解碼根據頻率維和時間維分布的信號的符號的製作方法

2023-09-18 21:39:25 1

專利名稱：解碼根據頻率維和時間維分布的信號的符號的製作方法
技術領域：
本發明涉及解碼根據頻率維和時間維分布的無線電信號的符號。 例如，已受到正交頻分復用(OFDM)調製的符號。本發明更具體地 涉及才艮據與無線電信號混合的噪聲的方差估計來解碼符號。本發明具體應用於專用移動無線電(PMR)系統。
背景技術：
OFDM調製無線電信號分布在某一頻帶中的大量子載波上，該 頻帶與子載波之間的間隔相比是寬的。該信號在不同的子栽波上由發 射機發射出去，從而不管由多信號傳播路徑引起的破壞性幹擾如何， 由接收機接收的信號都可以被重建。信號在發射機和接收機之間傳播期間因噪聲和幹擾而惡化。對噪 聲和幹擾處理不充分將導致高的解碼差錯率。已知接收機對接收信號 進行均衡處理和解調，並且確定與解調符號相對應的數據位的似然 性，以便^L據這樣確定的似然性的函數來解碼所發射的信息。在現有技術中，根據與接收信號相關的噪聲的方差估計的函數可 以修正似然性。可以利用在受噪聲影響的接收信號與在沒有噪聲的情 況下將會接收到的信號的估計之間的差值來估計瞬時噪聲功率。該瞬時噪聲功率具體代表了接收信號所忍受的幹擾以及噪聲和 符號處理差錯，它的幅度可能根據接收信號的符號而發生很大的改 變。因此，該瞬時功率受到噪聲的強烈影響，不能用作對噪聲的方差的良好估計。
該問題的一種解決方案是將接收信號分割成若干某一持續期的 預定幀，假定傳播信道的變化較慢。在一個預定幀內對於每個接收信 號計算瞬時噪聲功率，以便為該預定幀確定噪聲的方差估計，它是瞬
時功率的平均值。然後根據對噪聲方差的這一估計的函數來修正符號 的似然性，該噪聲方差估計對於每個預定幀都具有不同值。
該問題的另一個解決方案是對於分布在時間-頻率平面上的接收 信號的幾個符號當中的一個給定符號估計噪聲的局部方差，所述時間 -頻率平面包括接收信號的子載波和時間間隔。該估計出的噪聲的局部 方差是對於所述給定符號和在時間-頻率平面中與所述給定符號相鄰 的符號所估計的瞬時噪聲功率的平均值。可見，噪聲的局部方差是針 對接收信號的每個符號來估計的。然後根據該噪聲的局部方差的函數 來修正符號的似然性。
這些解決方案都是基於瞬時噪聲功率的平均值進行的，而影響接 收信號的噪聲的性質無關緊要。

發明內容
本發明的目的是在數字無線電接收機中改進對接收信號的解調 符號的似然性的估計，以便特別是不管接收信號中是否存在噪聲和幹 擾，都可以改進符號解碼性能並降低解碼差錯率。
為了實現該目的，提出一種在無線電接收機中用於解碼經由傳播 信道接收的信號的符號的方法，所述符號根據頻率維和時間維分布。 該方法包括確定接收信號的符號的似然性，根據所述符號的似然性的 函數將接收信號解碼成解碼信號，以及根據在接收信號和從所述解碼 信號導出的重建的無噪聲信號之間的差值的函數來估計接收信號的
瞬時噪聲功率。該解碼方法的特徵在於包括
根據頻率維和時間維其中一維的函數來確定瞬時噪聲功率的有 界分布，
根據在所述一維中表示的傳播信道的參數的函數，過濾瞬時噪聲功率的有界分布以產生過濾後的噪聲方差，以及
根據過濾後的噪聲方差的函數來加權要被解碼的接收信號的符 號的似然性。
傳播信道的參數的確定滿足以下條件對瞬時噪聲功率的有界分 布的過濾被局限在與存在於傳播信道中的幹擾信號的變化相對應的 所述分布的採樣。這種過濾減少了隨機噪聲的影響，而隨機噪聲可能 發生快速的變化並且使對接收信號的符號的解碼惡化。例如，根據頻 率維的函數來確定瞬時噪聲功率的有界分布，並且對應於分別與在一 幀內的同一信號子載波上接收的符號相關聯的預定數量的瞬時噪聲 功率的頻謙。
將噪聲的方差局限到幹擾信號的變化使得對要被解碼的每個符 號的了解更加可靠。而根據過濾後的噪聲方差的函數來加權要被解碼 的接收信號的符號的似然性也使得似然性更加可靠，也增強了對於要 被解碼成數據位的符號的判決的準確性。
在接收機中解碼的信號變得對於由在類似於接收信號的傳播信 道的信道中傳播的信號引起的幹擾不那麼敏感。
為了使瞬時噪聲功率的過濾局限到幹擾信號的變化，傳播信道的 參數依賴於與傳播信道和所使用的無線電通信網絡有關的物理約束。 為此，假設幹擾信號受到和接收信號相同的物理約束，即，幹擾信號 是在與接收信號的傳播信道具有類似屬性的傳播信道中傳播的。這一 結論特別是在幹擾信號為同一網絡的信號的情況下成立，例如，因在 網絡的另一個小區中對於同一頻率信道的重複使用所產生的信號，這 特別是在陸地蜂窩無線電通信網絡中非常頻繁地發生。根據本發明， 如果所述一維是頻率，則傳播信道的參數可以是與在發射機和無線電 接收機之間的相對運動的最大速度有關的最大頻率，或者如果所述一 維是時間，則傳播信道的參數是在接收信號在傳播信道中傳輸期間由 信號多路反射引起的不同傳播路徑的延時之間的最大延時。
然而，如本說明書的剩餘部分所述，傳播信道的以上兩個參數可
被用於瞬時噪聲功率的有界分布的頻率過濾和時間過濾，以便有利地提高被過濾後的噪聲方差加權的似然性的可靠性。因此，根據本發明， 瞬時噪聲功率的第一和第二有界分布被分別確定為頻率維和時間維 的函數，即，被確定為頻率和時間的函數，並且第一和第二有界分布
過濾，以產生過濾後的噪聲方差。該過濾操作是線性操作，因此如果 根據頻率維再根據時間維的連續過濾被根據時間維再根據頻率維的 連續過濾取代，不會產生任何差別。
本發明還涉及用於解碼經由傳播信道接收的信號的符號的無線
電接收機，所述符號根據頻率維和時間維分布。該接收機包括用於 確定接收信號的符號的似然性的裝置，用於根據符號的似然性的函數 對接收信號進行解碼以產生解碼信號的裝置，以及用於根據接收信號 和從解碼信號導出的重建的無噪聲信號之間的差值的函數來估計接 收信號的瞬時噪聲功率的裝置。該接收機的特徵在於它包括
用於根據頻率維和時間維其中一維的函數來確定瞬時噪聲功率 的有界分布的裝置，
用於才艮據在所述一維中表示的傳播信道的參數的函數，過濾瞬時 噪聲功率的有界分布以產生過濾後的噪聲方差的裝置，以及
用於根據過濾後的噪聲方差的函數來加權要被解碼的接收信號 的符號的似然性的裝置。
最後，本發明涉及在無線電接收機中用於解碼經由傳播信道接收 的信號的符號的計算機裝置，所述符號根據頻率維和時間維分布。該 計算機裝置被配置為執行本發明的方法的各步驟。


參考相應的附圖閱讀下面以非限制例的方式給出的對本發明的 實施方式的描述，將更加清楚本發明的其它特徵和優點，在附圖中 圖l是根據本發明的無線電通信接收機的框圖；以及 圖2示出了根據本發明的方法用於解碼符號的算法。
具體實施例方式
總地來講，下面描述的發明涉及數字蜂窩無線電通信網絡中的無 線電通信接收機。該接收機具有一個或多個接收天線，與具有一個或 多個發射天線的發射機進行通信。例如，發射機是移動終端，接收機 是基站，反之亦然。
在第一個例子中，無線電通信網絡是陸地、航空或衛星數字蜂窩
無線電通信網絡、無線區域網(WL AN )、全球互通微波接入(WIMAX ) 網或者專用移動無線電(PMR)網絡。
在第二個例子中，無線電通信網絡是沒有基礎結構的自組織無線
區域網。發射機和接收機自發地直接相互通信，沒有用於使通信集中 的中間設備，例如接入點或接入站或基站。
在無線電通信網絡中，因在傳播信道中的傳播產生了在用戶信號 中由於多徑傳播造成的符號間的千擾、由於在發射機和接收機之間的 相對運動帶來的都卜勒擴展造成的子栽波間的幹擾以及在幾個用戶 的信號之間的多址幹擾，這些幹擾使接收信號的質量下降。使用接收 機預先知道的信息，例如由發射機發射的、在頻率維和時間維的某些 位置上分布在位於每個OFDM信號幀中的導頻符號上的導頻序列， 來估計傳播信道的傳輸函數，這樣可減小上述質量下降。在信號接收 時的加性噪聲使得對傳輸函數的這種估計變差。於是接收信號sr包括 與被發射的數據相對應的有用信號以及與之混合的加性噪聲和幹擾。
圖1示出了在數字無線電通信網絡中包括在無線電通信接收機 RE中的用於實施本發明的方法的功能裝置。接收機RE具體包括第 一時間頻率轉換器CTF1、信道估計器EC、解調器DEM、解交織器 DES、解碼器DEC、發射仿真器SE和接收仿真器SR。
發射仿真器SE包括編碼器COD、交織器ENT、調製器MOD 和頻率時間轉換器CFT。
接收仿真器SR包括第二時間頻率轉換器CTF2、噪聲估計器EB、 過濾模塊MF和似然性修正器COR。
經由傳播信道由接收機RE接收的信號sr在接收機中通過放大器、基帶信號成形、採樣和保護間隔刪除等多級，然後在第一時間頻
率轉換器CTF1中經受快速傅立葉變換(FFT)，以將接收信號從時 域轉移到頻域。在頻域中的每個採樣被稱為子載波。通常來說，第一 轉換器CTF1對接收信號進行適當的時間過濾，然後進行快速傅立葉 變換。
由接收機接收的信號sr是由發射機以連續幀的形式發射的，這 些連續的幀包括根據時間維和頻率維，即相對於時間軸和頻率軸分布 的符號。例如，在被分割成N個連續的符號時間間隔的一幀中在M 個子載波上發射信號，每個符號時間間隔專用於M個符號的傳輸。
利用與一個給定的時間間隔n內的各個子載波m相關聯的傳播
信道的傳輸函數的復係數am，n為發射天線和接收天線之間的傳播信道 建模，其中0《nSN誦l， 0《m《M畫l。
在第一時間頻率轉換器CTF1的輸出端獲得一個接收信號，其中 在第n個時間間隔中在第m個子載波上接收的每個復符號rm，n由下式 給出
其中，s一和bm,n是分別代表在第n個時間間隔中在第m個子載 波上接收的有用信號符號和噪聲的複數。接收的符號r一是在一幀內 接收的符號矩陣R的元素
r0,0r0,lr0, N - 1
rl,0 rl, N - 1
Em,n
rM - 1,0rM - 1,1rM - 1, N — 1
接收的噪聲bm,n包括蜂窩內的和/或蜂窩間的幹擾以及加性高斯
白噪聲。接收的噪聲bm，n可被寫成加性高斯白噪聲BB,和幹擾信號 的符號Um,n乘以與幹擾信號相關的傳播信道的傳輸係數Pm，n的乘積之 和。幹擾信號被假定為與有用信號基本屬於同一種類，例如由於在蜂 窩無線電通信網絡中在與接收的有用信號共用的頻帶上發射的信號， 幹擾信號也是在包括N個符號時間間隔的一幀中在M個子載波上發 射的。由第一時間頻率轉換器CTF1輸送的接收信號由信道估計器EC 來處理，該信道估計器EC確定由發射機和接收機RE之間的傳播信 道的傳輸函數的估計係數《, 所定義的信道估計。信道估計例如被確定為包含在接收信號中並且為接收機已知的導頻符號序列的函數。信道估計器EC還根據傳播信道的傳輸函數的估計係數《"的函數對接收的符號iVn進行均衡化處理，以產生均衡符號y,。例如， 均衡符號ym,n取決於接收符號r唚與估計係數〈的相除結果。均衡符號ym，n被解調器DEM解調成解調數據位，這例如是通過以下過程完成的相位正交幅度解調(對應於正交幅度調製(QAM4)， 也被稱為正交相移鍵控(QPSK)調製)，將一個復符號+j、 +1、 -1、 -j 映射到相應的一對連續比特(O，O)、 (O，l)、 (1,0)、 (l，l)。均衡符號ym，n 可以被信道估計器EC或解調器DEM存儲或者被它們輸送到解交織 器DES和/或解碼器DEC。解調器DEM確定在含K比特的均衡符號ym，n中包含的第k比特bm，n,k的似然性L(bm，n，k)，其中0《k《K-l。例如，在QAM4調製下，每個符號被映射成K=2比特。在代表要被發射的假符號z的不同可能 值的星座圖中，均衡符號ym，n的第k信息位bm，n，k的似然性是在均衡符號ym，n和第k比特具有值"l"的假符號Z之間的最小距離與在均衡 符號ym，n和第k比特具有值"0"的假符號Z之間的最小距離之差，如下式所示L(bm,n,k) =min ||rm,n - &m,nz|2 _min |rm,n - &m,nz| (1)。 z/bk=l z/bk=0由於形式的原因，在禁止除以零的情況下，均衡符號ym，n與相應 的估計係數《, 相乘，對應於接收的符號r^，然後假符號Z也與估計係數< 相乘。例如，相對於QAM型調製的星座圖的2"個可能的符號來確定接收符號的數據位的似然性。此外，假定對於所有的接收符 號都有相同的噪聲功率，由此來確定似然性L(bm,n，k)。與諸如二進位值"1，，或"0"的硬值相比，似然性L(bm,n，k)具有負的或正的(浮動)軟值，用於指示解調器DEM給出浮動的實數值 L(bm，n，k),每個實數值所具有的符號將影響有關相應的數據位b^,k的狀態的後續判決，即有關"硬"值"0"或"1"的判決。幅值IL(bm,n，k)l代表 所述後續判決的可靠性，它是一個代表根據L(bm,n，k)的符號確定的二 元狀態的信任指數的"可變"值。幅值IL(bm,n，k)l越大，就更加信任與似 然性的符號相對應的二元狀態；在最好的情況下，例如對於QPSK相 位調製的星座圖的四個點中的每個點，似然性的幅值最大。幅值IL(b^，k)l越小，越接近0，與似然性的符號相對應的二元狀態就越不 確定，即，均衡後的復符號y^與星座圖的兩個假符號之間等距離的 程度越高。尚未作出判決來確定二進位硬值"0"或"1"的解調器DEM將解調 數據位的數值似然性值串行輸送到解交織器DES,這些值例如根據預 定的標準位於-1和+1之間。解交織器DES使用與在發射機的交織器 中使用的信道交織算法相逆的信道解交織算法來對解調數據位的似 然性進行解交織，以便消除在發射信號時引入的交織。解碼器DEC根據先前確定的似然性L(bm，n，k)的函數來解碼由解交織器DES輸送的解交織後的解調數據位。解碼器DEC根據與信號 發射時使用的編碼相對應的解碼，例如利用Viterbi算法糾錯的巻積 解碼來作出硬判決並給出解碼後的數據位。解碼器DEC的輸出端將已作出硬判決的數據位輸送到發射仿真 器SE,以由後者通過模擬發射機，根據與解交織後的符號相對應的 數據位的函數來仿真信號發射系統。至此，從解碼器DEC輸出的數據位被送至編碼器COD。從編碼 器輸出的數據位然後由交織器進行交織處理，然後它們被輸送到調製 器MOD,以形成分別對應於接收符號rm，n的估計符號am,n，假定這些 估計符號a^還未受到任何信道變形。換言之，每個估計符號a^是 一個相應的發射符號s^的更好假設，並且對應於來自解碼器DEC 的相應的接收符號iv，n的數據位。每個估計符號a^是從解碼後的接 收信號的相應的接收符號導出的重建的無噪聲信號的一個符號。估計符號am，n被饋送到頻率時間轉換器CFT,具體地經受反快 速傅立葉變換(IFFT)，以將包括估計符號a,的信號從頻域移到時域，以及經受發射時間過濾。頻率時間轉換器CFT的輸出端將包括 估計符號am，n的估計信號輸送到接收仿真器SR。接收仿真器SR的第二時間頻率轉換器CTF2對估計信號施加與 發射時的時間過濾相適應的接收時間過濾，然後進行快速傅立葉變換 FFT，以將估計信號從時域移到頻域，其方式類似於在第一轉換器 CTF1所進行的過濾和轉換操作。第二轉換器CTF2將包括估計符號 aam，n的估計信號輸送到噪聲估計器EB。或者，根據所使用的調製類型，在調製器MOD的輸出端的估計 符號am,n不被饋送到頻率時間轉換器CFT,而被直接輸送到噪聲估計 器EB;在這種情況下，這些符號與在第二轉換器CTF2的輸出端上 輸送的符號完全相同噪聲估計器EB根據一開始接收的受噪聲影響的信號和估計信號 之間的差值的函數來確定處理誤差，其中所述估計信號是從解碼信號 導出的、不帶噪聲的重建信號。該誤差代表了千擾、加性高斯白噪聲 以及信道估計和解碼誤差的總和。為了仿真在與原始接收信號相同的 傳播信道中傳輸的假估計信號的變形，估計符號aam，n分別與由信道 估計器EC輸送的傳播信道的傳輸函數的估計係數formula see original document page 12相乘，為了更加精確，使用下式來確定在第n個時間間隔中第m個子載波的該誤差 formula see original document page 12噪聲估計器EB根據處理誤差em，n的平方範數的函數導出與接收 符號rm,n相關聯的瞬時噪聲功率formula see original document page 12的估計formula see original document page 12 (2)。根據本發明，噪聲估計器EB將瞬時噪聲功率cx二輸送到過濾模塊MF，由過濾模塊MF對該瞬時噪聲功率進行時間過濾FT和/或頻 率過濾FF，以獲得過濾後的噪聲方差d^,n。該過濾後的噪聲方差dS^然後被輸送到似然性修正器COR，以用相應的過濾後的噪聲方差d^n來加權似然性L(bm,n,k)。下面結合在接收機RE中使用的方法來詳細描述對瞬時噪聲功率進行時間過濾FT和頻率過濾FF以及根據過濾後的噪聲方差的函數來修正似然性
L(bm,n，k)。
似然性修正器COR將修正後的似然性L，(bm，n,k)輸送到解交織器
DES，由解交織器DES對這些似然性進行解交織，然後與其對應的數 據位由解碼器DEC來解碼。
參考圖2，根據本發明的用於解碼符號的方法包括在接收機RE 中自動執行的步驟E1到E4。
在步驟E1中，接收機RE接收由發射機以包括根據頻率維和時 間維分布的符號的連續幀的形式發射的信號。該信號例如通過正交頻 分復用(OFDM),在例如淨皮分割成N個符號時間間隔的幀中在M 個子載波上被發射。如上所述，接收機對接收信號在每一幀的符號進 行均衡化處理，假定所有接收的符號都承受相同的噪聲功率來確定均 衡後的符號的數據位的似然性L(bm，n，k)，並且根據已被確定的似然性 的函數來解碼均衡後的符號。利用發射仿真器SE和接收仿真器SR， 接收機產生估計信號，該估計信號是根據解碼產生的數據位的函數而 形成的，是從解碼後的接收信號導出的無噪聲的重建信號。然後，接 收機RE中的噪聲估計器EB根據在受噪聲影響的初始接收信號與根
據公式(2)估計的信號之間的差值的平方範數的函數來估計在第n個 時間間隔中在第m個子載波上的接收符號rm,n的瞬時噪聲功率《n。 噪聲估計器eb將估計的噪聲的瞬時功率《 輸送到過濾模塊MF。 估計的噪聲的瞬時功率《 不是通過從接收信號直接減去均衡後
的符號信號而得到的，而是根據從解碼信號產生的無噪聲的重建信號 的函數得到的，以便有效地利用因在解碼期間作出的判決而實現的處 理。
在步驟E2中，過濾模塊MF根據在發射機和接收機之間的傳播 信道的至少一項物理約束的函數來確定將適用於在一幀內接收的符 號的瞬時噪聲功率的至少一個過濾器。這些物理約束例如與頻率和時
間有關。
過濾器利用適配於接收信號的過濾函數來表徵。過濾函數具有在頻率維和時間維的至少一維中來表示的參數。例如， 一個參數取決於 發射機和接收機之間的相對運動的最大速度，可以根據由接收機接收 的信號的載波的頻率的函數來更新。然後，根據這些參數的函數對過 濾器施加限制。
從統計上看，特別是當信道上存在起源自不同於有用信號的發射 信號的千擾時，估計的瞬時噪聲功率C7二在代表在一幀內接收的信號
的M個子載波和N個時間間隔的時間-頻率平面上不是均勻的。噪聲 是幹擾、加性高斯白噪聲以及信道估計和解碼誤差的總和，對於接收 信號的所有符號，噪聲方差的幅度在每一個符號之間發生很大的變 化。
由過濾模塊MF確定的過濾器具有隻保留或者偏好在時間-頻率 平面內噪聲方差的平均幅度一定高於其它區域的噪聲方差的那些區 域中所包括的瞬時噪聲功率的成份的功能。在時間-頻率平面內存在幹 擾破壞信號的接收並且使噪聲方差增大的區域。
為了評估一個給定符號的噪聲方差，例如考慮與該給定符號屬於
相同時間間隔或者相同子栽波的符號。例如，接收符號"， 的瞬時噪 聲功率為《"，被考慮的相鄰符號也是在第H個時間間隔中或者在第
m個子栽波上接收的。
過濾模塊MF分別在步驟E21和E22中確定頻率過濾器FF和時 間過濾器FT。根據本發明，假定在接收的有用信號中引起蜂窩內和/ 或蜂窩間幹擾的幹擾信號受到與接收的有用信號相同的物理約束。
過濾模塊MF在包括子步驟E211到E213的步驟E21中確定頻 率過濾器FF。
在子步驟E211中，過濾模塊MF在時間軸上選擇在M個子載
波中一個給定的子載波上、在一幀的N個符號時間間隔內連續接收的
N個符號。因此，過濾模塊MF還選擇分別與所選擇的N個符號相關
聯的N個瞬時噪聲功率。
在時間軸上選擇的N個瞬時噪聲功率< 接受快速傅立葉變換
(FFT)，以確定瞬時噪聲功率的頻鐠。這樣，由於N個選擇的瞬時噪聲功率C7二的集合被限制，所以過濾模塊MF根據頻率維的函數來
確定瞬時噪聲功率的有界分布。所選擇的N個符號是在N個相應的 時間間隔內以規則的接替順序接收的。因此，信號具有與時間間隔的 持續期有關的釆樣頻率Fe,並且頻鐠的觀察窗覆蓋分別對應於所選擇 的N個符號的N個頻率採樣。瞬時噪聲功率的頻鐠以例如與信號的 載波的頻率Fp相對應的零頻率為中心，頻率採樣分布在一個頻帶內， 其帶寬等於採樣頻率Fe，其界限等於-Fe/2和+Fe/2。
在OFDM調製中，M個子載波的頻帶的寬度在發射的信號栽波 的頻率Fp上是非常小的，它是各個子載波頻率的均值。例如，載波 頻率是3GHz，兩個連續的子載波之間的頻率步長是10kHz。
傳播信道的頻率相關的物理約束是例如最大都卜勒頻率Fmax,它 取決於發射機和接收機RE之間的相對運動的最大速度Vmax，還取決 於載波的頻率Fp,相對運動的最大速度Vmax例如等於200 kph。最大 都卜勒頻率Fmax的值為Fmax=(Vmax/c)Fp，其中c是光速。
在子步驟E212中，過濾模塊MF確定頻率過濾器FF，它的界 限取決於在頻率維中表示的傳播信道的參數。該參數是頻率界，例如
它是最大都卜勒頻率Fmax。
在公式(2)的瞬時噪聲功率《 的表達式中，估計係數< 的平方
範數等於估計係數與其共軛的乘積。對估計係數的平方範數進行快速
傅立葉變換(FFT)，於是等於估計係數與其自身的快速傅立葉變換 的巻積。該巻積的性質是使瞬時噪聲功率的頻譜的寬度加倍。
因此，所確定的頻率過濾器FF的界限與最大都卜勒頻率Fmax 的兩倍有關。例如，頻率過濾器FF的界限在瞬時噪聲功率的頻鐠中
與-2F隨和+2Fmax—致。
或者，最大都卜勒頻率Fmax及相應的過濾器FF的界限與給定的
子載波的頻率有關。
過濾模塊MF根據施加到瞬時噪聲功率的頻i瞽的過濾器FF的函
數來過濾頻率釆樣，即，根據最大都卜勒頻率Fmax的函數來過濾瞬時
噪聲功率的頻率分布。例如，過濾模塊MF保持在過濾器'FF的界限之間，即在頻率-2F^x和+2F^x之間的頻率線的幅度，但消除所有其
它的頻率線。過濾器FF就像一個帶通濾波器。
或者，過濾器FF可以比該過濾器的界限之間的頻率線更加強烈 地衰減在過濾器FF的界限之外的頻率線的幅度。
在子步驟E213中，過濾模塊MF對N條頻率線進行反快速傅立 葉變換(IFFT),以形成與在N個時間間隔內連續接收的N個符號 相對應的N個過濾後的噪聲方差^,n。這些N個過濾後的噪聲方差 5^,n代表了分別對應於N個符號的噪聲的方差的局部估計。因此，與
所選擇的N個符號中的一個給定符號相對應的過濾後的噪聲方差不 是對於所選擇的N個符號估計的瞬時噪聲功率的均值，而是代表了根 據對所選擇的N個符號的瞬時功率的變化的過濾的函數對給定符號 的噪聲方差的局部估計。
在過濾模塊中對於接收信號的M個子載波中的每一個執行步驟 E211到E213。在步驟E21後，過濾模塊MF因此已選擇了不同的M 組N個符號，完成了M次頻率過濾操作，並且對於M個子載波中的 每一個過濾了 N個瞬時噪聲功率《"。
過濾模塊MF在步驟E22中確定時間過濾器FT,步驟E22包括 類似於子步驟E211到E213的子步驟E221到E223。
在子步驟E221中，過濾模塊MF在頻率軸上選擇在N個時間間 隔的一個給定時間間隔上在M個子載波上同時接收的M個符號。因 此，過濾模塊MF還選擇了分別與所選擇的M個符號相關聯的M個 瞬時噪聲功率。
在頻率軸上選擇的M個瞬時噪聲功率《 接受反快速傅立葉變
換(IFFT)，以確定瞬時噪聲功率的時間譜。該時間譜代表了瞬時噪 聲功率的時間變化。因此，由於M個選擇的瞬時噪聲功率cr二的集合
被限制，所以過濾模塊MF根據時間維的函數來確定瞬時噪聲功率的 有界分布。所選擇的M個符號分別是在等間隔的子載波上接收的。 因此，時間i普觀察窗覆蓋分別對應於所選擇的M個符號的M個時間 釆樣。例如，時間採樣分布在時間t=0和時間t=Te之間，其中持續期Te對應於兩個連續的子載波的相應頻率之差的倒數。
在傳播信道上的時間相關的物理約束例如是被限制在接收信號
的各種可能路徑延時中的最大延時tmax之內的傳播信道的時間分散程 度。這些不同的路徑延時在統計學上已知為信號的載波頻率和用於傳 輸信號並且傳播信道的時間分散程度所依賴的環境的函數。例如，在 城市環境中，時間分散程度典型地限制在5nS的最大延時tmax內，在 山區環境中，時間分散程度典型地限制在15 JIS的最大延時tmax內。
在子步驟E222中，過濾模塊MF確定時間過濾器FT，它的界 限取決於在時間維中表示的傳播信道的參數。該參數是時間界，例如
它是最大延時t,x。
對於頻率過濾器，對瞬時噪聲功率《"施加反快速傅立葉變換 (IFFT)會使瞬時噪聲功率的時間i昝的寬度加倍。
因此，所確定的時間過濾器FT的界限取決於最大延時tmax的兩
倍。例如，時間過濾器FT的界限與時間t=0和時間t=2 Uax—致。 過濾模塊MF根據施加到瞬時噪聲功率的時間鐠的過濾器FT的
函數來過濾時間採樣，即，根據最大延時tmax的函數來過濾瞬時噪聲
功率的時間分布。例如，過濾模塊MF保持在過濾器FT的界限之間，
即在時間t一和t-2tmax之間的時間採樣的幅度，但消除所有其它的時 間釆樣。
或者，過濾器FT可以比該過濾器的界限之間的時間線更加強烈
地衰減在過濾器FT的界限之外的時間線的幅度。
在子步驟E223中，過濾模塊MF對M個時間採樣施加快速傅
立葉變換FFT，以形成與在M個子載波上同時接收的M個符號相對 應的M個過濾後的噪聲方差d^,"
對於N個時間間隔中的每一個執行步驟E221到E223。因此，
在步驟E22後，過濾模塊MF已選擇了不同的N組M個符號，完成
了 N次時間過濾操作，並且對於N個時間間隔中的每一個過濾了 M 個瞬時噪聲功率《"。
或者，只執行步驟E21和E22之一。另一個替換方案是在步驟E21之前執行步驟E22。頻率和時間是 雙空間，過濾操作是線性的。因此，頻率和時間過濾操作是可交換的。
如果過濾模塊MF連續地使用兩個過濾器，那麼被第二個使用的 過濾器作用於已被第一個使用的過濾器過濾的噪聲方差4, 。為了簡
化說明，在使用 一個或兩個過濾器後的過濾的噪聲方差可互換地表示
為《"
如上所述，根據公式(2)的瞬時噪聲功率與處理誤差e琴有關，該 處理誤差em，n是初始接收的受噪聲影響的信號和從解碼信號導出的無 噪聲的重建信號之間的差值。因此，在過濾步驟E21和E22中，瞬時 噪聲功率的頻鐠FF和時間鐠FT幾乎不包含關於有用信號的信息， 這是因為有用信號已被估計並且從接收信號中減去。每個頻譜包含有 關信道估計和解碼誤差的信息以及擴散在整個譜觀察窗上的加性高 斯白噪聲的信息，還包含有關幹擾信號及其在與該幹擾信號相關的傳 播信道上的變化的信息。
信道估計和解碼誤差本質上是隨機的，並且分布在有用信號的完 整的幀上，這是因為在發射有用信號之前有用信號的符號在時間和頻 率上被交織和復用。根據快速傅立葉變換FFT的性質，這些局部化的 誤差對應於分布在整個頻鐠中的頻率以及分布在整個時間譜中的延 時，因此至少被部分過濾。類似地，在接收信號中加性高斯白噪聲是 不可避免的，白噪聲的一部分可以被濾掉。
此外，千擾信號被認為與有用信號具有相同的屬性。在瞬時噪聲 功率的表示式中，對範數求平方使得千擾信號的調製消失，或者至少 使其衰減。如果所使用的調製是QAM4調製，那麼幹擾信號的調製 消失。在瞬時噪聲功率中與幹擾信號有關的成份因此基本上受在信道 上傳播期間幹擾信號經受的信道變化的影響。
千擾信號還被假定受到與接收的有用信號相同的物理約束。於 是，分別與有用信號和幹擾信號相關的傳播信道具有類似的屬性。象 有用信號一樣，幹擾信號特別服從諸如最大都卜勒頻率F咖x和最大延 時tn^—類的物理約束。與幹擾信號相關的傳播信道的傳輸係數/^以及與有用信號相關的傳播信道的傳輸係數am，n因此表現出相似的變 化。
與傳輸係數/ ， 有關，因此與和幹擾信號相關的傳播信道變化有
關的譜線和採樣位於過濾器FF和FT的界限之間。
在步驟E21和E22進行的過濾操作的結果是要消除大部分加性 高斯白噪聲以及信道估計和解碼誤差。
在步驟E3中，過濾模塊MF將過濾後的噪聲方差5^,n輸送到似
然性修正器COR。似然性修正器COR例如根據下式來加權由解調器 DEM根據公式(l)確定的似然性L(bm，n，k)，以產生加權的似然性
formula see original document page 19
加權2《,n對於接收信號的同一符號的所有K比特的似然性都是
相同的，對於接收信號的各個符號則是先驗不同的。
因此根據過濾後的噪聲方差的函數對一個符號的數據位的似然 性進行修正。如果與符號相關聯的過濾後的噪聲方差較低，則似然性 的可靠性增大，相反，如果與符號相關聯的過濾後的噪聲方差較高， 則似然性的可靠性降低。
在步驟E4中，似然性修正器COR將加權的似然性L，(bm，n，k)輸
送到解交織器DES，由解交織器DES對加權的似然性進行解交織。 然後，解交織器DES將解交織後的加權的似然性輸送到解碼器DEC, 由解碼器DEC根據加權的似然性L，(bm，n，k)的函數來解碼與其對應的 數據位。有關具有高似然性的數據位的判決更加可靠，具有低似然性 的數據位可以被適當地修正。
可替換地，重複以上方法的步驟E1到E4。在符號已被解碼後， 接收機再次產生估計信號，它是根據解碼得到的數據位的函數而形成 的，並且接收機再次估計瞬時噪聲功率aL。它被過濾，以便加權接
號。例如，步驟E1到E4的重複次數被限制為過濾後的噪聲方差的估計收斂到某一容差內之時。
以上描述的方法可以普遍適用於在接收機的多個天線上接收信 號的情形。在此情形下，根據為每個天線計算的瞬時噪聲功率的估計 來為每個天線計算過濾後的噪聲方差。
這裡公開的發明涉及用於解碼經由傳播信道接收的信號的符號 的方法和接收機，所述符號估計頻率維和時間維分布。在一個實施方 案中，利用含在接收機中的電腦程式的指令來確定本發明的方法的 步驟。該程序包括當在接收機中執行所述程序時完成根據本發明的方 法的步驟的程序指令，於是通過執行程序來控制接收機的操作。
因此，本發明也適用於電腦程式，特別是存儲在對於計算機或 適於實施本發明的任何數據處理設備可讀的存儲介質上或其內的計 算機程序。該程序可以釆用任何程式語言，可以採用原始碼、目標代 碼或者原始碼和目標代碼之間的中間代碼的形式，例如部分編譯的形 式，或者用於實施根據本發明的方法所需的任何其它形式。
存儲介質可以是能夠存儲程序的任何實體或器件。例如，介質可
以包括存儲有根據本發明的電腦程式的存儲裝置，例如ROM，例 如CD ROM或者微電子電路ROM、 USB鍵、或者磁存儲裝置，象 磁碟(軟盤)或硬碟。
權利要求
1. 一種在無線電接收機中用於解碼經由傳播信道接收的信號的符號的方法，所述符號根據頻率維和時間維分布，所述方法包括確定接收信號的所述符號的似然性，根據所述符號的所述似然性的函數，將所述接收信號解碼成解碼信號，根據所述接收信號和從所述解碼信號導出的重建的無噪聲信號之間的差值的函數，估計所述接收信號的瞬時噪聲功率，根據所述頻率維和時間維中的一維的函數來確定所述瞬時噪聲功率的有界分布，根據在所述一維中表示的所述傳播信道的參數的函數來過濾所述瞬時噪聲功率的有界分布，以產生過濾後的噪聲方差，以及根據所述過濾後的噪聲方差的函數來加權要被解碼的所述接收信號的所述符號的所述似然性。
2. 根據權利要求1所述的方法，其中所述一維是頻率，並且所運動的最大速度有關的最大頻率。
3.根據權利要求1所述的方法，其中所述一維是時間，並且所最大延時。
4. 根據權利要求1所述的方法，其中分別根據所述頻率維和所 述時間維的函數來確定瞬時噪聲功率的第一和第二有界分布，並且根 據分別在所述頻率維和所述時間維中表示的所述傳播信道的參數的 函數來過濾所述第 一和第二有界分布，以產生所述過濾後的噪聲方 差。
5. 根據權利要求1所述的方法，其中所述傳播信道的所述參數 是與發射機和所述無線電接收機之間的相對運動的最大速度有關的 最大頻率和所述接收信號的不同傳播路徑延時之間的最大延時。
6. —種用於解碼經由傳播信道接收的信號的符號的無線電接收 機，所述符號根據頻率維和時間維分布，所述無線電接收機包括用於確定接收信號的所述符號的似然性的解調器，解碼信號的解碼器，° 、 ， 、； ， 、 & 。 ，用於根據所述接收信號和從所述解碼信號導出的重建的無噪聲 信號之間的差值的函數來估計所述接收信號的瞬時噪聲功率的估計 器，用於根據所述頻率維和時間維中的一維的函數來確定所述瞬時 噪聲功率的有界分布的過濾模塊，所述過濾模塊被配置為根據在所述 一維中表示的所述傳播信道的參數的函數來過濾所述瞬時噪聲功率 的有界分布，以產生過濾後的噪聲方差，和用於根據所述過濾後的噪聲方差的函數來加權要被解碼的所迷 接收信號的所述符號的所述似然性的修正器。
7. —種在無線電接收機中用於解碼經由傳播信道接收的信號的 符號的計算機裝置，所述符號根據頻率維和時間維分布，所述計算機 裝置被配置為執行以下步驟確定接收信號的所述符號的似然性，根據所述符號的所述似然性的函數，將所述接收信號解碼成解碼 信號，根據所述接收信號和從所述解碼信號導出的重建的無噪聲信號 之間的差值的函數，估計所述接收信號的瞬時噪聲功率，根據所述頻率維和時間維中的一維的函數來確定所述瞬時噪聲 功率的有界分布，根據在所述一維中表示的所述傳播信道的參數的函數來過濾所 述瞬時噪聲功率的有界分布，以產生過濾後的噪聲方差，以及根據所述過濾後的噪聲方差的函數來加權要被解碼的所述接收 信號的所述符號的所述似然性。
全文摘要
本發明涉及解碼根據頻率維和時間維分布的信號的符號。經由傳播信道在無線電接收機中接收的OFDM型的信號包括根據頻率和時間維分布的符號。接收機確定符號的似然性，根據符號的似然性的函數來解碼接收信號以產生解碼信號，並且根據接收信號和從解碼信號導出的重建的無噪聲信號之間的差值的函數來估計接收信號的瞬時噪聲功率。過濾模塊根據頻率和/或時間的函數確定瞬時噪聲功率的有界分布，根據傳播信道的頻率和/或時間參數的函數來過濾分布，以產生過濾後的噪聲方差。修正器根據過濾後的噪聲方差的函數來加權接收信號的符號的似然性。
文檔編號H04B1/707GK101299743SQ20081009494
公開日2008年11月5日 申請日期2008年4月30日 優先權日2007年5月4日
發明者L·馬蒂諾, P·梅格 申請人:歐洲宇航防務集團安全網絡公司