差分正交相位移鍵基頻調製裝置及方法

2023-10-10 05:02:39 5

專利名稱：差分正交相位移鍵基頻調製裝置及方法
技術領域：
本發明涉及一種差分正交相位移鍵基頻調製裝置及方法，特別是一種依信號映象化簡的π/4徑度相位移的差分正交相位移鍵基頻調製的裝置及方法，是一種由建立並儲存事先化簡的數組參數和該參數相對應的表格數據，以查表的方式快速且準確地調製輸入數據的裝置及方法。
在數字式無線電基頻調製技術中，π/4-DQPSK基頻調製技術已被廣泛地使用，如北美的USDC與PACS系統、日本的PDC與PHS等系統均採用π/4-DQPSK基頻調製技術作為無線電數據機設計技術，其主要優點在於基頻帶使用效率高、功率效能高與接收機容易製作等。以往在製作π/4-DQPSK基頻調製裝置時均採用如下的方式首先經由信號映象後產生I』(t)與Q』(t)，再分別傳送至兩個低通濾波器運算而產生基頻同相信號I(t)與基頻正交信號Q(t)。以上技術可見於Theodore S.Rappaport,「Wireless Communications,「Prentice Hall,Upper Saddle River,1996，一書。然而，前述裝置存在不少缺點，如兩組低通濾波器因為需要進行大量且高速的運算，因此，電路設計很複雜且會產生嚴重的累加誤差和較高的耗電量等缺點。
如

圖1所示，其為現有裝置的電路方框圖；其中，因一個符號(symbol)代表兩個位元，所以需要將串行輸入(serial input)的數字數據的奇數項與偶數項經過串行/並行轉換單元1的處理分開成兩個路徑，分別送至I通道與Q通道。再經由信號映象(signal mapping)單元2處理產生I』(t)和Q』(t)。再經由第一低通濾波器3產生I(t)及經由第二濾波器4而產生Q(t)。現有裝置的缺點在於兩組低通濾波器3、4需要大量且高速的運算，因此電路設計較複雜且會產生嚴重的累加誤差和較高的耗電量等缺點。
本發明的目的在於解決傳統上利用π/4-DQPSK調製裝置或方法時必須經過複雜的數學運算才能得到數字基頻同相信號In(或模擬基頻同相信號I(t))和數字基頻正交信號Qn(或模擬基頻正交信號Q(t))，且所需參數無法隨需求而調整的缺點，提供一種以信號映象化簡的基頻調製裝置及方法。
為達到上述目的本發明採取如下措施本發明的依信號映象化簡的π/4-DQPSK基頻調製裝置是將現有的基頻同相信號I(t)和基頻正交信號Q(t)的定義和公式事先經過化簡，將其運算結果和其對應的參數值儲存在存儲器內，因此該調製裝置只需經簡單的邏輯及控制電路查出存於存儲器中的數據，經過簡單運算後就可得到數字基頻同相信號In和數字基頻正交信號Qn。而該信號經過數字/模擬轉換後，即可得到模擬基頻同相信號I(t)和模擬基頻正交信號Q(t)。且本發明的重要參數，如α(上升型餘弦濾波器的下降因子；其值愈大表示信號在時域響應的衰減愈快，而可用較少的位元以近似理想的調製裝置)，均可根據使用者的需要改變其操作特性。本發明所需的存儲器空間小，整個電路僅運用少量計算，運算所需的時間少，故此種調製裝置可以高速傳送數據。因本發明的方法及裝置已將大部分運算分析化簡，只剩下數個參數因子儲存在表格中，只要依據控制信號將這些參數因子進行加減組合，便可以得到輸出的調製信號。這種方式比起傳統的π/4-DQPSK調製裝置，簡化了大量的運算步驟和減少了存儲器空間，而且，可避免傳統調製裝置因大量運算而產生累加誤差得的現象。
本發明的基頻調製裝置主要包括一個存儲單元，儲存數組事先化簡的一個低通濾波器的數組參數和參數相對應的表格數據，該低通濾波用於降低該基頻調製裝置的帶寬及提高其頻帶的使用效率；以及一個處理單元，依據輸入的數字式數據和該存儲單元內的表格數據執行運算，而產生數字基頻同相信號In和數字基頻正交信號Qn。該處理單元包括一個串行/並行轉換單元，用於將串行輸入的數字數據轉換成並行輸入的數字式數據；一個信號映象單元，將該並行數字數據轉換成相位變化；及一個控制單元，連接該信號映象單元和存儲單元，用於產生控制信號及對存儲單元的地址存取信號。
本發明的基頻調製方法主要包括下列步驟儲存事先化簡的低通濾波的數組參數和參數相對應的表格數據；循序記錄輸入的數字數據的步驟；依據輸入的數字數據計算出信號映象後的相位變化步驟；拾取該數字數據所相對應的表格數據的步驟；以及利用拾取的表格數據計算產生該數字基頻同相信號In和數字基頻正交信號Qn的步驟。
此種裝置也可用軟體製作，因其結構簡單、運算少，因此使用軟體製作時，同樣具有前述優點。
本發明的裝置採取如下具體結構本發明的一種差分正交相位移鍵基頻調製裝置，其將輸入的數字數據調製為數字基頻同相信號In和數字基頻正交信號Qn，包括一個存儲單元，儲存事先化簡的一個低通濾波器的數組參數和該參數相對應的表格數據，低通濾波器用於降低基頻調製裝置的帶寬及提高其頻帶的使用效率；一個處理單元，依據輸入的數字數據和存儲單元內的表格數據執行運算，產生數字基頻同相信號In和數字基頻正交信號Qn，其中處理單元依據下列方式執行運算In+j·Qn=
其中In=I(tn)、Qn=Q(tn)；hLPF(t)為低通濾波器的時域響應方程式；SX,i為Xi的運算符號，其中i為整數；SX,i為Yi的運算符號；Xi表示第i個符號相對應的信號映象輸出的同相信號，Yi表示第i個符號相對應信號的映象輸出的正交信號；tn={2.n+12M-12}Ts]]>,0≤n≤M-1；Ts表示傳送一個符號的時間；M為一個符號時間內所取樣的點數；符號「…」代表無窮延展；j為複數運算的虛部；m為一個符號的相位編號；n為一個符號時間內取樣點的編號。
本發明方法採取如下具體步驟本發明的差分正交相位移鍵基頻調製方法，是將輸入的數字數據調製為數字基頻同相信號In和數字基頻正交信號Qn，其特徵在於，包括下列步驟(a)儲存數組事先化簡的一個低通濾波器的數組參數和該參數相對應的表格數據；(b)記錄該輸入的數字數據；(c)依據輸入的數字數據計算出信號映象後的相位變化；(d)拾取該相位變化所相對應的表格數據；(e)依據拾取的表格數據計算數字基頻同相信號In和數字基頻正交信號Qn，其以下列方式產生In+j·Qn=
其中In=I(tn)、Qn=Q(tn)；hLPF(t)為低通濾波器的時域響應方程式；SX,i為Xi的運算符號，其中i為整數，SY,i為Yi的運算符號；Xi表示第i個符號相對應的信號映象輸出的同相信號；Yi表示第i個符號相對應的信號映象輸出的正的交信號；tn={2.n+12M-12}Ts]]>,0≤n≤M-1；Ts表示傳送一個符號的時間；M為一個符號時間內所取樣的點數；符號「…」表示無窮延展；j為複數運算的虛部；m為一個符號的相位編號；n為一個符號時間內取樣點的編號。
結合附圖及實施例對本發明的具體結構特徵及方法特徵詳細說明如下附圖的簡單說明圖1現有裝置的電路方框圖；圖2本發明的一實施例的星狀圖；圖3(a)-3(e)本發明的一實施例的取樣示意圖；圖4本發明裝置的實施例的電路方框圖；圖5本發明實施例的工作流程示意圖；圖6本發明實施例的頻譜圖；圖7本發明實施例的「眼睛」圖。
本發明實施例的信號映象方式如表1所示，其反應出輸入數據和輸出相位變化的關係。
表1
其中d1和d0為信號映象的輸入數據，θi表示第i個符號的相位值。若依據輸入數字數據對照上面表格後就可以畫出π/4-DQPSK的星狀圖，如圖2所示。經過信號映象後產生I』(c)與Q』(t)兩個輸出信號，其定義如方程式(1)和方程式(2)所示I(t)=i=-Xi(t-iTs)-----(1)]]>Q(t)=i=-Yi(t-Ts)-----(2)]]>其中Ts表示傳送一個符號的時間(symbol time)，Xi表示第i個符號相對應的信號映象輸出的同相信號，Yi表示第i個符號相對應的信號映象輸出的正交信號。假設當i=0時，θi的起始值為零，也就是說相位的起始值是零度(即圖2中的「0」位置)。因此若i是偶數，則參數Xi與Yi只有-1、0、1三種可能性，而且，當參數Xi與Yi其中任何一個為1或-1時，則另一個參數必定為0；若i是奇數，則參數Xi與Yi只有1/√2與-(1/√2)兩種可能。綜合以上分析結果，Xi與Yi的值只有-1、-(1/√2)、0、1/√2、1這五種可能。
輸出的調製信號I(t)與Q(t)可改寫成複數形式，如方程式(3)所示I(t)+ j·Q(t)=[I＇(t)* hLPF(t)]+j·[Q＇(t)*hLPF(t)] 其中hLPF(t)為一個低通濾波器的時域響應方程式。
由圖2的星狀圖可歸納出相位θi、Xi及Yi的對應關係，如表2所示 其中Xi=cos(θi)=SX,i·|Xi|,Yi=sin(θi)=SY,i·|Yi|。由表2可以發現|Ii|=|Qi|，而且只有1與1/√2兩種可能，而SI,i與SQ,i只有0、1與-1三種可能值。
由表1可知θi-θi-1=k·(π/4)，其中k為1、3、5或7四種可能值，因此θi與θi-1必定彼此交錯地位於圖2的星狀圖中的相位點。換句話說，基θi位於偶數點位置，則θi-1必定位於奇數點位置；若θi位於奇數點位置，則θi-1必定位於偶數點位置。歸納以上結果配合表2，則可將方程式(3)化簡成方程式(4)。In+j·Qn= . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .(4)其中θ1=m·(π/4),θ1表示第一個符號(i=1)時的信號映象單元的輸出相位；m的值為0～7,m代表θ1在圖2中的相位點編號；In=I(tn)、Qn=Q(tn)；Xi=cos(θi)=SX,i·|Xi|,Yi=sin(θi)=SY,i·|Yi|；tn={2.n+12M-12}Ts]]>,0≤n≤M-1；M為一個符號時間內所取樣的點數。
假設時間限定在-Ts2tTs2]]>，且考慮一個低通濾波器的時域響應方程式hLPF(t)會隨著時間的遠離而漸漸衰減至很小的值，因此，只須考慮第-K個符號至第K個符號的區間部分，而可忽略信號很小的部分，用較簡單的公式來近似原方程式即可。一般而言，考慮的符號越多時，即K值越大時，其輸出信號越準確，但其硬體花費(hardwarecost)亦越高。通常當α大於0.75時，可選擇K=1，代表僅觀察第-1個符號至第1個符號對輸出的影響；當α小於0.75時，可選擇K=2，代表僅觀察第-2個符號至第2個符號對輸出的影響。
當K=1時，方程式(4)可近似成方程式(5)所示 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .(5)當K=2時，方程式(4)可近似成方程式(6)所示 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .(6)
觀察方程式(5)與方程式(6)，在一時間數列-Ts2tTs2]]>的一特定時間點，m為奇數所對應的公式與m為偶數所對應的公式將相互交錯 倍。因相差的倍數為一個常數，因此，其電路的製作不需如通用型乘法器般的複雜。在電路製作上，可選擇將方程式(5)和方程式(6)中m為偶數和奇數兩種情況的取樣值同時儲存在ROM中，或僅儲存方程式(5)和方程式(6)中m為偶數或奇數的情況的取樣值在ROM中，而另一情況的取樣值則通過上述的常數乘法器獲得。例如該常數乘法器利用一個hLPF(tn+K·Ts)曲線的取樣點產生(1/ )hLPF(tn+K·Ts)曲線的取樣點，利用一個hLPF(tn+(K-1)·Ts)曲線的取樣點產生( )hLPF(tn+(K-1)Ts)曲線的取樣點，利用一個hLPF(tn+(K-2)Ts)曲線的取樣點產生( )hLPF(tn+(K-2)Ts)曲線的取樣點，依次類推，利用一個hLPF(tn-(K-1)Ts)曲線的取樣點產生( )hLPF(tn-(K-1)Ts)曲線的取樣點，利用一個hLPF(tn-KTs)曲線的取樣點產生( )hLPF(tn-KTs)曲線的取樣點，其中K為一個正整數。或例如存儲單元包括另一組2K+1個查表單元(圖未示出)，其中第一個查表單元儲存( )hLPF(tn+K·Ts)曲線的取樣點，第二個查表單元儲存( )hLPF(tn+(K-1)Ts)曲線的取樣點，第三個查表單元儲存( )hLPF(tn+(K-2)Ts)曲線的取樣點，依此類推，第2K個查表單元儲存( )hLPF(tn-(K-1)Ts)曲線的取樣點，第(2K+1)個查表單元儲存( )hLPF(tn-K·Ts)曲線的取樣點，其中K為一正整數。
一般常應用於π/4-DQPSK調製的低通濾波器有上升型餘弦濾波器(Square Raised Cosine Filter)與方根上升型餘弦濾波器(Root RaisedCosine Filter)兩種，此兩種濾波器均符合奈奎斯脈衝形狀規範(Nyquist’s Pulse-Shaping Criterion)，在理想取樣時並不會產生碼間幹擾(Intersymbol Interference ISI)，因而，被廣泛使用於通信調製系統中。以下的分析是以下降因子α(Rolloff Factor)等於0.5的上升型餘弦濾波器為例加以說明。假設K=2、M=16(即取樣頻率是符號傳送頻率的16倍)，且以hRC(t)代表上升型餘弦低通濾波器的響應方程式，hRC(t)相對應於方程式(5)和方程式(6)中的hLPF(t)，該低通濾波器用於降低該基頻調製裝置的帶寬及提高其頻帶的使用效率。圖3(a)顯示hRC(tn+2Ts)曲線取樣後的特性，圖3(b)顯示hRC(tn+Ts)曲線取樣後的特性，圖3(c)顯示hRC(tn)曲線取樣後的特性，圖3(d)顯不hRC(tn-Ts)曲線取樣後的特性，圖3(e)顯示hRC(tn-2Ts)曲線取樣後的特性。
其中圖3(a)的取樣點與圖3(e)的取樣點左右對稱，圖3(b)的取樣點與圖3(d)的取樣點左右對稱，圖3(c)的取樣點本身左右對稱，因此，可利用其對稱性而減少一半的儲存空間。假若每種曲線均儲存方程式(5)和方程式(6)中兩種情況的取樣點，每個取樣點以G個位元來量化，故所需的存儲器空間為(2K+1)·M·G位元。
如圖4所示，其為本發明裝置的一實施例的示意圖，因π/4-DQPSK每個符號均隱含兩個位元的信息，故需要一個串行/並行轉換單元11將串行輸入的數字數據轉換成並行數據。接著將並行數據送往一信號映象(Signal Mapping)單元12，信號映象單元12隻是利用簡單的序向邏輯來完成表1的功能。一移位暫存器13連接信號映象單元12，用來記錄最近的數筆相位數據，以便一控制單元14產生查表地址及控制信號。控制單元14所產生的控制信號為實現表2所述的功能。當取樣位元序數小於或等於取樣數M的二分之一時，表2的參數S』X,i和S』Y,i等於S』X,i和S』Y,i；當取樣位元序數大於取樣數M的二分之一時，參數S』X,i和S』Y,i等於S』X,i和S』Y,i。
第一至第五查表單元15～19統稱為存儲單元9，其主要用來記錄一個低通濾波器對不同符號的時域響應方程式的取樣點。例如以第一查表單元15儲存hRC(tn+2Ts)曲線的取樣點，第二查表單元16儲存hRC(tn+Ts)曲線的取樣點，第三查表單元17儲存hRC(tn)曲線的取樣點，第四查表單元18儲存hRC(tn-Ts)曲線的取樣點，第五查表單元19儲存hRC(tn-2Ts)曲線的取樣點。圖4中的10個乘法器20均是簡單地乘以±1或0的運算單元，為實現S』X,i和S』Y,i的功能。第一總合單元21和第二總合單元22連接乘法器20，以實現方程式(5)和方程式(6)中的累加功能，而得到In與Qn。選擇性地可經由第一數字/模擬轉換單元23和第二數字/模擬轉換單元24將In與Qn轉換成為I(t)和Q(t)。
如圖5所示，其為本發明的一實施例的操作流程圖，當進入啟始狀態後(步驟31)，操作者依系統的需求在數個查表單元內建立數組參數和該參數所對應的表格數據(步驟32)。循序記錄兩個傳送位元(步驟33)。經過信號映象處理後得到對應的相位值(步驟34)。記錄最近的數個映象相位值(步驟35)。接著進入取樣程序，首先使取樣位元序數為0(步驟36)，然後由數個查表單元內取得對應值(步驟37)。經計算得到基頻同相信號和基頻正交信號並將其輸出(步驟38)。此時需判斷取樣位元序數是否為最後一筆(步驟39)。若「否」，則將取樣位元序數加1(步驟40)，並回到步驟37；若「是」，則判斷是否要結束傳送數據(步驟41)。若「否」，則回到步驟33；若「是」，則結束本操作程序(步驟42)。
如圖6、7所示，圖6為參數α=0.5、M=10與G=12的條件模擬本發明的步驟頻譜圖(Spectrum Diagram)。圖7為其相對應的「眼睛」圖(Eye Diagram)。
另外，本發明的原理亦可使用軟體來實現，因其架構簡單、運算少，因此使用軟體製作時，同樣具有前述優點。本發明的軟體製作可記錄在任何電腦可讀取的儲存媒體中，例如磁碟、光碟、硬碟或各種存儲器。
與現有技術相比，本發明具有如下效果本發明解決了傳統技術中利用π/4-DQPSK基頻調製裝置及方法時必須經過複雜的數學運算才能得到的數字基頻同相信號In和數字基頻正交信號Qn(或模擬基頻同相信號I(t)和模擬數字基頻正交信號Q(t))，且所需參數無法隨需求進行調整，本發明的裝置和方法結構簡單運算步驟少，且便於使用軟體實現。
本發明的技術內容及技術特點已揭示如上，然而熟悉本項技術的人仍可能基於本發明的敘述作種種不背離本發明構思的替換及修飾；因此，本發明的保護範圍應不限於實施例所揭示的內容，各種不背離本發明構思的替換及修飾都應屬於本發明的保護範圍內。
權利要求
1.一種差分正交相位移鍵基頻調製裝置，其將輸入的數字數據調製為數字基頻同相信號In和數字基頻正交信號Qn，包括一個存儲單元，儲存事先化簡的一個低通濾波器的數組參數和該參數相對應的表格數據，低通濾波器用於降低基頻調製裝置的帶寬及提高其頻帶的使用效率；一個處理單元，依據輸入的數字數據和存儲單元內的表格數據執行運算，產生數字基頻同相信號In和數字基頻正交信號Qn，其中處理單元依據下列方式執行運算 其中In=I(tn)、Qn=Q(tn)；hLPF(t)為低通濾波器的時域響應方程式；SX,i為Xi的運算符號，其中i為整數；SX,i為Yi的運算符號；Xi表示第i個符號相對應的信號映象輸出的同相信號，Yi表示第i個符號相對應信號的映象輸出的正交信號；tn={2.n+12M-12}Ts]]>,0≤n≤M-1；Ts表示傳送一個符號的時間；M為一個符號時間內所取樣的點數；符號「…」代表無窮延展；j為複數運算的虛部；m為一個符號的相位編號；n為一個符號時間內取樣點的編號。
2.根據權利要求1所述的裝置，其特徵在於，所述處理單元包括一個串行/並行轉換單元，用於將串行輸入的數字數據轉換成並行輸入的數字數據；一個信號映象單元，連接串行/並行轉換單元，並將串行/並行轉換單元輸出的並行數字數據轉換成相位變化；一個控制單元，連接信號映象單元和存儲單元，用於產生控制信號及對存儲單元的地址存取信號。
3.根據權利要求1或2所述的裝置，其特徵在於，還包括數個數字/模擬轉換單元，用以將所述處理單元輸出的數字基頻同相信號In和數字基頻正交信號Qn轉換為模擬基頻同相信號I(t)和模擬基頻正交信號Q(t)。
4.根據權利要求1或2所述的裝置，其特徵在於，所述存儲單元由2K+1個查表單元所組成，其中第一查表單元儲存hLPF(tn+K·Ts)曲線的取樣點，第二查表單元儲存hLPF(tn+(K-1)Ts)曲線的取樣點，第三查表單元儲存hLPF(tn+(K-2)Ts)曲線的取樣點，依此類推，第2K查表單元儲存hLPF(tn-(K-1)·Ts)曲線的取樣點，第2K+1查表單元儲存hLPF(tn-K·Ts)曲線的取樣點，其中K為一個正整數。
5.根據權利要求2所述的裝置，其特徵在於，所述處理單元還包括一個移位暫存器，連接在控制單元和所述信號映象單元之間，用於記錄信號映象單元輸出的相位變化。
6.根據權利要求1或2所述的裝置，其特徵在於，所述處理單元還包括數組乘法器，連接所述存儲單元；當存儲單元欲儲存的表格數據有與運算符號相反的情形時，則僅需儲存運算符號為正數的部分，運算符號為負數部分的運算則通過乘法器獲得。
7.根據權利要求4所述的裝置，其特徵在於，所述處理單元還包括一個倍數為 的乘法器，該乘法器是利用所述hLPF(tn+K·Ts)曲線的取樣點產生( )hLPF(tn+K·Ts)曲線的取樣點，利用hLPF(tn+(K-1)·Ts)曲線的取樣點產生( )hLPF(tn+(K-1)Ts)曲線的取樣點，利用hLPF(tn+(K-2)·Ts)曲線的取樣點產生( )hLPF(tn+(K-2)·Ts)曲線取的樣點，依此類推，利用hLPF(tn-(K-1)·Ts)曲線的取樣點產生(1/ hLPF(tn-(K-1)·Ts)曲線的取樣點，利用hLPF(tn-K·Ts)曲線的取樣點產生( )hLPF(tn-K·Ts)曲線取的樣點，其中，K為正整數。
8.根據權利要求4所述的裝置，其特徵在於，所述存儲單元還包括另一組2K+1個查表單元，其中第一查表單元儲存( )hLPF(tn+K·Ts)曲線的取樣點，第二查表單元儲存( )hLPF(tn+(K-1)·Ts)曲線的取樣點，第三查表單元儲存( )hLPF(tn+(K-2)·Ts)曲線的取樣點，依此類推，第2K查表單元儲存( )hLPF(tn-(K-1)·Ts)曲線的取樣點，第(2K+1)查表單元儲存( )hLPF(tn-K·Ts)曲線的取樣點。
9.根據權利要求4所述的裝置，其特徵在於，所述處理單元還包括數組總合單元，用於累加數個查表單元的輸出。
10.一種差分正交相位移鍵基頻調製方法，是將輸入的數字數據調製為數字基頻同相信號In和數字基頻正交信號Qn，其特徵在於，包括下列步驟(a)儲存數組事先化簡的一個低通濾波器的數組參數和該參數相對應的表格數據；(b)記錄該輸入的數字數據；(c)依據輸入的數字數據計算出信號映象後的相位變化；(d)拾取該相位變化所相對應的表格數據；(e)依據拾取的表格數據計算數字基頻同相信號In和數字基頻正交信號Qn，其以下列方式產生 其中In=I(tn)、Qn=Q(tn)；hLPF(t)為低通濾波器的時域響應方程式；SX,i為Xi的運算符號，其中i為整數，SY,i為Yi的運算符號；Xi表示第i個符號相對應的信號映象輸出的同相信號；Yi表示第i個符號相對應的信號映象輸出的正的交信號；tn={2.n+12M-12}Ts]]>0≤n≤M-1；Ts表示傳送一個符號的時間；M為一個符號時間內所取樣的點數；符號「…」表示無窮延展；j為複數運算的虛部；m為一個符號的相位編號；n為一個符號時間內取樣點的編號。
11.根據權利要求10所述的方法，其特徵在於，所述表格數據左右對稱，即表格數據的第一個1/2部分可由表格數據中和第一個1/2部分互不重疊的第二個1/2部分經推演而產生。
12.根據權利要求11所述的方法，其特徵在於，僅需建立並儲存數組參數和該參數相對應的第二個1/2表格數據。
13.一種電腦可讀取的記錄媒體，其記錄一種依信號映象化簡的π/4徑度相位移的差分正交相位移鍵基頻調製方法，該方法應用於通信系統中，是將輸入的數字數據調製為數字基頻同相信號In和數字基頻正交信號Qn，該方法指示電腦執行下列步驟(a)建立並儲存儲存事先化簡的一個低通濾波器的數組參數和該參數相對應的表格數據；(b)記錄該輸入的數字數據；(c)依據輸入的數字數據計算出信號映象後的相位變化；(d)拾取該相位變化所相對應的表格數據；(e)依據拾取表格數據計算該數字基頻同相信號In和數字基頻正交信號Qn，其以下列方式產生In+j·Qn= 其中In=I(tn)、Qn=Q(tn)；hLPF(t)為該低通濾波器的時域響應方程式；SX,i為Xi的運算符號，其中i為整數，SY,i為Yi的運算符號；Xi表示第i個符號相對信的號映象輸出的同相信號；Yi表示第i個符號相對應的信號映象輸出的正交信號；tn={2.n+12M-12}Ts]]>,0≤n≤M-1；Ts表示傳送一個符號的時間；M為一個符號時間內所取樣的點數；符號「…」表示無窮延展；j為複數運算虛的部；m為一個符號的相位編號；n為一個符號時間內取樣點的編號。
14.根據權利要求13所述的記錄媒體，記錄的數組參數和該參數相對應的表格數據為hLPF(tn+2Ts)曲線、hLPF(tn+Ts)曲線、hLPF(tn)曲線、hLPF(tn-Ts)曲線與hLPF(tn-2Ts)曲線的取樣點。
全文摘要
一種用於通信系統的差分正交相位移鍵基頻調製裝置及方法,本裝置包括:存儲單元,儲存化簡的一個低通濾波器的參數和相對應的表格數據;處理單元,依據輸入數據和表格數據執行運算。處理單元包括串行/並行轉換單元;信號映象單元,將並行數據轉換成相位變化;一個控制單元,連接信號映象單元和存儲單元。本方法包括下列步驟:儲存化簡的參數和相應的表格數據;記錄輸入數據;計算信號映象單元輸出的相位;產生同相信號I
文檔編號H04L27/20GK1304246SQ00100189
公開日2001年7月18日 申請日期2000年1月13日 優先權日2000年1月13日
發明者吳明洲, 曾緒祥 申請人:凌源通訊股份有限公司