一種用於Z源逆變器LCL濾波的有源阻尼控制方法與流程
2023-10-11 18:53:24 1
本發明涉及電網控制領域，尤其是涉及一種用於Z源逆變器LCL濾波的有源阻尼控制方法。
背景技術：
隨著能源危機的日益嚴峻，開發利用新能源成為必然。光伏、風能發電作為清潔的新能源發電方式，受到了極大的關注。併網逆變器是新能源利用的重要部分，傳統逆變器統一橋臂上下功率管不能同時導通，否則會造成短路。另一方面，電壓型逆變器本身為降壓型逆變器，在輸入電壓較低或波動範圍較大時，前級需加入升壓電路，這會導致系統結構複雜、效率變低。為解決此問題，彭方正教授提出了Z源逆變器。
Z源逆變器通過引入特殊的阻抗網絡，能夠克服電壓源逆變器的不足。Z源逆變器利用同一橋臂上下功率開關的直通狀態來實現對輸入電壓的升壓功能，因此屬於升降壓型逆變器。同時，由於直通狀態成為逆變器的一種正常工作模式，由電磁幹擾等所造成的直通狀態不會損壞逆變器，並且可避免有死區時間引起的輸出波形畸變。
三相Z源逆變器一般都採用高頻脈寬調製下的電流控制，會導致大量高次諧波注入電網之中，為保證較好的入網電流質量，採用LCL濾波器進行濾波。但其所帶來的諧振峰不可忽略，並且會影響系統的穩定性。為抑制諧振峰，採用有源阻尼方案，即以電容電流為內環，以電網電流為外環構成雙環控制來消減諧振峰，提高系統穩定性。
技術實現要素：
本發明的目的就是為了克服上述現有技術存在的缺陷而提供一種用於Z源逆變器LCL濾波的有源阻尼控制方法，通過引入Z源逆變器來克服傳統逆變器的缺陷，同時採用LCL濾波器對併網電流的高次諧波進行有效濾除，為抑制諧振峰，採用有源阻尼控制。該控制方法可以保證系統穩定性，提高併網電流的質量和功率因數。同時系統的快速性得到提升，使系統具有很強的魯棒性。
本發明的目的可以通過以下技術方案來實現：
一種用於Z源逆變器LCL濾波的有源阻尼控制方法，用於LCL型Z源逆變器併網系統中，包括以下步驟：
1)採集電網電流以及LCL濾波器中濾波電容電流，經雙電流環控制、SPWM控制後輸出SPWM開關驅動信號；
2)採集Z源網絡的電容電壓，經電壓環控制後輸出直通信號D0；
3)根據SPWM開關驅動信號和直通信號D0得到優化後的開關驅動信號。
所述雙電流環控制包括電流外環控制和電流內環控制，所述步驟1)具體為：
11)電流外環控制：
採集三相電網電流，三相電網電流經坐標變換得到αβ軸電網電流；
採集電網電壓相位角，dq軸參考電流基於電網電壓相位角的坐標變換得到αβ軸參考電流；
將αβ軸參考電流與αβ軸電網電流求差輸入到第一PI控制器，得到αβ軸PI控制電流；
12)電流內環控制：
採集LCL濾波器中三相濾波電容電流，三相濾波電容電流經坐標變換得到αβ軸濾波電容電流；
將αβ軸PI控制電流與αβ軸濾波電容電流求差輸入到P控制器，得到αβ軸P控制電流；
13)SPWM控制：
αβ軸P控制電流經坐標變換後輸入到SPWM控制模塊，得到SPWM開關驅動信號。
所述第一PI控制器和P控制器內的控制參數通過極點配置法得到，具體為：
a：根據系統的傳遞函數得出系統的特徵方程公式D(s)，滿足以下公式：
式中，L1為LCL濾波器中逆變器側濾波電感值，L2為LCL濾波器中網側濾波電感值，C為LCL濾波器中濾波電容值，Ke為P控制器的比例係數，Kpwm為SPWM控制模塊的逆變橋等效係數，Kp為第一PI控制器的比例係數，Ki為第一PI控制器的積分係數，s為復變量；
b：由Butterworth低通濾波器設計係數庫得到系統最佳阻尼比ζ1、ζ2；
由得到的最佳阻尼比對極點進行配置，配置原則為：所有極點均在以自然振蕩頻率ωn為半徑的圓上，得到極點s1、s2、s3、s4的表達式為：
經過極點配置得出的系統的特徵方程公式D(s)，滿足以下公式：
D(s)＝(s-s1)(s-s2)(s-s3)(s-s4) (3)；
c：由公式(1)、(2)、(3)聯立得到控制參數Kp、Ki、Ke。
所述步驟2)具體為：
採集Z源網絡的電容電壓uc，參考電容電壓與電壓值u′c求差後輸入第二PI控制器，得到直通信號D0，其中，u′c＝uc/(1-d0)，d0是指直通信號的佔空比。
所述步驟3)具體為：
31)根據直通信號D0得到第一參考電壓Vp和第二參考電壓Vn，Vp＝D0，Vn＝－D0；
32)Vp、Vn與SPWM控制模塊中的三角載波相交，當三角載波大於Vp或三角載波小於Vn時給相應的直通開關信號；
33)將SPWM控制模塊輸出的SPWM開關驅動信號與步驟32)得到的直通開關信號兩者取或運算後，得到優化後的開關驅動信號。
與現有技術相比，本發明具有以下優點：
1、本發明通過將Z源逆變器與LCL濾波器相結合，Z源逆變器具有升降壓的功能，無需插入死區時間等優點，採用LCL濾波器進行濾波可以減少X型網絡的引入導致併網電壓電流諧波含量大的影響，提升了逆變器的輸出範圍，同時對併網電流高次諧波進行了有效濾除，採用有源阻尼控制方案，即利用電網電流外環，電容電流內環的雙電流環來增加系統阻尼，消除LCL濾波器易引起諧振峰，通過合理設計控制參數，使得系統在穩定的前提下，具有良好的動態和靜態特性。
2、本發明控制方法通過電流傳感器採集兩組電流值，一組為電網電流，一組為濾波器電容電流。為降低控制複雜度分別將兩組電流進行Clarke變換，變換後構成雙電流環，對其分別進行控制，此雙環可以有效降低併網電流諧波、抑制諧振峰的出現。為避免多次調節控制參數，採用極點配置的方法得出最優的控制參數。為維持電網電壓穩定，這是系統穩定運行的前提，利用電壓傳感器對Z源網絡電容電壓進行採樣，與參考電壓比較後經過調節器產生直通信號，電壓環的控制可以有效維持電網電壓的穩定該控制方法具有穩定性好、併網功率因數高、控制精度高、魯棒性強的優點。控制簡單，實用性強。
3、本發明將傳統的SPWM開關信號與電壓環產生的直通信號進行疊加，最終產生三相逆變器所需的開關驅動信號。該信號經過驅動電路後控制逆變器功率管的開通與關斷，進而可以維持電網電壓的穩定，控制併網電流的幅值與相位，減小入網電路的THD，保證較高電流質量。
4、當要求輸出電壓高於輸入電壓時傳統逆變器是不符合要求的，如果再用傳統逆變器的話，就必須加入直流-直流變換器，增加了系統體積和成本，與傳統電壓源逆變器相比，本發明利用的Z源逆變器可以實現升降壓變換而無需再前級加入DC-DC變換器，降低裡系統的體積與成本；允許同一橋臂上下兩個功率管同時導通，不會由於短路而造成燒毀器件，提高了電路的安全性；彌補了傳統逆變器的不足，提升了輸出電壓的範圍，不用插入死區時間從而減小了波形畸變。
5、本發明利用LCL濾波器對電網電流進行濾波，可以有效濾除併網電流中的高次諧波，能夠有效改善併網電流質量，有效治理電網中的諧波汙染，從而可以維持電網中EMI敏感設備正常運行。
6、本發明Z源逆變器獨有的升降壓功能可以滿足新能源發電的一些特殊要求，新能源發電短時具有不確定性，電壓有高有低，變化範圍比較大傳統逆變器可能無法滿足其要求。而本發明適合於太陽能、風能發電等新能源發電形式，並且可將其推廣到其他的單相和三相併網逆變器系統中，具有控制精度高，動靜態性能好，併網功率因數高以及可靠性強等優點。
附圖說明
圖1為基於LCL濾波有源阻尼控制的Z源逆變器併網控制框圖；
圖2為簡單升壓調製原理圖；
圖3為LCL濾波器數學模型圖；
圖4為雙電流環控制框圖；
圖5為極點配置圖；
圖6為Z源電容電壓圖；
圖7為直流鏈電壓圖；
圖8為d0＝0.3時逆變器功率管開關信號圖；
圖9為穩態時電網電壓和併網電流圖；
圖10為指令變化時電網電壓和併網電流圖。
具體實施方式
下面結合附圖和具體實施例對本發明進行詳細說明。本實施例以本發明技術方案為前提進行實施，給出了詳細的實施方式和具體的操作過程，但本發明的保護範圍不限於下述的實施例。
如圖1所示，LCL型Z源逆變器併網系統包括依次連接的直流電壓源Udc，Z源(阻抗)網絡、三相逆變器和LCL濾波器，Z源逆變器包括電感L1z、L2z、電容C1、C2，LCL濾波器包括逆變器側三相電感L1a、L1b、L1c、三相濾波電容Ca、Cb、Cc和網側三相電感L2a、L2b、L2c，最後輸出三相電壓Ua、Ub、Uc。
一種用於Z源逆變器LCL濾波的有源阻尼控制方法的整體控制框圖如圖1所示，包括以下步驟：
1)採集電網電流以及LCL濾波器中濾波電容電流，經雙電流環控制、SPWM控制後輸出SPWM開關驅動信號；
2)採集Z源網絡的電容電壓，經電壓環控制後輸出直通信號D0；
3)根據SPWM開關驅動信號和直通信號D0得到優化後的開關驅動信號。
其中，有源阻尼控制的雙電流環控制包括電流外環控制和電流內環控制，步驟1)具體為：
11)電流外環控制：
由電網電流檢測變送器採集三相電網電流i2a、i2b、i2c，三相電網電流經由三相靜止坐標系轉換到兩相靜止坐標系的坐標變換得到αβ軸電網電流i2α、i2β；
為保證系統以單位功率因數進行併網，採用兩相旋轉坐標系下的參考電流i*d和i*q，且讓i*q＝0。採集電網電壓相位角，dq軸參考電流i*d和i*q基於電網電壓相位角的由兩相旋轉坐標系下轉換到兩相靜止坐標系的坐標變換得到αβ軸參考電流和電網電壓相位角θ由三相電壓鎖相環PLL得到，θ＝ωt，ω為角速度，t為時間；
將αβ軸參考電流分別對應與αβ軸電網電流i2α、i2β求差輸入到第一PI控制器(圖1中符號PI1)進行處理，以此構成電網電流外環，得到αβ軸PI控制電流；
12)電流內環控制：
由電容電流檢測變送器採集LCL濾波器中三相濾波電容電流，三相濾波電容電流經坐標變換得到αβ軸濾波電容電流icα、icβ；
將αβ軸PI控制電流與αβ軸濾波電容電流求差輸入到P控制器，得到αβ軸P控制電流，從而構成電流內環，此雙環可以有效降低併網電流諧波、抑制諧振峰的出現；
13)SPWM控制：
αβ軸P控制電流經由兩相靜止坐標系轉換到三相靜止坐標系的坐標變換後輸入到產生功率管開斷信號的SPWM控制模塊，得到傳統逆變器的SPWM開關驅動信號。
為維持電網電壓的穩定性，增加了電壓控制環，並由步驟2)實現電壓控制環，具體為：
由電容電壓檢測變送器採集Z源網絡的電容電壓uc，參考電容電壓與電壓值u′c求差後輸入第二PI控制器(圖1中符號PI2)，得到Z源逆變器所特有的直通信號D0，其中，u′c＝uc/(1-d0)，d0是指直通信號的佔空比，則電Z源網絡的容電壓升高時相應的直通信號變小，相反Z源網絡的電容電壓降低時直通信號會變大，以此來維持併網電壓的穩定。
步驟3)具體為：
31)根據直通信號D0得到第一參考電壓Vp和第二參考電壓Vn，Vp＝D0，Vn＝－D0；
32)Vp、Vn與SPWM控制模塊中的三角載波相交，當三角載波大於Vp或三角載波小於Vn時給相應的直通開關信號；
33)將SPWM控制模塊輸出的SPWM開關驅動信號與步驟32)得到的直通開關信號兩者取或運算(即相疊加)後，得到優化後的開關驅動信號，用於控制Z源逆變器，進而控制併網逆變器系統入網電流的幅值和相位以及併網電流質量。
對於Z源逆變器電壓環傳統的控制方式為：採集電容電壓與參考電壓比較，之後經過PI調節器調節，送給外環參考電流直通信號給固定的值，而本發明的步驟2)、3)與Z源逆變器電壓環傳統的控制方式不同，本發明的優點在於將PI調節器的輸出信號送給圖2中的Vp和Vn,，通過控制它們的上下移動來調節直通佔空比的大小，進而可以根據電網電壓的變化動態改變直通插入值。
D0為直通信號，確切的說只是泛指直通信號，並不是實際的一系列方波信號，而是指圖2中的Vp，經過求相反數後得到Vn，通過控制Vp和Vn的大小(上下移動)從而控制插入直通信號的大小。如圖2所示，(1)雙電流環輸出經過兩相靜止坐標繫到三相靜止坐標系的變化後得到三相調製波信號Ua，Ub，Uc。(2)Ua，Ub，Uc與三角載波信號相交當三角波大於三角載波時給相應的觸發信號，從而得到傳統逆變器所需的開關信號。(3)電壓環經過PI控制器調節後得到圖2中的Vp信號，Vp取反得到Vn。(4)Vp，Vn與三角載波相交，當三角載波大於Vp，或三角載波小於Vn時給相應的直通開關信號。(5)直通信號的大小可以通過調節PI控制Vp的大小(Vp，Vn的上下移動)來控制。(6)最後將傳統逆變器的開關信號，與電壓環得到的直通開關信號兩者取「或」即對兩者進行疊加從而得到Z源逆變器所需的總的開關信號(包括傳統信號和直通開關信號)，即圖2中Sap、Sbp、Scp、San、Sbn、Scn開關驅動信號。即當三角波正峰值大於Vp時，或三角波負峰值小於Vn時加入直通矢量，逆變器三相橋臂直通，此時直通矢量被安排在傳統零矢量的中間。
第一PI控制器和P控制器內的控制參數通過極點配置法得到，具體為：
a：根據系統的傳遞函數得出系統的特徵方程公式D(s)，滿足以下公式：
式中，L1為LCL濾波器中逆變器側濾波電感值(即L1a、L1b、L1c的電感值)，L2為LCL濾波器中網側濾波電感值(即L2a、L2b、L2c的電感值)，C為LCL濾波器中濾波電容值(即Ca、Cb、Cc的電容值)，Ke為P控制器的比例係數，Kpwm為SPWM控制模塊的逆變橋等效係數，Kp為第一PI控制器的比例係數，Ki為第一PI控制器的積分係數，s為復變量；
b：極點配置：由Butterworth低通濾波器設計係數庫得到系統最佳阻尼比ζ1、ζ2；
由得到的最佳阻尼比對極點進行配置，配置原則為：所有極點均在以自然振蕩頻率ωn為半徑的圓上，極點的具體位置由阻尼比來確定其關係為θ′＝π-arcos(ξ)，ξ為阻尼比參數，θ′為極點配置角度，四個極點兩兩關於實軸對稱，得到極點s1、s2、s3、s4的表達式為：
經過極點配置得出的系統的特徵方程公式D(s)，滿足以下公式：
D(s)＝(s-s1)(s-s2)(s-s3)(s-s4) (3)；
c：由公式(1)、(2)、(3)聯立得到控制參數Kp、Ki、Ke。
為了驗證上述理論分析的正確性，對本控制方法進行了仿真研究。
主要的電路參數：直流電壓源Udc＝500V，Z源網絡電感L1z＝L2z＝5mH，Z源網絡電容C1＝C2＝220μF，LCL濾波器靠近逆變器側的電感值L1＝L1a＝L1b＝L1c＝8.6mH，電容值C＝Ca＝Cb＝Cc＝11μF，靠近網側電感值L2＝L2a＝L2b＝L2c＝1.4mH，網側電壓峰值為Ua＝Ub＝Uc＝311.1V，參考電壓調製比m＝0.75，開關頻率f＝10kHz，指令電流15A。
傳統方式為多次調節PI值最後得出較好的仿真波形，本發明則是通過求出相應的傳函，通過極點配置的方法得出最優的控制參數，從而避免了多次調參的缺點。圖3為LCL濾波器的數學模型圖，uinv表示逆變器輸出側電壓，i1表示電感L1a的電流，i2表示併網電流，表示三相濾波電容的電壓，ug為外部電網電壓，圖4為雙電流環控制框圖，為參考電流，ic為三相濾波電容的電流，ul2為網側濾波電感的電壓，圖5為極點配置框圖，圖5中兩個角度實際是通過兩個阻尼比計算而來的，本系統為四階系統，而四階系統的最佳阻尼比是由Butterworth低通濾波器的設計係數庫得來，以此配置系統具有最佳的性能。由圖4可得出雙環系統的傳遞函數為
A1＝KpKeKpwm，A0＝KiKeKpwm
B4＝L1L2C，B3＝L2CKeKpwm，B2＝L1+L2
B1＝KpKeKpwm，B0＝KiKeKpwm
系統的特徵方程為
由勞斯-赫爾維茨穩定判據可得系統穩定的條件為
由圖5極點配置圖進行極點配置所有的極點都在以自然振蕩頻率ωn為半徑的圓上，與濾波電感電容值有關，且阻尼比ξ1＝0.3827，ξ2＝0.9239，圖5中阻尼比滿足公式ξ＝arcos(|xp|/ωn)，xp為配置極點的橫坐標，則極點的表達式為
經過極點配置得出的系統特徵方程為
最終得出控制參數Kp＝1.16，Ki＝3886，Ke＝0.194。
圖6表示了將直通佔空比d0＝0.3的信號插入到傳統逆變器開關信號後得到的總的開關信號，圖7表示當直通信號插入後運行所得的Z源網絡電容電壓波形，大體滿足uc＝(1-d0)/(1-2d0)Udc的關係，圖8表示直流鏈升電壓圖也符合Vin＝1/(1-2d0)Udc的關係。說明電壓環能夠很好地起作用，即能保證併網電壓的穩定，這是系統穩定運行的前提。
對於電流環，圖9表示了穩態時電網電壓和併網電流，併網電流的諧波畸變率為1.62％，完全滿足併網要求，而其幾乎達到了單位功率因數併網。為了驗證系統的動態性能，將指令電流從0.05s時由原來的15A變化到25A，圖10表示了指令電流變化時的情況，從圖中可以看出該控制系統具有很好地動態性能，魯棒性能很強，從而也證明了所提控制方法的有效性。