一種同步整流裝置的製作方法
2023-09-12 15:46:30
專利名稱:一種同步整流裝置的製作方法
技術領域：
本發明涉及一種整流裝置，尤其涉及一種直流-直流電源變換器中的同步整流裝置。
背景技術：
由於低壓功率場效應電晶體(MOSFET)具有很小的導通電阻，在有電流流過時產生的電壓降很小，可以替代二極體作為整流器件，大大提高DC-DC電源變換器的效率，在低壓、大電流的DC-DC變換器中已經得到廣泛應用。使用功率MOSFET做整流器時，柵源極間電壓必須與被整流電壓的相位保持同步才能完成整流功能，故稱同步整流技術。
MOSFET是電壓控制型開關器件，必須在其柵-源極之間加上驅動電壓來控制其漏極和源極之間的導通和關斷。根據其控制方式，同步整流的驅動電路可以分為它驅和自驅兩大類。
利用外加的電路來對MOSFET進行驅動的方式稱為它驅，它驅方式容易實現符合同步整流需要的驅動時序邏輯，提高同步整流的效率，但通常需要比較複雜的控制電路，有時還包括專門的驅動晶片，存在電路複雜、成本較高的缺點，而且在中小功率應用中驅動電路的損耗反而可能使整個變換器的效率下降。
利用電源變換器中功率變壓器或者功率電感繞組上的電壓直接或者經過簡單電路處理後來驅動MOSFET的方式稱為自驅。自驅同步整流電路具有電路簡單、成本低的優點，適合於正激有源箝位拓撲和不對稱半橋拓撲等變壓器繞組電壓波形整流後為互補方波的電源變換器中應用。但在一些變壓器繞組電壓整流後非互補波形的脈寬調製(PWM)控制的電源變換器中，如對稱半橋、全橋、推挽等拓撲，在佔空比小的情況下，功率變壓器繞組電壓在較長的時間段內為零，使得MOSFET的驅動信號存在較大死區，MOSFET因失去驅動電壓而關斷，這時負載電流會流過MOSFET的體二極體，造成很大損耗。另外，由於MOSFET的體二極體反向恢復時間很大，關斷時間長，因此在另一個MOSFET開通時會造成變壓器副邊短路，增大了變換器的損耗和電磁發射。
以橋式電路的自驅動全波整流電路(如圖1A所示)和倍流整流電路(如圖1B所示)為例，圖1C示出這兩種電路中同步整流管VT1和VT2的驅動波形，其中，VWS是變壓器副邊繞組電壓的波形，VGS_VT1和VGS_VT2是同步整流管VT1和VT2的驅動波形。如圖所示，在變壓器副邊繞組Ws上電壓為零期間，VT1和VT2的驅動電壓為零，即驅動波形存在有死區，在此期間MOSFET的體二極體導通，導致電源變換器的效率降低。
Cobos J.A.等人在APEC』99年會上提出了柵極電荷轉換驅動方法(Cobos J.A.，Alou P.，Garcia O.，Uceda J.and Rascon M.New driving Schemefor Self Driven Synchronous Rectifiers.APEC』99.Volume2，1999.Pages840～846)，其電路原理圖參見圖2A。採用圖2A所示的柵極電荷轉換驅動方法可以避免圖1A所示全波整流自驅動電路中存在驅動死區的問題。圖2A中WS為變壓器副邊繞組，WA變壓器輔助繞組，該電路中同步整流管的驅動波形如圖2B。從圖2A和2B可以看出，在變壓器副邊繞組電壓為零時(即圖中的Th)，同步整流管VT1和VT2均有驅動電壓，可以保持MOSFET的導通，但由於兩個MOSFET的柵源電容的分壓作用，VT1和VT2得到的驅動電壓僅為正常驅動電壓(在圖中即變壓器副邊繞組電壓幅值)的一半，在一些應用中驅動電壓仍然太低，影響電源變換器效率。
發明內容本發明所要解決的技術問題是提供一種直流-直流電源變換器，可以為整流管提供足夠的驅動電壓，保持電源變換器的工作效率。
為了解決上述技術問題，本發明提供了一種同步整流裝置，包括變壓器、同步整流電路和同步整流驅動電路，所述變壓器包括原邊繞組和一個或多個副邊繞組，所述同步整流電路和變壓器副邊繞組一起組成了全波或倍流同步整流電路，包括第一同步整流管VT1和第二同步整流管VT2，所述同步整流驅動電路電連接到一個副邊繞組和所述同步整流電路中兩個同步整流管的柵極，該副邊繞組的一邊具有連接端子A，另一邊具有連接端子B，其特徵在於，所述同步整流驅動電路包括分別為VT1和VT2提供驅動電壓的二組驅動電路，每組驅動電路包括一個電容充電與電荷保持電路和一個電容放電電路，所述電容充電與電荷保持電路在變壓器副邊繞組電壓為正向時為相應同步整流管的柵源電容充電，提供同步整流管所需的驅動電壓，並在副邊繞組電壓為零時保持住所述柵、源極間儲存的電荷；在變壓器繞組電壓反向時，所述電容放電電路釋放所述同步整流管柵、源極間儲存的電荷，避免VT1和VT2同時導通，並且，兩組驅動電路輸出的兩路驅動信號相位互補。
進一步地，上述同步整流裝置還可具有以下特點所述同步整流驅動電路中的第一組驅動電路包括為VT1柵源電容充電並起電荷保持作用的第一二級管VD1，以及為VT1柵源電容放電的第一輔助開關S1，VD1的陽級和陰極分別電連接到所述副邊繞組的連接端子A和VT1的柵極，S1並聯在VT1的柵極、源極上，S1的控制極電連接到所述副邊繞組；第二組驅動電路包括為VT2柵源電容充電並起電荷保持作用的第二二級管VD2，以及為VT2柵源電容放電的第二輔助開關S2，VD2的陽極和陰極分別電連接到所述副邊繞組的連接端子B和VT2的柵極，S2並聯在VT2的柵極、源極上，S2的控制極電連接到所述副邊繞組。
進一步地，上述同步整流裝置還可具有以下特點所述副邊繞組還包括一個中心抽頭，VT1和VT2的源極都電連接到該中心抽頭上，S1的控制極電連接到副邊繞組的連接端子B，S2的控制極電連接到副邊繞組的連接端子A。
進一步地，上述同步整流裝置還可具有以下特點所述輔助開關管S1和S2為N溝道MOSFET，S1的漏極電連接到VT1的柵極，S1的柵極電連接到所述副邊繞組的連接端子B，S2的漏極電連接到VT2的柵極，S2的柵極電連接到所述副邊繞組的連接端子A，S1和S2的源極均電連接到所述中心抽頭。
進一步地，上述同步整流裝置還可具有以下特點所述同步整流驅動電路中的第一組驅動電路包括為VT1柵源電容充電並起電荷保持作用的第一二級管VD1，以及為VT1柵源電容放電的第一輔助開關S1，VD1的陽極和陰極分別電連接到所述副邊繞組的連接端子A和VT1柵極，S1與VD1並聯，S1控制極電連接到所述副邊繞組；第二組驅動電路包括為VT2柵源電容充電並起電荷保持作用的第二二級管VD2，以及為VT2柵源電容放電的第二輔助開關S2，VD2的陽極和陰極電連接到所述副邊繞組的連接端子B和VT2柵極，S2與VD2並聯，S2控制極電連接到所述副邊繞組。
進一步地，上述同步整流裝置還可具有以下特點所述副邊繞組還包括一個中心抽頭，所述VT1和VT2的源極、S1和S2的控制極都電連接到該中心抽頭上。
進一步地，上述同步整流裝置還可具有以下特點所述輔助開關管S1和S2為N溝道MOSFET，所述VD1和VD2分別用所述S1和S2的體二極體充當；S1的漏極電連接到VT1的柵極，S1的源極電連接到所述副邊繞組的連接端子A，S2的漏極電連接到VT2的柵極，S2的源極電連接到所述副邊繞組的連接端子B，S1和S2的柵極均電連接到所述中心抽頭。
進一步地，上述同步整流裝置還可具有以下特點所述輔助開關管S1和S2為N溝道MOSFET，所述VD1和VD2分別用所述S1和S2的體二極體充當；S1的漏極電連接到VT1的柵極，S1的源極電連接到所述副邊繞組的連接端子A，S2的漏極電連接到VT2的柵極，S2的源極電連接到所述副邊繞組的連接端子B，S1的柵極電連接到所述副邊繞組的連接端子B，S2的柵極電連接到所述副邊繞組的連接端子A，VT1的漏極連接到所述副邊繞組的連接端子B，VT2的漏極連接到所述副邊繞組的連接端子A，VT1和VT2的源極相互連接。
進一步地，上述同步整流裝置還可具有以下特點所述輔助開關S1和S2是MOSFET管或者BJT管。
進一步地，上述同步整流裝置還可具有以下特點所述副邊繞組有兩個，分別為副邊主繞組和輔助繞組，所述同步整流驅動電路是電連接到該輔助繞組。
進一步地，上述同步整流裝置還可具有以下特點所述副邊繞組有一個，為副邊主繞組，所述同步整流驅動電路是電連接到該副邊繞組。
進一步地，上述同步整流裝置還可具有以下特點所述VT1和VT2的漏極分別電連接到所述副邊主繞組兩邊的兩個連接端子，構成全波整流或倍流整流電路。
進一步地，上述同步整流裝置還可具有以下特點所述變壓器的副邊繞組電壓的正負向脈衝是相位互補的，或者在正負向脈衝之間還具有一段電壓為零的時間，所述驅動電路的輸入信號為所述變壓器副邊繞組電壓，輸出的兩路驅動信號為相位互補的方波。
進一步地，上述同步整流裝置還可具有以下特點所述輔助開關S1、S2的閾值電壓等於或低於所述同步整流管VT1、VT2的閾值電壓。
由上可知，本發明提供的具有柵極電荷保持功能的同步整流驅動電路，適用於共源極的同步整流對管的驅動，應用於變壓器繞組電壓非互補波形的PWM控制的電源變換器中時，可以避免現有技術驅動波形存在死區導致驅動不足的問題，可以使得在變壓器繞組電壓為零時仍能為MOSFET提供足夠的驅動電壓，克服驅動波形死區期間MOSFET關斷、體二極體導通引起電源變換器效率降低的問題。
圖1A是現有技術自驅動全波同步整流的雙端直流-直流變換電路原理圖；圖1B是現有技術自驅動倍流同步整流的雙端直流-直流變換電路原理圖；圖1C是圖1A和圖1B所示電路的主要波形示意圖；圖2A是現有技術採用柵極電荷轉換驅動同步整流的雙端直流-直流變換電路原理 圖2B是圖2A所示電路的主要波形示意圖，其中VGS_VT1和VGS_VT2是同步整流管VT1和VT2的驅動波形；圖3A是採用本發明提出的同步整流驅動電路的雙端直流-直流變換器的電路原理框圖；圖3B是圖3A所示電路的工作原理波形示意圖；圖4A是本發明第一實施例的原理圖；圖4B是圖4A所示電路的工作原理波形示意圖；圖4C是圖4A所示電路的一個優選實例的原理圖；圖5A是本發明第二實施例的原理圖；圖5B是圖5A所示電路的工作原理波形示意圖；圖5C是圖5A所示電路的一個優選實例的原理圖；圖5D是本發明第三實施例的原理圖。
具體實施方式參見圖3A和圖3B。圖3A所示是採用本發明同步整流驅動電路的雙端DC-DC變換器，包含有一個直流-交流變換電路、一個功率變壓器(即圖中的主變壓器，文中也簡稱為變壓器)、一個同步整流電路、一個同步整流驅動電路和一個低通濾波電路。其中的變壓器、同步整流電路和同步整流驅動電路構成了一個同步整流裝置。所述變壓器包含原邊繞組、副邊繞組，其中副邊繞組可以包括副邊主繞組和輔助繞組，也可以只包括副邊主繞組。
所述直流-交流變換電路電連接到變換器的直流輸入電源，並將輸入直流電壓變換成交變電壓施加在所述變壓器的原邊繞組上；所述直流-交流變換電路可以是半橋、全橋、推挽等拓撲。所述變壓器的副邊主繞組電連接到所述同步整流電路；所述變壓器可以包括一個或一個以上的副邊主繞組；所述變壓器的副邊主繞組還可以是帶中心抽頭的繞組。所述同步整流電路包括第一同步整流管VT1和第二同步整流管VT2，所述同步整流電路和變壓器副邊主繞組一起組成了全波同步整流電路或倍流同步整流電路。所述同步整流電路電連接到一個低通濾波器，在低通濾波器的輸出端得到所需直流電壓。
所述同步整流驅動電路包括二組分別為VT1和VT2提供驅動電壓的驅動電路，每組驅動電路由電容充電與電荷保持電路和電容放電電路構成；所述驅動電路電連接到所述變壓器的輔助繞組(或副邊主繞組)和所述同步整流電路；所述驅動電路由所述變壓器輔助繞組(或副邊主繞組)提供驅動能量和同步信號，並能在變壓器輔助繞組(或副邊主繞組)電壓為零時保持所述同步整流管柵極和源極間儲存的電荷，為同步整流管提供足夠的驅動電壓，在變壓器輔助繞組(或副邊主繞組)電壓反向時又能及時釋放所述同步整流管柵極和源極間儲存的電荷，避免變壓器副邊短路。
圖3B中VWS為圖3A所示電路中變壓器副邊繞組電壓的波形，VGS_VT1和VGS_VT2為圖3A所示電路中同步整流管VT1和VT2的驅動波形。變壓器原邊繞組上的電壓波形和副邊繞組相同，僅幅值不同，如圖3B中的VWs。這個交變電壓的正半波和負半波之間存在一段電壓為零的時期，如圖3B中的TR。
在圖3A中，所述同步整流驅動電路對所述變壓器的副邊繞組上的電壓波形進行處理，使得在變壓器繞組電壓為正時，對第一同步整流管VT1的柵源電容充電，提供驅動電壓；在變壓器繞組電壓變為零時(參見圖3B中TR)，正在導通的第一同步整流管VT1的柵源電容仍能保持正常的驅動電壓；在變壓器繞組電壓反向時，第一同步整流管VT1可以及時關斷，避免變壓器副邊短路。可見所述同步整流驅動電路輸出了兩路相位互補的驅動信號，如圖3B中的VGS_VT1、VGS_VT2，這樣可以避免副邊續流期間同步整流管體二極體的導通，減小電路損耗，並避免兩個同步整流管的同時導通。
圖4A示出了一個雙端DC-DC變換器，其中採用了本發明的第一實施例的同步整流裝置，圖4B是圖4A中所示同步整流驅動電路的主要波形。
圖4A中的變壓器包含一個原邊繞組WP，一個副邊主繞組WS，一個輔助繞組WA。所述同步整流電路包括第一同步整流管VT1，第二同步整流管VT2，組成全波同步整流電路或倍流同步整流電路；所述同步整流電路電連接到所述變壓器副邊主繞組WS。所述同步整流驅動電路包括給所述第一同步整流管VT1柵源電容充電並起電荷保持作用的第一二極體VD1，給所述第二同步整流管VT2柵源電容充電並起電荷保持作用的第二二極體VD2，還包括給所述第一同步整流管VT1柵源電容放電的第一輔助開關管S1，給所述第二同步整流管VT2柵源電容放電的第二輔助開關管S2。VD1和S1構成第一組驅動電路，VD2和S2構成第二組驅動電路，兩組驅動電路分別為VT1和VT2提供驅動電壓，其工作原理是相同的。
所述輔助開關管S1和S2分別並聯在所述第一、第二同步整流管的柵極和源極之間，所述輔助開關管可以是MOSFET或者BJT等半導體器件，且其控制極電連接到所述輔助繞組。所述變壓器的輔助繞組電壓的正負向脈衝可以是相位互補的，也可以在正負向脈衝之間具有一段電壓為零的時間。所述驅動電路的輸入信號為所述變壓器輔助繞組電壓，輸出信號為所述同步整流管的驅動信號(如圖4B中的VGS_VT1、VGS_VT2)，且所述驅動信號為相位互補的方波。
下面結合圖4B中的波形介紹圖4A中電路的工作原理。在所述直流-直流變換器的半個工作周期內，當變壓器輔助繞組WA上電壓為正時，VD1導通，為VT1提供驅動電壓，同時輔助開關管S2導通，將VT2的柵極電壓箝位於零；在變壓器輔助繞組WA上電壓由正變為零時(參見圖4B中TR)，VD1反偏，VT1的柵源電容電荷無洩放途徑，維持VT1導通的驅動電壓得以保持；在變壓器輔助繞組電壓反向時，輔助開關管S1導通，將VT1柵源電容電壓降低到零，同時，VD2導通，S2已關閉，輔助繞組開始為VT2的柵源電容充電，開始下一個工作半周期。
在圖4A中，由VD1、VD2、S1、S2組成的同步整流驅動電路輸出了兩路互補的驅動信號，如圖4B中的VGS_VT1、VGS_VT2，這樣可以避免變壓器繞組電壓為零期間同步整流管體二極體的導通，減小電路損耗，並避免兩個同步整流管的同時導通。
圖4C是圖4A所示電路的一個優選實例。圖4C所示電路中所述輔助開關管S1和S2採用N溝道MOSFET；所述變壓器輔助繞組帶有中心抽頭，且有第一連接端子A和第二連接端子B。所述第一輔助開關管S1的漏極電連接到所述第一同步整流管VT1的柵極和所述第一二極體VD1的陰極，所述第二輔助開關管S2的漏極電連接到所述第二同步整流管VT2的柵極和所述第二二極體VD2的陰極，所述第一、第二輔助開關管S1、S2和所述第一、第二同步整流管VT1、VT2的源極電連接到所述變壓器輔助繞組的中心抽頭。所述第一二極體VD1的陽極和第二輔助開關管S2的柵極電連接到所述變壓器輔助繞組的第一連接端子A；所述第二二極體VD2的陽極和第一輔助開關管S1的柵極電連接到所述變壓器輔助繞組的第二連接端子B。所述第一、第二同步整流管VT1和VT2的漏極電連接到所述變壓器副邊主繞組WS的兩端，構成全波整流或倍流整流電路。
當變壓器輔助繞組第一連接端子A相對於中心抽頭的電壓為正時，輔助繞組WA通過第一二極體VD1為VT1的柵源電容充電，第一同步整流管VT1獲得驅動電壓而呈開通狀態。當輔助繞組上的電壓開始下降時，第一二極體VD1反偏，因此第一同步整流管柵源電容上的電荷無法洩放，柵源驅動電壓保持不變，第一同步整流管保持開通狀態。
當變壓器輔助繞組第一連接端子A相對於中心抽頭的電壓開始由零變負時，第二連接端子B相對於中心抽頭的電壓開始由零變正並為第二同步整流管VT2的柵源電容充電，第二同步整流管VT2的柵源電壓為VGS_VT2＝VWA/2-0.7(V)，式中的0.7為第二二極體VD2的導通壓降；與此同時，第一輔助開關管S1獲得驅動電壓VGS_S1＝VWA/2而導通，將第一同步整流管的柵源電容放電到零電壓。選擇輔助開關管的閾值電壓(VTH)等於或低於同步整流管的閾值電壓，可以使得在另一個同步整流管開通前，前一個導通的同步整流管能夠及時關斷，避免變壓器副邊短路，效率下降。
圖5A示出了一個雙端DC-DC變換器，其中採用了本發明的第二實施例的同步整流裝置，圖5B是圖5A中所示同步整流驅動電路的主要波形。
圖5A中的變壓器包含一個原邊繞組WP，一個副邊主繞組WS，一個輔助繞組WA。所述同步整流電路包括第一同步整流管VT1，第二同步整流管VT2，組成全波同步整流電路或倍流同步整流電路；所述同步整流電路電連接到所述變壓器副邊主繞組WS。所述同步整流驅動電路包括分別給所述第一、第二同步整流管VT1、VT2柵源電容充電並起電荷保持作用的第一、第二二極體VD1、VD2，還包括分別給所述第一、第二同步整流管VT1、VT2柵源電容放電的第一、第二輔助開關管S1、S2。所述第一、第二輔助開關管S1、S2分別串聯在所述第一、第二同步整流管VT1、VT2的柵極和所述變壓器輔助繞組之間，所述第一、第二輔助開關管分別並聯於所述第一、第二二極體VD1、VD2上；所述輔助開關管可以是MOSFET或者BJT等半導體器件，且其控制極電連接到所述輔助繞組。所述變壓器的輔助繞組電壓的正負向脈衝可以是相位互補的，也可以在正負向脈衝之間具有一段電壓為零的時間。所述驅動電路的輸入信號為所述變壓器輔助繞組電壓，輸出信號為所述同步整流管的驅動信號，且所述驅動信號為相位互補的方波。
下面結合圖5B中的波形介紹圖5A中電路的工作原理。在所述直流-直流變換器的半個工作周期內，當變壓器輔助繞組WA上電壓為正，使得VD1導通時，VT1和S2獲得驅動電壓而導通，S2將VT2的柵極箝位於輔助繞組所產生的負電壓，故VT2截止。當輔助繞組WA上電壓由正變為零時(參見圖4B中TR)，VD1反偏，VT1的柵源電容電荷無洩放途徑，維持VT1導通的驅動電壓得以保持；在變壓器副邊繞組電壓反向時，輔助開關管S1導通，將VT1柵源電容電壓降低到零，同時輔助繞組開始為VT2的柵源電容充電，開始下一個工作半周期。
在圖5A中，由VD1、VD2、S1、S2組成的同步整流驅動電路輸出了兩路互補的驅動信號，如圖4B中的VGS_VT1、VGS_VT2，這樣可以避免變壓器繞組電壓為零期間同步整流管體二極體的導通，減小電路損耗，並避免兩個同步整流管的同時導通。
圖5C是圖5A中電路的一個優選實例。圖5C電路中所述輔助開關管S1和S2採用N溝道MOSFET，所述第一、第二二極體分別利用所述第一、第二輔助開關管的體二極體充當；所述變壓器輔助繞組WA帶有中心抽頭，且有第一連接端子A和第二連接端子B。所述第一、第二輔助開關管S1、S2的漏極分別電連接到所述第一、第二同步整流管VT1、VT2的柵極；所述第一、第二二極體分別利用所述第一、第二輔助開關管的體二極體充當；所述第一、第二輔助開關管S1、S2的源極分別電連接到所述變壓器輔助繞組WA的第一、第二連接端子A、B。所述第一、第二輔助開關管S1、S2的柵極和所述第一、第二同步整流管VT1、VT2的源極電連接到所述變壓器輔助繞組的中心抽頭。所述第一、第二同步整流管VT1和VT2的漏極電連接到所述變壓器副邊主繞組WS的兩端，構成全波整流或倍流整流電路。
當輔助繞組WS第一連接端子A相對於中心抽頭的電壓為正時，輔助繞組通過S1的體二極體為VT1的柵源電容充電，VT1獲得驅動電壓而開通；同時S2導通，輔助繞組為VT2的柵源極提供負電壓，故VT2關斷。當輔助繞組上的電壓開始下降時，S1的體二極體反偏，從而VT1柵源電容上的電荷無法洩放，柵源驅動電壓保持不變，VT1保持開通狀態；與此同時，VT2柵源極間的負向驅動電壓幅值開始減小，直至S2因驅動電壓小於其閾值電壓(VTH)而關斷為止，此時VT2柵源極間的負向驅動電壓幅值為-VTH。
當輔助繞組WS第一連接端子A相對於中心抽頭的電壓開始由零變負時，第二連接端子B相對於中心抽頭的電壓開始由零變正並為VT2的柵源電容充電，VT2的柵源電壓為VGS_VT2＝VWA/2-0.7(V)，式中的0.7為S2的體二極體的導通壓降；與此同時，S1獲得驅動電壓VGS_S1＝VWA而導通，所述輔助繞組WA通過S1為VT1的柵源極提供負電壓，故VT1關斷。選擇輔助開關管S1、S2的閾值電壓(VTH)等於或低於同步整流管VT1、VT2的閾值電壓，可以使得在另一個同步整流管開通前，前一個導通的同步整流管能夠及時關斷，避免兩個同步整流管同時導通造成變壓器副邊短路，效率下降。
這裡由於第一、第二同步整流管在關斷時有負驅動電壓，加快了關斷速度，可以進一步避免兩個同步整流管同時導通。當變壓器繞組第一連接端子A的電壓開始由負向零轉變的過程中，在第一輔助開關管S1的驅動電壓下降到其閾值電壓以下前該管仍然保持導通，因此第一同步整流管VT1的柵源電容的負向電壓會跟隨變壓器輔助繞組WA上電壓下降，直到下降到-VTH時不再下降。
圖5D示出了一個雙端DC-DC變換器，其中採用了本發明的第三實施例的同步整流裝置。該裝置和圖5C中的同步整流裝置基本相同，只是在本實施例中，變壓器的副邊主繞組WS同時用作輔助繞組WA，且沒有中心抽頭。
如圖所示，所述變壓器副邊主繞組WS的第一連接端子A電連接到第二同步整流管VT2的漏極、第一輔助開關管S1的源極、第二輔助開關管S2的柵極，所述變壓器副邊主繞組WS的第二連接端子B電連接到第一同步整流管VT1的漏極、第二輔助開關管S2的源極、第一輔助開關管S1的柵極。所述第一同步整流管VT1的柵極電連接到第一輔助開關管S1的漏極，所述第二同步整流管VT2的柵極電連接到第二輔助開關管S2的漏極。圖5D中電路的工作原理和圖5C電路相似。
上面具體地描述了本發明的幾個較佳實施例，但是應當理解，對於本技術領域：
的一般人員來說，可以在不脫離本發明精神的情況下，做出各種變化。上述實施例是用於說明本發明而並非對本發明進行限制。
權利要求
1.一種同步整流裝置，包括變壓器、同步整流電路和同步整流驅動電路，所述變壓器包括原邊繞組和一個或多個副邊繞組，所述同步整流電路和變壓器副邊繞組一起組成了全波或倍流同步整流電路，包括第一同步整流管VT1和第二同步整流管VT2，所述同步整流驅動電路電連接到一個副邊繞組和所述同步整流電路中兩個同步整流管的柵極，該副邊繞組的一邊具有連接端子A，另一邊具有連接端子B，其特徵在於，所述同步整流驅動電路包括分別為VT1和VT2提供驅動電壓的二組驅動電路，每組驅動電路包括一個電容充電與電荷保持電路和一個電容放電電路，所述電容充電與電荷保持電路在變壓器副邊繞組電壓為正向時為相應同步整流管的柵源電容充電，提供同步整流管所需的驅動電壓，並在副邊繞組電壓為零時保持住所述柵、源極間儲存的電荷；在變壓器繞組電壓反向時，所述電容放電電路釋放所述同步整流管柵、源極間儲存的電荷，避免VT1和VT2同時導通，並且，兩組驅動電路輸出的兩路驅動信號相位互補。
2.如權利要求
1所述的同步整流裝置，其特徵在於，所述同步整流驅動電路中的第一組驅動電路包括為VT1柵源電容充電並起電荷保持作用的第一二級管VD1，以及為VT1柵源電容放電的第一輔助開關S1，VD1的陽級和陰極分別電連接到所述副邊繞組的連接端子A和VT1的柵極，S1並聯在VT1的柵極、源極上，S1的控制極電連接到所述副邊繞組；第二組驅動電路包括為VT2柵源電容充電並起電荷保持作用的第二二級管VD2，以及為VT2柵源電容放電的第二輔助開關S2，VD2的陽極和陰極分別電連接到所述副邊繞組的連接端子B和VT2的柵極，S2並聯在VT2的柵極、源極上，S2的控制極電連接到所述副邊繞組。
3.如權利要求
2所述的同步整流裝置，其特徵在於，所述副邊繞組還包括一個中心抽頭，VT1和VT2的源極都電連接到該中心抽頭上，S1的控制極電連接到副邊繞組的連接端子B，S2的控制極電連接到副邊繞組的連接端子A。
4.如權利要求
3所述的同步整流裝置，其特徵在於，所述輔助開關管S1和S2為N溝道MOSFET，S1的漏極電連接到VT1的柵極，S1的柵極電連接到所述副邊繞組的連接端子B，S2的漏極電連接到VT2的柵極，S2的柵極電連接到所述副邊繞組的連接端子A，S1和S2的源極均電連接到所述中心抽頭。
5.如權利要求
1所述的同步整流裝置，其特徵在於，所述同步整流驅動電路中的第一組驅動電路包括為VT1柵源電容充電並起電荷保持作用的第一二級管VD1，以及為VT1柵源電容放電的第一輔助開關S1，VD1的陽極和陰極分別電連接到所述副邊繞組的連接端子A和VT1柵極，S1與VD1並聯，S1控制極電連接到所述副邊繞組；第二組驅動電路包括為VT2柵源電容充電並起電荷保持作用的第二二級管VD2，以及為VT2柵源電容放電的第二輔助開關S2，VD2的陽極和陰極電連接到所述副邊繞組的連接端子B和VT2柵極，S2與VD2並聯，S2控制極電連接到所述副邊繞組。
6.如權利要求
5所述的同步整流裝置，其特徵在於，所述副邊繞組還包括一個中心抽頭，所述VT1和VT2的源極、S1和S2的控制極都電連接到該中心抽頭上。
7.如權利要求
6所述的同步整流裝置，其特徵在於，所述輔助開關管S1和S2為N溝道MOSFET，所述VD1和VD2分別用所述S1和S2的體二極體充當；S1的漏極電連接到VT1的柵極，S1的源極電連接到所述副邊繞組的連接端子A，S2的漏極電連接到VT2的柵極，S2的源極電連接到所述副邊繞組的連接端子B，S1和S2的柵極均電連接到所述中心抽頭。
8.如權利要求
6所述的同步整流裝置，其特徵在於，所述輔助開關管S1和S2為N溝道MOSFET，所述VD1和VD2分別用所述S1和S2的體二極體充當；S1的漏極電連接到VT1的柵極，S1的源極電連接到所述副邊繞組的連接端子A，S2的漏極電連接到VT2的柵極，S2的源極電連接到所述副邊繞組的連接端子B，S1的柵極電連接到所述副邊繞組的連接端子B，S2的柵極電連接到所述副邊繞組的連接端子A，VT1的漏極連接到所述副邊繞組的連接端子B，VT2的漏極連接到所述副邊繞組的連接端子A，VT1和VT2的源極相互連接。
9.如權利要求
2或5所述的同步整流裝置，其特徵在於，所述輔助開關S1和S2是MOSFET管或者BJT管。
10.如權利要求
1至7中任一權利要求
所述的同步整流裝置，其特徵在於，所述副邊繞組有兩個，分別為副邊主繞組和輔助繞組，所述同步整流驅動電路是電連接到該輔助繞組。
11.如權利要求
1至7中任一權利要求
所述的同步整流裝置，其特徵在於，所述副邊繞組有一個，為副邊主繞組，所述同步整流驅動電路是電連接到該副邊繞組。
12.如權利要求
10所述的同步整流裝置，其特徵在於，所述VT1和VT2的漏極分別電連接到所述副邊主繞組兩邊的兩個連接端子，構成全波整流或倍流整流電路。
13.如權利要求
1所述的同步整流裝置，其特徵在於，所述變壓器的副邊繞組電壓的正負向脈衝是相位互補的，或者在正負向脈衝之間還具有一段電壓為零的時間，所述驅動電路的輸入信號為所述變壓器副邊繞組電壓，輸出的兩路驅動信號為相位互補的方波。
14.如權利要求
1至7中任一權利要求
所述的同步整流裝置，其特徵在於，所述輔助開關S1、S2的閾值電壓等於或低於所述同步整流管VT1、VT2的閾值電壓。
專利摘要
一種同步整流裝置，包括變壓器、同步整流電路和同步整流驅動電路，變壓器包括原邊繞組和副邊繞組，同步整流電路和變壓器副邊繞組組成全波或倍流同步整流電路，包括同步整流管VT1和VT2，整流驅動電路連接到一個副邊繞組和VT1、VT2柵極，同步整流驅動電路包括分別為VT1和VT2提供驅動電壓的二組驅動電路，每組包括電容充電與電荷保持電路和電容放電電路，前者用於在副邊繞組電壓為正向時為VT1或VT2柵源電容充電，電壓為零時保持住儲存的電荷，電壓反向時，由電容放電電路釋放儲存的電荷，該驅動電路輸出的兩路驅動信號相位互補。本發明的同步整流裝置可以為整流管提供足夠的驅動電壓，保持電源變換器的工作效率。
文檔編號H02M1/08GK1992488SQ200510132573
公開日2007年7月4日 申請日期2005年12月26日
發明者張濱 申請人:中興通訊股份有限公司導出引文BiBTeX, EndNote, RefMan