2的開關頻率過程中，振蕩和驅動電路2輸出所產生的開關驅動信號以使開關器件Q2的切斷周期固定而它的接通周期變化，如參考附圖1所描述的。
提供啟動電阻Rs以在接通商用交流電源時給振蕩和驅動電路2輸送在整流和濾波線中所獲得的啟動電流。
在由此所形成的隔離變流變壓器PIT的次級側上，從第二繞組N3的終點上繞制第三繞組N5。第三繞組N5終點經過串聯諧振電容器C3連接到回掃變壓器FBT的初級側繞組N4的起點。
在本例中，可以獲得與附圖1的電源電路的相同的效果，此外還能夠使從隔離變流變壓器PIT的次級側輸入到回掃變壓器FBT的初級側繞組N4的諧振電壓V4的電平升高。因此，可以使由升壓變壓器HVT使電壓升高的電平低於在附圖1中所示的電源電路的升高的電平。
因此，電源電路具有能夠使在升壓變壓器HVT的次級側上的升壓繞組NHV1的匝數降低的優點，由此使回掃變壓器FBT的規模最小。
依據迄今所描述的實施例的電源電路還有其它可設想的次級側電路結構。
附圖6所示為依據迄今所描述的實施例的電源電路的另一種次級側電路結構。
在附圖6中所示的電源電路可以應用在附圖1中所示的自激勵電壓諧振轉換器或在附圖5中所示的外部激勵電壓諧振轉換器作為初級側電路結構。與附圖1中所示的相同部件以相同的參考編號表示，因此省去對它們的描述。
如附圖1所示，在附圖6所示的隔離變流變壓器PIT的次級側上，通過從次級側繞組N2終點繞制導線形成第三繞組N3。在本例中，在次級側繞組N2上形成抽頭。整流二極體D06和濾波電容器C06對從該抽頭中所獲得的輸出進行整流和濾波，由此給信號電路提供直流輸出電壓E02和給垂直偏轉電路提供直流輸出電壓E06(+15伏特)。
此外，在本例中，第三繞組(第四次級側繞組)N6的終點連接到次級側繞組N2的起點。整流二極體D07和濾波電容器C07對從第三繞組N6中所獲得的輸出進行整流和濾波，由此給垂直偏轉電路提供直流輸出電壓E07(-15伏特)。
此外，電源電路具有以與初級側繞組N1相同的極性方向在隔離變流變壓器PIT的次級側上繞制的獨立的第三繞組N7。在本例中，第三繞組N7的起點連接到在次級側上的接地端，而第三繞組N7的終點連接到整流二極體D08的陽極。整流二極體D08和濾波電容器C08對從第三繞組N7中所獲得的輸出進行整流和濾波，然後三端子調節器Q3等類似的調節器使直流輸出電壓恆定並以恆定的電壓對濾波電容器C09進行充電。由此從濾波電容器C09上獲得例如用於加熱器的直流輸出電壓C08(6.3伏特)。
應用這種結構，可以從隔離變流變壓器PIT的次級側中獲得用於視頻輸出電路的直流輸出電壓E03以及垂直偏轉電路的直流輸出電壓E06和E07(±15伏特)/7瓦以及用於加熱器的直流輸出電壓E08(6.3伏特)/4瓦，而這些常規電路從回掃變壓器FBT的初級側中獲得。
結果，由於應用到例如34英寸電視接收機中的常規電路的電壓轉換效率ηDC-DC大約為85％，常規電路要求給回掃變壓器FBT輸送24.7瓦(21瓦÷0.85)的直流輸入功率以提供用於視頻輸出電路的直流輸出電壓E03(200伏特)/10瓦、用於垂直偏轉電路的直流輸出電壓E06和E07(±15伏特)/7瓦以及用於加熱器的直流輸出電壓E08(6.3伏特)/4瓦。
另一方面，在附圖6所示的電源電路中的開關頻率為復諧振型，電源電路的電壓轉換效率ηDC-DC增加到大約為95％。因此，當將在附圖6中所示的電源電路應用到34英寸的電視接收機以從隔離變流變壓器PIT的次級側輸送直流輸出電壓E03、E06、E07和E08時，該電源電路要求僅22.1瓦(21瓦÷0.95)的直流輸入功率，因此它能夠降低功率損失大約2.6瓦。
結果，在附圖6中所示的電源電路與在附圖9中所示的常規電路相比能夠降低直流輸入功率大約14瓦。
此外，形成在附圖9的常規電路中的開關電源10的直流諧振型轉換器的AC-DC功率轉換效率ηAC-DC大約為90％，因此當直流輸出電壓E01、E02、E04和E05之和的最大負載功率(Pomax)為200瓦，交流輸入功率變為222.2瓦。
在另一方面，在附圖6中所示的電源電路改善了它的AC-DC功率轉換效率ηAC-DC，因此使它能夠降低交流輸入功率大約18％，由此節約了能量。
雖然應用特定的方面描述了本發明的優選實施例，這些描述僅是說明的目的，因此可以理解的是在不脫離下文的權利要求的精神或範圍的前提下可以作出各種改變和變型。
權利要求
1.一種開關電源電路，包括開關裝置，該開關裝置包括中斷所輸入的用於輸出的直流輸入電壓的開關器件；用於將在其初級側的輸出傳輸到其次級側的隔離變流變壓器，該隔離變流變壓器包括繞在初級側上的初級側繞組和繞在次級側上的次級側繞組，該隔離變流變壓器具有所需的耦合程度以使所說的初級側繞組和所說的次級側繞組彼此弱耦合；通過將初級側並聯諧振電容器與所說的隔離變流變壓器的初級側繞組並聯所形成的用於將所說的開關裝置的操作轉換成電壓諧振型操作的初級側並聯諧振電路；通過將次級側並聯諧振電容器與所說的次級側繞組並聯所形成的次級側並聯諧振電路；用於將輸入到其初級側的諧振電壓發送到次級側並由此通過從次級側輸送通過升高該諧振電壓所獲得的升壓電壓的升壓變壓器，該升壓變壓器包括繞在初級側上的初級側繞組和繞在次級側上的次級側繞組；插入在所說的隔離變流變壓器的次級側繞組和所說的升壓變壓器的初級側繞組之間以將所說的升壓變壓器的初級側的操作變換為諧振操作的串聯諧振電容器，該串聯諧振電容器將從所說的隔離變流變壓器的次級側繞組中所獲得的諧振電壓輸入到所說的升壓變壓器的初級側；以及對在所說的升壓變壓器的次級側上所獲得的升壓電壓進行整流操作由此提供高壓直流電壓的高壓直流電壓發生裝置。
2.如權利要求1所述的開關電源電路，其中所說的隔離變流變壓器的次級側至少具有部分第一次級側繞組和通過繞該第一次級側繞組的導線形成的部分第二次級側繞組；所說的次級側並聯諧振電路具有與所說的第二次級側繞組並聯的次級側並聯諧振電容器；以及所說的直流輸出電壓發生裝置通過對從所說的第一次級側繞組中所獲得的交流電壓進行半波整流操作提供第一直流輸出電壓並通過在第一直流輸出電壓上累積通過對從所說的第二次級側繞組中所獲得的交流電壓進行半波整流操作所獲得的直流輸出電壓來提供第二直流輸出電壓。
3.如權利要求1所述的開關電源電路，其中所說的高壓直流電壓產生裝置輸出具有特定的高壓電平的第一高直流電壓和具有比第一高直流電壓的電平更低的電壓電平的第二高直流電壓。
4.如權利要求1所述的開關電源電路，其中從所說的隔離變流變壓器的第二次級側繞組的終點纏繞導線形成第三次級側繞組，所說的升壓變壓器的初級側繞組經過所說的串聯諧振電容器連接在第三次級側繞組和次級側接地端之間。
5.如權利要求1所述的開關電源電路，所說的開關電源電路包括直流輸出電壓產生裝置，用於通過對從所說的次級側繞組中所獲得的交流電壓進行整流操作提供直流輸出電壓，該直流輸出電壓產生裝置包括所說的次級側並聯諧振電路；恆壓控制裝置，用於通過驅動所說的開關器件進行開關操作來控制恆定的電壓，其中所說的開關裝置的開關頻率根據所說的直流輸出電壓的電平可變化地控制，而在開關周期內所說的開關器件的切斷周期是固定的而所說的開關器件的接通周期是變化的。
6.如權利要求5所述的開關電源電路，其中所說的恆定電壓控制裝置包括具有檢測繞組、驅動繞組和控制繞組的控制變壓器；以及該檢測繞組與所說的隔離變流變壓器的初級側串聯，由此通過在驅動裝置中所感應的所說的開關裝置的輸出驅動所說的開關器件以進行開關操作，而通過根據所說的直流輸出電壓的電平在施加到控制繞組的電壓的基礎上通過控制驅動裝置來控制恆定的電壓。
全文摘要
不輸入水平偏轉輸出脈衝,將從形成復諧振型的開關電源電路的隔離變流變壓器PIT的次級側輸出的諧振電壓V2經過串聯諧振電容器C3輸入到回掃變壓器FBT的初級側中。然後,使具有在回掃變壓器FBT的初級側繞組N4中所產生的基本正弦波形的諧振電壓V4升高,由此提供具有特定的高電壓電平的高壓直流電壓EHV。因此,可以改善功率轉換效率並降低功率損失。此外,通過在回掃變壓器的次級側上感應具有基本正弦波形的諧振電壓,使整流二極體的導通角加寬,甚至在負載變化時也能夠抑制高壓直流電壓的波動。
文檔編號H02M7/10GK1332514SQ01122819
公開日2002年1月23日 申請日期2001年7月10日 優先權日2000年7月11日
發明者安村昌之 申請人:索尼株式會社