具有電壓泵的麥克風的製作方法

2023-10-06 02:21:29

專利名稱：具有電壓泵的麥克風的製作方法
技術領域：
本發明涉及具有電壓泵和麥克風前置放大器的集成電路。
背景技術：
多年來，用於通信應用(即，行動電話)的優選類型的麥克風曾經是駐極體麥克風。這種類型的麥克風基於電容器的原理，所述電容器由構成麥克風的膜的可移動部件和另一個部件，例如所謂的麥克風背板組成。麥克風部件中的一個，最好是所述膜，被提供俘獲的電荷，所述膜也被稱為駐極體層。
然而，近年來，麥克風在工作時也由直流電壓源向其提供電荷。這些麥克風包括通常的電容式麥克風和MEMS麥克風，它們正在通信應用場合中被使用。
可以用兩種不同方法來實現沒有駐極體層的麥克風。這就是說，一方面，按照傳統方法，各部件被製成金屬部件以便安裝在盒子中(它通常形成麥克風的電容器板和背板)。
另一方面，近年來，通常用於集成電路的矽也已經被用於機械結構的製造。這種技術通常被表示為MEMS。用MEMS技術和傳統技術製造的麥克風之間的差別主要是所涉及的工藝和公差。即，MEMS技術要求潔淨室和矽技術。矽技術的精度較高，其成本也較高。
這兩種類型的麥克風的特性在於，麥克風的電容通常較小，並且所需的偏置電壓也較小。這是由於這樣一個事實，即，以矽實現的麥克風必須更小一些才能在價格上有競爭力。這意味著即使這兩種類型的麥克風的原理相同，但是矽麥克風被不同地優化。即，矽麥克風的膜面積典型地為1平方毫米(mm2)，氣隙為1-2微米(μm)，電容為1皮法(pF)，以及偏置電壓為10伏(V)。而對傳統麥克風來說，面積＝3平方毫米(mm2)，氣隙＝10-15微米(μm)，電容為3皮法(pF)，以及偏置電壓為30-40伏(V)，甚至更大的偏置電壓。
由於麥克風電容器上的電荷必須保持恆定，以便保持聲壓和跨電容器部件兩端的電壓之間的比例關係，所以，重要的是，不要引入麥克風的任何放電。
因此，為了從所述電容器拾取麥克風信號，優選以提供高輸入電阻為主要目標的放大器，以便在電容器和為其它目標而優化的電路之間建立緩衝。被連接拾取麥克風信號的放大器典型地被稱為前置放大器或緩衝放大器或簡稱為緩衝器。典型地，所述前置放大器非常靠近所述電容器物理連接—處於幾毫米或幾分之一毫米的距離內。
對小尺寸的麥克風來說，可在麥克風部件其中之一上存儲的電荷量十分有限。這就助長了對高輸入電阻的要求。因而，用於小尺寸麥克風的前置放大器的輸入電阻必須極高—處于吉歐姆(Giga ohm)的量級。此外，這個放大器的輸入電容必須非常小，以便獲得對聲壓的良好靈敏度。
具有集成前置放大器的通信用麥克風以非常低的價格被大量銷售。由於通信用麥克風的成本直接與前置放大器晶片的尺寸有關，所以重要的是，為了降低成本的目的，前置放大器的管芯應當儘可能小。
這樣，顯而易見，需要具有增益和非常低輸入電容以及可能最小的前置放大器管芯面積的麥克風前置放大器。此外，低噪聲也是重要的。低噪聲之所以重要，是因為噪聲可以與面積交換—即，如果所述電路具有低噪聲，並且噪聲低於所要求的，則噪聲電平開銷可以與較小的晶片面積進行交換，並且因此，有可能以較低成本來製造所述前置放大器。
然而，由於低價格是以犧牲靈敏度為代價的，所以用於通信目的的麥克風的靈敏度較低。從市場遠景來看，存在把麥克風的較高靈敏度和前置放大器組合在一起的需求。因此，前置放大器的增益有待於提高以滿足此種需求。此外，在音頻範圍內還存在對低噪聲的需求。還有，為了在滿足高靈敏度要求的同時保證良好的信噪比，前置放大器的輸入電容應當很小，以避免來自麥克風的信號的不必要損失(從等效電路來看，所述麥克風信號連接於由電容構成的分壓器)。
由於前置放大器所佔用的晶片面積應當儘可能小以便獲得相對地低的成本，所以前置放大器也必須儘可能小。由於從助聽器獲知的放大器配置通常在晶片面積方面尚未被優化到同等程度，所以這些配置是不適用的。而且，人們應當記住，應用在助聽器中的緩衝器或放大器沒有被配置成提供在通信應用中所使用的低靈敏度麥克風所需的如此高的增益水平。在助聽器晶片中，由於需要緩衝器來避免過載，所以對相同的噪聲性能來說，需要更大的空間。
可以通過相對高的直流電源電壓或者通過一種製造工藝(在其中，在電容器部件中的一個，例如可以用聚四氟乙烯製成的膜上，俘獲靜電荷)來提供麥克風電容器上的電荷。在通信應用中，優選已經被施加靜電荷的麥克風類型，因為這種類型不需要由直流電壓來提供電荷的電路。然而，已經發現，當這種類型(的麥克風)暴露於相對高的溫度時，有可能失去電荷。此外，例如在焊接工藝中，這樣的麥克風需要精心管理和安裝，上述工藝使所述麥克風暴露於高溫。當所述麥克風已經失去其靜電荷時，所述麥克風作為聲換能器的能力減小，並且這將是很不適當的而不可能重建電荷。
對通信麥克風來說，噪聲也是重要的參數。典型地，主要的噪聲源涉及麥克風中的前置放大器。但是當在晶片上納入了開關和/或振蕩電路時，具有瞬變信號的周圍/鄰近電路/電路路徑可能成為主要的噪聲源。此外，當含有噪聲的信號和另一個信號(例如麥克風信號)在同一路徑或埠上傳輸時，這個含有噪聲的信號將構成主要的和直接的噪聲源，其噪聲影響可能是難以抑制的。
當為麥克風設計採用CMOS技術的前置放大器時，通常有3種噪聲源。這些源是來自偏置電阻的噪聲、來自輸入電阻的1/f噪聲以及來自輸入電晶體的白噪聲。我們假定輸入電晶體的噪聲是主要的。通過優化(各)輸入電晶體的長度和寬度，能使白噪聲和1/f噪聲最小化。這適用於任何輸入級，例如單電晶體級或者差分級。來自偏置電阻的噪聲也可以被最小化。如果所述偏置電阻做得很大，則來自所述電阻的噪聲將被高通濾波，同時帶內噪聲將非常低。這帶來了這樣的效果，即，所述放大器的帶寬下限將非常低。由於所述放大器的輸入僅在接通電源的一個相當長的時段之後才穩定於標稱值，所以這可能成為一個問題。此外，例如由門的撞擊聲或者汽車中的隆隆聲所引起的具有強大低頻成分的信號可能使所述放大器過載。另一個相關的問題就是在安裝麥克風模塊裡面的管芯時所引起的小的漏電流。由於極高的輸入阻抗，這樣的電流將建立直流偏移。這將降低所述放大器的過載餘量。
US 2003/0235315-A1公開了一種數字麥克風，包括駐極體電容式麥克風、前置放大器、限幅器和∑-Δ調製器，用於提供響應於在駐極體麥克風上的聲壓的數字輸出比特流。所述∑-Δ調製器以高(過採樣的)比特率提供單比特流輸出。在使用大幾何尺寸模擬集成電路技術的集成電路上實現前置放大器、限幅器和∑-Δ轉換器。所述麥克風應用於蜂窩電話之中。
US 2002/0071578公開了一種麥克風，在其外殼中包括駐極體電容式麥克風和結型場效應電晶體(JFET，Junction Field EffectTransistor)類型的前置放大器。所述前置放大器被集成在第一集成電路上，並且向第二(外部的)集成電路提供麥克風輸出信號。所述輸出信號被連接到第二(外部的)集成電路上的∑-Δ模擬—數字轉換器的輸入積分器。所述輸入積分器為所述結型場效應電晶體提供偏置。

發明內容
提供了一種被配置提供麥克風輸出信號的集成電路，包括被連接以接收輸入信號的前置放大器，上述輸入信號由可以相對於第二麥克風部件移動的第一麥克風部件產生；以及向每一個麥克風部件提供偏置電壓的電壓泵。
因而，由於麥克風的靈敏度與在麥克風部件其中之一上所提供的電荷密切相關，所以提供了對麥克風部件之一上的聲壓更加敏感的麥克風輸出信號。與此相結合，由前置放大器提供麥克風輸出信號，上述前置放大器提供具有期望增益的作為緩衝的輸出信號的輸出信號。
由於前置放大器和電壓泵被實現為半導體襯底上的集成電路，所以麥克風元件和所述集成電路的緊密集成是可能的。此外，由於為所述麥克風以及麥克風輸出信號的進一步信號處理提供電工作條件的其它電路系統不需要向所述麥克風提供高偏置電壓，所以與前置放大器和電壓泵集成在一起的麥克風的多樣性有所增加。由於偏置電壓顯著地高於集成電路技術的一般標稱電壓電平，所以這是一個重大的改進。偏置電壓可以高達10、20伏，甚至60伏上下，而一般標稱電壓電平約為3或5伏。
有利地，所述集成電路被配置以振蕩器驅動的電壓泵，以便向每一個麥克風部件提供偏置電壓；並且所述振蕩器被配置成抽取在由所述振蕩器提供的信號周期中基本上相等水平的電流。由此，特別是當經由共享端子(和路徑)來提供麥克風輸出信號和工作電源時，麥克風信號的品質得以提高。由於所述振蕩器抽取更加恆定水平的電流，所以能做到這一點。否則，隨著所述振蕩器在逐個半周期中抽取不同水平的電流，所述麥克風輸出信號將出現電平移動。此外，所述振蕩器將產生較低的開關噪聲。
在一個適當的實施例中，所述振蕩器包括具有可以用電荷來充電的元件的路徑，並且其中，由所述振蕩器控制所述路徑，以便通過從公共源抽取的電流，交替地充電不同路徑的不同元件。採取電容器的形式的所述元件被交替地充電，並且被連接到對電平敏感的觸發器，以便提供180°移相的方波形狀振蕩器信號。
最好是，所述電壓泵具有第一泵級以及第二泵級，在第一泵級，具有電壓脈衝電平的振蕩信號被泵激到較高的電壓脈衝電平，在第二泵級，藉助於工作在第一級所提供的具有較高的電壓脈衝電平的振蕩器信號的電路，將電壓電平泵激到更高的電平。由此，提供了一種節省面積的電壓泵。特別是對通信用麥克風來說，這是一個重要的參數。
所述集成電路可以包括第一部分，它被配置用於以在等於或低於標稱電壓電平的電操作的電路元件布局，以及第二部分，它被配置以用於在高於標稱電壓電平的電操作的電路元件布局。第一部分也被表示為低壓部分，同時，第二部分被表示為高壓部分。高壓部分中的部件大於低壓部分中的部件。電壓泵的跨部分實施為所述泵提供了更加節省晶片面積的實施方式。
當在低壓部分提供的振蕩器信號的脈衝振幅基本上等於低壓部分的標稱電壓時，所述高壓部分可以被配置以簡單的電壓泵。這樣就給出了使用能承受高電壓的廉價寄生部件來實現所述泵的優點。
一般地說，在集成電路中，要提供涉及基本上高於標稱工作電壓的電壓的反饋是很麻煩的。因此，在一個適當的實施例中，所述第一電壓泵級的輸出信號作為反饋信號提供給一個電路，上述電路提供從所述第一泵級輸出的信號的穩定的電壓脈衝電平。因此，藉助於操作較低電壓的反饋配置，有可能提供相對精確的偏置電壓。
最好是，所述電壓泵具有提供中間偏置電壓的第一泵級，以及從所述中間偏置電壓提供偏置電壓的第二泵級；並且所述第二泵級包括被配置為迪克遜轉換器的電壓泵。當所述迪克遜轉換器已經到達穩定狀態並且被(麥克風)施加電容性負載時，它在其輸出信號中提供低噪聲、低波動。還有，它具有簡單的電路配置，並且需要很小的安裝面積。
有利地，所述迪克遜型電壓轉換器的輸出信號作為反饋信號提供給一個電路，所述電路提供操作電壓轉換器的振蕩器信號的穩壓的電壓脈衝電平。從而提供簡單的反饋配置。
當多個電壓轉換器被級聯時，就能提供非常高(高於例如20或30伏)的電壓。然而，為了提供節省晶片面積和成本的電壓泵，多級電壓轉換器在它們的配置上都比較簡單，所以在不同的晶片之間，偏置電壓可以顯著地發生改變。因此，最好是將多級電壓轉換器級聯在一起來提供所述偏置電壓，同時，另一個與級聯中的第一轉換器相匹配的電壓轉換器被連接接收與第一轉換器相同的信號，並且向一個電路提供反饋信號，所述電路使從另一個電壓轉換器輸出的信號保持在固定的電壓電平。由此，另一個轉換器和第一轉換器被連接為主從配置。由於主/從轉換器可以被製成幾乎相同的，所以就提供了包含所述級聯的一部分的反饋環路。由此，在不同晶片之間，可以更好地控制所提供的偏置電壓。
可以用不同的集成電路技術來實現所述集成電路，然而，電壓泵所需的高壓部件需要較大的間隔，較深的阱，較厚的柵極氧化物，等等。使用這樣的部件的技術是存在的，但是它們價格昂貴，並且通常不適用於低成本的通信應用。但是當所述電壓泵包括被實現為金屬電容器的電容器時，就可以利用標準的技術。這些部件基於寄生參數，因此不是十分精確和易於控制。但是如果要實現簡單的迪克遜倍增器，則這樣的部件的使用是成功的。
相應地，在一個優選實施例中，所述電壓泵包括被實現為多晶矽二極體的二極體。
相應地，在一個優選實施例中，所述電壓泵包括被實現為N阱中的擴散二極體的二極體。
即使被提供以相對高的偏置電壓，通信用麥克風的固有靈敏度通常相對較低。其結果是，前置放大器需要增益。而且需要高靈敏度。其結果是，必須由前置放大器提供高增益。然而，人們期望提供高的過載餘量以及處理諸如汽車隆隆聲和門的撞擊聲的大低頻信號的能力。此外，低頻信號還可以包括因電壓泵的起動而產生的脈衝。
為了滿足這些要求，提供了前置放大器，它包括具有第一和第二輸入端的差分輸入級以及具有輸出端的輸出級；具有低通頻率傳遞函數的反饋電路，它被連接在輸出端和第一輸入端之間，並且被集成在所述半導體襯底上；以及其中，所述第二輸入端提供用於麥克風信號的輸入。
由此，提供了具有濾波器反饋配置的半導體麥克風前置放大器。所述前置放大器在音頻頻段以外可以提供大的環路增益，並將在音頻頻段以內產生非常小的失真。更重要的是，由音頻頻段以外的低頻頻率分量引入的互調失真將非常低。由反饋配置所提供的環路增益特性提供了例如較低的失真。
最好是，所述反饋電路是具有在頻域中具有零點和極點的傳遞函數的濾波器，其中，所述零點位於比所述極點更高的頻率上。
有利的是，所述前置放大器具有在頻域中具有零點和極點的傳遞函數；其中，所述極點位於0.1Hz至50Hz或0.1Hz至100Hz或0.1Hz至200Hz的範圍內。
所述反饋電路可以被配置為濾波器，它在頻域中低於轉折頻率的範圍內具有相對高的增益水平，並且在高於所述轉折頻率的範圍內具有相對低的增益水平。
在一個適當的實施例中，所述集成電路包括隔直電容器，它被連接以便減小前置放大器輸入端的直流電壓，所述直流電壓來源於偏置第一或第二麥克風部件。
最好是，所述的集成電路還被配置以模擬—數字轉換器；並且，所述電壓泵和所述模擬—數字轉換器由公共時鐘信號來驅動。由此，用於讀取所述模擬—數字轉換器的數字位的外部時鐘信號可以被用作驅動所述電壓泵的時鐘信號。


下面將結合附圖對本發明進行更詳細的說明，在附圖中圖1表示包括集成電路的麥克風，具有電壓泵；圖2表示包括集成電路的麥克風，其中具有由恆定電流抽取振蕩器操作的電壓泵；圖3表示具有恆定電流消耗的第一振蕩器；圖4表示具有恆定電流消耗的第二振蕩器；圖5表示第一級電壓泵的第一實施例；圖6表示第一級電壓泵的第二實施例；
圖7表示第一級電壓泵的第三實施例；圖8表示複合電壓泵；圖9表示第二級電壓泵；圖10表示具有寄生電容器的第二級電壓泵；圖11表示金屬氧化物電容器的集成電路實施；圖12表示多晶矽二極體(poly-diode)的集成電路實施；圖13表示N阱中的擴散二極體的集成電路實施；圖14表示具有N-MOS開關的電荷泵；圖15表示具有主從配置的複合電荷泵；圖16表示具有集成電路的麥克風，其中具有電壓泵和具有反饋濾波器的前置放大器；圖17a表示第一反饋濾波器；圖17b表示第二反饋濾波器；圖18表示結合前置放大器的詳細視圖的自舉配置；圖19表示包括集成電路的麥克風的第一實施例，其中具有∑-Δ模擬—數字轉換器；圖20表示含有集成電路的麥克風的第二實施例，其中帶有∑-Δ模擬—數字轉換器；圖21表示麥克風外殼；圖22表示具有集成電路和MEMS麥克風部件的麥克風的示意圖。
具體實施例方式
圖1表示包括集成電路的麥克風，集成電路帶有電壓泵。麥克風101是具有麥克風元件109和集成電路102的複合單元。集成電路102被實現為用固態擴散工藝在半導體襯底上製成的單個晶片。所述麥克風元件由構成麥克風的膜的活動部件和另一個部件形成，由此允許所述膜響應於作用在膜上的聲壓而相對於另一個部件運動。由麥克風檢測到的聲壓令所述膜移動，從而改變由所述膜部件和另一個部件所形成的電容器的電容。如果由這兩個部件形成的電容器上的電荷保持恆定，則跨越這兩個電容器部件兩端的電壓將隨著聲壓而改變。
被實現為單個晶片的集成電路102與麥克風元件109緊密地集成在一起。通過將麥克風元件和晶片集成在小尺寸的麥克風外殼中，來提供麥克風元件109與集成電路102的緊密集成。
麥克風101包括兩個端子T1和T2，它們分別是接地端和組合的麥克風信號和電源端。端子T1和T2被用來將麥克風(位於一個外殼之中)與電源裝置和其它信號處理電路連接在一起。這種信號處理電路典型地用集成電路技術集成為所謂的晶片上系統(SOC，system-on-chip)器件的一部分。
所述麥克風包括被圖示為電容器Cmic的麥克風元件109和集成電路102。集成電路102包括3個端子Tc1，Tc2，Tc3，它們分別是組合的麥克風信號和電源端、用於提供麥克風上的恆定電荷和麥克風元件信號的組合直流電壓電平、以及接地端。
集成電路102包括升壓轉換器或電壓泵UPC 104，例如，採取所謂的迪克遜轉換器(Dickson-converter)的形式。所述電壓泵由振蕩器103操作，後者最好向所述電壓泵提供方波振蕩器信號。其它信號，例如具有較低諧波成分的正弦波或濾波後的方波也可以被用來獲得較低的噪聲。振蕩器103和電壓泵104由通過端子Tc1(T1)抽取的電流供電，上述端子經由串聯電阻R(106)連接到標稱電源電壓。
響應于振蕩器信號，電壓泵204提供超過標稱電源電壓的泵激電壓。標稱電壓為例如3或5伏，泵激電壓為例如10、12、15或20伏。然而，可以提供更高的電壓電平(例如，高達60伏以上)，這將在下文中加以說明。所述泵激電壓被認為是直流電壓，但是它被疊加了來源於電壓泵對其操作的振蕩器信號的(強的)噪聲分量。
泵激電壓經由串聯電阻R(105)提供給麥克風元件109的第一部件。麥克風元件109的第二部件被連接到接參考。由此，電壓泵提供麥克風元件上的恆定電荷。典型地，第一部件是麥克風的膜。
當聲壓作用於膜上時，在相對於第二部件的膜處產生麥克風元件信號。所述麥克風元件信號疊加在經由電阻R(105)提供的泵激電壓上。為了降低前置放大器A1(108)的輸入級的直流電壓負載，連接電容器C1(107)作為直流阻隔。為了避免不可接受的信號損失，電容器C1必須具有比麥克風元件109的電容大將近10倍的電容。
前置放大器A1(108)經由端子Tc1(它經由串聯電阻R(106)被連接到標稱電源電壓)，通過其輸出端抽取工作電流而被供電。所述前置放大器接收輸入信號並在其輸出端提供輸出信號。所述前置放大器被配置為簡單的緩衝放大器或者提供大於0dB的增益的放大器。可替代地，所述前置放大器被配置成提供適當的頻率相關增益響應；這將在下文中加以說明。
轉到由電壓泵104和振蕩器103產生的噪聲的問題，適用下列說明由於電壓泵是一種電子電路，所以它將產生1/f噪聲和白噪聲二者，同時由於電壓泵是一種開關電路，所以它也將產生(高頻)開關噪聲。開關噪聲在振蕩器的開關頻率的諧波佔優勢。振蕩器的開關頻率被設計為大於從麥克風元件到麥克風輸出端(T1)的傳遞函數中的通帶的高端截止頻率(例如，20kHz)。典型的振蕩器頻率為200KHz、500KHz或1MHz。
可以通過一個低通濾波器來降低電荷泵的所有噪聲源的影響。這是降低噪聲影響的最有效途徑。降低1/f和白噪聲源本身將要求額外的面積和/或電流消耗。藉助於麥克風元件109的電阻R(105)和電容部件來實現所述低通濾波器。低通濾波器105、109的截止頻率影響從麥克風元件到麥克風輸出端(T1)的傳遞函數中的通帶。最好是，低通濾波器105、109的截止頻率基本上等於從麥克風元件到麥克風輸出端(T1)的傳遞函數中的通帶的低端截止頻率(例如，20Hz)。低通濾波器105的截止頻率最好是被定位於低於眾所周知的A加權曲線的頻率。
在麥克風元件的一個實施例中，Cmic被連接為電浮動裝置。通過互換耦合電容器107和麥克風元件109來實現這一點。這處於本領域的技術人員對電路和端子布局作出必要更改的技巧範圍內。
圖2表示含有集成電路的麥克風，集成電路帶有由恆定電流抽取振蕩器驅動的電壓泵。在這個實施例中，振蕩器206被配置成在由振蕩器206提供的振蕩器信號的多個半周期上抽取同等水平的電流。由此，通過組合的麥克風輸出和電源端子Tc1(T1)來抽取更均勻和低噪聲的工作電流。
振蕩器206包括恆流源203、第一電路路徑205和第二電路路徑204，二者通過交替地從恆流源203抽取電流，對電容器交替地進行充電和放電。電壓電平敏感元件，例如比較器或施密特(Schmitt)觸發器向電壓泵104提供數字輸出振蕩器信號P1和P2。最好施加開關207引導來自恆流源203的電流通過路徑205或通過路徑204。所述開關由來自路徑205或路徑204的各自的信號來控制。最好是，輸出信號P1和P2彼此移相180°。
由於恆流源203以及信號路徑204和205，所述振蕩器206被配置成在連續的振蕩器信號半周期上基本上抽取同等水平的電流。
在一個可替代的實施例中，在路徑204和205中，只有一個被配置成具有可充電元件(例如，電容器)，而另一個路徑可以被配置成具有電阻。由此，當僅向電壓泵提供單脈衝信號時，可以省去一個電容器。
圖3表示具有恆定電流消耗的第一振蕩器。在這個實施例中，所述振蕩器包括兩個電流源303和304，它們被配置成從電源抽取恆定電流，上述電源可經由端子Tps提供。
在這個實施例中，電流源303和304被配置成各自抽取恆定電流。所述電流源分別被連接，以便向各自反相器301、302供電。
從內部來看，反相器被安排成通過內部元件(例如電阻或電晶體)或者通過它的輸出端抽取電流。根據在反相器輸入端的電壓電平是高於還是低於一個閾值電壓電平，來控制反相器是處於通過內部元件來抽取電流的狀態，還是處於通過輸出端來抽取電流的狀態。這個閾值可以被設置為參考電壓Vref的一部分。反相器301和302的輸出被連接到各自的電容器C2和C3。當反相器301和302處於通過輸出端來抽取電流的狀態時，所述電容器被充電，同時電容器C2和C3兩端的電壓將分別增加。可替代地，在反相器的另一種狀態下，所述電容器將通過反相器或者通過另外的負載進行放電。
控制電路305被配置成向反相器301和302提供輸入信號。這些輸入信號被提供為響應於在所述反相器輸出端、電容器兩端或者作為在端子P1和P2提供的電壓電平的數位訊號。所述控制信號被這樣提供，使得電容器C2和C3被交替地充電和放電，以便提供彼此移相將近180°的振蕩信號P1和P2。
因此，在端子P1和P2上提供振蕩信號，它們分別是電容器C3和C2上的電荷的函數。為了獲得數位訊號，可以提供例如施密特觸發器的閾值元件。
圖4表示具有恆定電流消耗的第二振蕩器。這個實施例是更詳細表示的振蕩器。正如從圖3所看到的那樣，所述振蕩器是圍繞著兩個反相器403和404建立的。反相器403和404由電流源T1供電，電流源T1由偏置電路402(Bias 2)偏置以使T1提供恆定電流。
所述反相器被配置成通過內部元件(例如電阻或電晶體)或者通過它的輸出端抽取電流。根據在反相器輸入端(在電路點ID1和ID2提供)的電壓電平是高於還是低於閾值電壓電平，來控制反相器是處於通過內部元件來抽取電流的狀態，還是處於通過輸出端來抽取電流的狀態。
反相器403和404的輸出被連接到各自的電容器C1和C2。當反相器403和404處於通過輸出端來抽取電流的狀態時，所述各自的電容器被充電，同時，電容器兩端的電壓將增加。可替代地，在反相器的另一種狀態下，所述電容器將通過反相器或者通過另外的負載進行放電。
電容器C1和C2兩端的電壓根據它們的電荷水平來控制各自的電晶體T3和T5。這通過一個連接電晶體T3的柵極端、電容器C1和反相器403的輸出端的電路節點來實現。相應地，一個電路節點連接電晶體T5的柵極端、電容器C2和反相器404的輸出端。
電晶體T2和T4作為恆流源分別與電晶體T3和T5串聯連接。電晶體T2和T4被偏置電路401(Bias 1)偏置。T3和T5由電容器C1和C2兩端的電壓電平來控制，電容器C1和C2的充電或放電又取決於在它們的輸入端ID1和ID2的電壓電平。由此，提供緩衝的振蕩器信號P1和P2。
提供控制電路405是為了控制所述電路以便提供反相的振蕩器信號P1和P2。最好是，提供180°相移的信號。
圖5表示第一級電壓泵的第一實施例。第一級電壓泵包括緩衝放大器501，它向電壓泵502和503提供電壓參考電源。這個參考電源被穩壓以便保持在由輸入到緩衝放大器501的非反相輸入端的參考電壓Vref確定的固定電平。來自緩衝放大器501的輸出作為反饋被提供到緩衝放大器501的反相輸入端。
最好是通過堆疊電容器原理來實現電壓泵502和503。電壓泵502和503被連接以便接收來自例如圖3和4所示的振蕩器的振蕩器信號，在圖3和4中，各自的振蕩器信號被表示為P1和P2。所述電壓泵在它們的輸出端提供信號P1′和P2′。電壓泵可以提供2到3倍(例如2.4倍)，或者更高，例如4到10倍的增加電壓電平。
通常，任何集成電路(IC，Integrated Circuit)技術都具有標稱工作電壓，在此電壓下，所有的部件都被指定為可運行。對於大多數CMOS技術來說，3V或5V是常用的。低於這些標稱電壓，所有器件都能安全地進行工作而不會擊穿。複雜的電路可以被實現為具有高性能。
高於這個標稱電壓電平，通常只有有限數目的部件是正常可用的。這就是說，由於標準的CMOS電晶體可能擊穿，所以它們不能被使用。然而，存在一種所謂的高壓CMOS電晶體的集成電路技術，但是這些技術是昂貴的，並且高壓CMOS電晶體的體積很大。因此，將電壓泵分為兩部分(低壓部分和高壓部分)是有利的。低壓部分工作於所述技術的標稱工作電壓(通常為3V或5V)以下，並且高壓部分工作於所述技術的標稱工作電壓以上。在高壓部分，各集成電路部件被預防配置以避免各部件在高電壓電平的擊穿。
因此，信號P1′和P2′是泵激的振蕩器信號。藉助於反饋配置，這些信號被提供以穩定的振幅水平。由此提供精確的振蕩器信號。由於反饋配置要求更複雜的電路布局，而所有其它條件都相同，所以第一級電壓泵最好是被實現在晶片的一部分上，上述晶片被配置工作於所述晶片的那一部分的標稱電壓電平，或者低於所述標稱電壓電平，同時，P1′和P2′的振幅水平最好是基本上等於所述部分的標稱電壓電平。由於精確的振幅水平已被輸入到隨後的泵，所以使工作于振蕩器信號P1′和P2′的隨後的電壓泵更簡單。此外，由于振蕩器信號的振幅典型地低於標稱電壓電平，所以把振幅泵激到標稱數值減少了為達到給定的(泵激)偏置電壓電平的隨後電壓泵級的數目。
圖6表示第一級電壓泵的第二實施例。在這個實施例中，輸出信號P1′和P2′作為反饋信號提供給緩衝放大器501的反相輸入。輸出信號P1′和P2′作為反饋信號經由電路604被提供，以便獲得信號P1′和P2′的精確和/或固定脈衝電平。電路604提供輸出信號，它表示組合，例如整合P1′和P2′，使P1′和P2′的振幅組合在一起。
在一個優選的實施例中，可以提供附加的反饋環路，以便獲得所期望的電路/穩壓器的穩定性，從而提供精確的和/或固定的脈衝電平。
圖7表示第一級電壓泵的第三實施例。在這個實施例中，把輸入電壓泵激例如2.4或3倍的反相器502和503被不泵激輸入電壓的常規反相器所取代。然而，為了在低壓部分獲得精確和相對高的脈衝振幅水平，提供了電壓泵703。電壓泵703向反相器701和702提供泵激的電源電壓。所述反相器被配置成提供具有基本上等於反相器的電源電壓的脈衝振幅電壓的振蕩器信號P1′和P2′。由此提供了用於提供穩定振蕩器信號的替代電路。
在又一個提供穩定振蕩器信號的替代電路中直接從電壓泵VP703的輸出端向緩衝放大器501的反相輸入端(-)提供反饋信號。由此，由反相器701和702提供的輸出電壓不包括在反饋環路中。但是，由於所述反相器與電壓泵703相比是相對較精確的，所以實現了P1′和P2′的良好穩壓。由此而來，可以省去電路604。
圖8表示一個複合電壓泵。該複合電壓泵807包括第一級電壓泵802(UPC1)和第二級電壓泵。第二級電壓泵包括級聯的電壓泵803、804、805、806(UPC2)。
可以以不同方式來實現第一級電壓泵，但是第一級電壓泵的優選實施例已經在上文中公開。第一級電壓泵基于振蕩器801，它提供彼此移相180°的振蕩器信號P1和P2。所述振蕩器信號被提供到電壓泵802(UPC1)，以便提供泵激的振蕩器信號P1′和P2′。回想在上文中曾述及，對泵激的振蕩器信號進行調節，以便提供精確的同時又是相對高的電壓電平。還回想到，通過在低壓部分中實現的電路來提供泵激的振蕩器信號。低壓部分用虛線框810表示。
如果構成振蕩器信號P1′和P2′的重複脈衝的脈衝振幅相對於為低壓部分810指定的標稱電壓電平來說已經被最大化，則在第二級中的級聯的電壓泵的數目可以被最小化，其它條件都相同。因而，提供了一種晶片面積更有效的設計。
回想在上文中曾述及，任何集成電路技術都有一個標稱電壓，處於或低於這個標稱電壓，所有部件都被指定為可以正常工作，而不會發生直流電壓擊穿。處於或低於這個標稱電壓，複雜的電路可以被實現為具有高性能。高於這個標稱電壓電平，只有有限數目的部件是可用的。這就是說，例如標準的CMOS電晶體，由於它們可能因高電壓電平而被擊穿，所以它們不能被使用。所述有限數目的部件包括高壓CMOS電晶體，但是用於實現高壓CMOS電晶體的技術是昂貴的，並且所述部件的體積很大。因此，將電荷泵分為低壓部分和高壓部分是有利的。
轉到電壓泵的說明上來泵激的振蕩器信號P1′和P2′被提供到級聯的各電壓泵803、804、805、806(UPC2)中的每一個。向被表示為UPC2的每一個電壓泵提供輸入信號，在電路節點(b)、(c)和(d)處，所述輸入信號被表徵為一個直流電壓，在其上疊加有具有基本上約為P1′和P2′的脈衝振幅的脈衝振幅的振蕩信號。節點(a)最好被連接接收來自UPC1的直流信號。這個直流信號可能是接地參考、直流電平，例如，向反相器502、503提供的直流電源電壓或者其它直流信號。
電壓泵的級聯產生從節點(a)到節點(b)、到節點(c)到(d)和(e)逐漸增加的電壓電平。每一個電壓泵都可以將對應於例如振蕩信號的脈衝振幅的4倍的電壓添加到輸入所述電壓泵的直流信號上。然而，這取決於所述泵的配置，特別是取決於所述配置中電容器的數目以及所述泵中的損耗大小。
由電壓泵805在電路節點(e)提供的電壓電平經由串聯電阻R(808)和端子Tc2作為麥克風偏置電壓來提供，以便提供麥克風部件中的一個上的電荷。
電容器C(809)被連接成阻隔泵激的直流偏置電壓到達前置放大器(未示出)的輸入級，上述前置放大器被連接到端子Tc4，以便接收來自麥克風部件的麥克風信號，上述麥克風部件被連接到在其上提供偏置電壓的端子Tc2。
通過經由端子Tc5抽取電流來向振蕩器801和電壓泵802供電。然而，也可以經由也提供麥克風信號的端子Tc4來供電。
尤其是對通信麥克風來說，應用這種多級電壓泵來獲得每晶片面積單位的相對較大總電壓泵因子是有利的。
最好是，電壓泵803、804、805和806(UPC2)屬於同一類型；最好它們是相似或相同的。
高壓集成電路部件需要較大的相互間隔、較深的阱、較厚的柵極氧化物等。這就是說，物理上，它們是不同的部件。在下文中，將說明在高壓部分中實現的一種迪克遜(Dickson)型電壓泵。
圖9表示第二級電壓泵。這種電壓泵被表示為迪克遜—轉換器形式，並且最好構成複合電壓泵UPC2的模塊803-806。在這個實施例中，迪克遜—轉換器包括4個二極體—電容器級，但是可以採用更少或更多的級。迪克遜電壓泵通常由若干個二極體—電容器級組成。其數目取決于振蕩器信號P1′和P2′的脈衝振幅和所期望的輸出電壓。電壓泵901接收輸入電壓信號。在泵901被連接成級聯方式的情況下，可以通過一個前置的泵模塊，以在直流信號上疊加基本上對應於P1′或P2′的振蕩器信號的形式來提供輸入信號。所述輸入信號在被指定為「In」的端子提供，同時在被指定為「Out」的端子上提供泵激的輸出信號。所述泵由振蕩器信號P1′和P2′來操作，以便分別地對電容器C1、C3和C2、C4進行充電。當所述電壓泵已經到達正常工作狀態，並且泵激的輸出電壓已經到達標稱值時，每一個二極體—電容器級都增加了一個電壓階躍，它等於所述振蕩器脈衝振幅減去在這一級的任何損耗。因而，可以提供大於輸入電壓和脈衝振幅的輸出電壓。
迪克遜電荷泵的特徵在於簡單的電路配置，它可以用許多不同的集成電路技術來實現。可以使用很小的晶片面積來實現迪克遜泵。此外，迪克遜電荷泵的特徵在於，當驅動高阻抗負載(麥克風)時的低噪聲和低輸出波動。這就是說，當所述電壓泵已經到達正常工作狀態，並且泵激的輸出電壓已經到達標稱值時，流過各二極體D1、D2、D3和D4(或者採取CMOS電晶體形式的有源器件)的電流變得非常小。這反過來又極大地增加了各二極體的阻抗，從而有效地濾除任何開關噪聲和來自其它電路部件的噪聲。
然而，在有吸引力和簡單的集成電路實施方式中，由於寄生電容使得泵電平性能下降，並且把輸入電壓電平和輸出電壓電平聯繫起來的泵電平因子難以控制。由此，難以獲得可預測的或預期的偏置電平。由於倍增因子取決於寄生電容，並且由於在每一個迪克遜段上都有一個絕對電壓降，所以必須使用儘可能少的迪克遜級來獲得有效的電路配置。
可以提高迪克遜倍增器的精度，同時可以使每一個迪克遜段上的電壓降最小化。但是這要付出增加複雜性和尺寸的代價。這就是說，不能使用簡單的部件來實現迪克遜倍增器，而是必須使用高壓電晶體和特殊的高壓工藝來實現。這就導致較大的面積和較高的成本。
優選的標準集成電路技術提供了製作能耐受比標稱電壓更高電壓的部件的可能性。這些部件基於寄生電容，因此不是十分精確並且難以控制。要注意的是，金屬電容器基於金屬層、N阱中的結型二極體等之間的寄生耦合。但是，僅當使用像迪克遜泵的簡單電壓泵時，才可能使用這樣的部件。使用簡單的迪克遜倍增器也使我們能夠使用來自高壓技術(例如深N阱)的高壓部件的子集。
當振蕩器信號P1′和P2′的脈衝振幅基本上等於低壓部分的標稱電壓時，就可以用簡單的電壓泵來配置高壓部分。這就提供了使用能承受高壓的寄生部件來實現電壓泵的優點。寄生部件的實例是金屬電容器、結型二極體和多晶矽二極體。
圖10表示具有寄生電容器的第二級電壓泵。這一級對應於圖8所示的泵級，但是這裡示出了寄生電容Cp1、Cp2、Cp3和Cp4。當電容器C1、C2、C3和C4在集成電路晶片上實現時，所述寄生電容就存在。
圖11表示金屬氧化物電容器的集成電路實施方式。一般地說，並且當實現電壓泵的電容器時，金屬氧化物襯底(MOS)集成電路技術僅提供每單位面積的有限容量。然而，MOS技術能夠承受高壓而不發生電壓擊穿(破壞性放電)。因此，MOS技術適用於實現高壓電壓泵或迪克遜轉換器的級聯級。應當注意的是，複合電壓泵的第二級典型地產生10伏以上的電壓，例如15、20、30或者甚至高達50或60伏。這些電壓是用於諸如行動電話、照相機、個人數字助理等消費類電子產品的通常可得到的技術的高電壓。
金屬氧化物電容器的集成電路實施方式被描繪為一個電容器，例如圖10的C1。藉助於兩塊金屬板來實現所述電容器。在矽襯底1101上實現所述電容器。在所述矽襯底上，提供第一層二氧化矽1102，它從電氣上將第一板M1(1106)與襯底隔離。在第一層和所述板M1(1106)上提供第二層二氧化矽(1103)，以便使第一板與第二板M2(1105)隔離。提供第三層二氧化矽(1104)，使板M2與其它電路或周圍隔離。連接電容器板的路徑在例如第二和第三氧化層1103和1104中路由。
典型地，由於襯底被連接到接地參考，所以所述襯底形成一個電容器板，它與C1的第一板相配合，以便生成寄生電容器Cp1。
與所謂的多晶矽電容器(poly-capacitor)相比，在MOS技術中氧化層較厚，因此電容量較低。
圖12表示多晶矽二極體的集成電路實施方式。多晶矽二極體的集成電路實施方式被描繪為單個二極體。藉助於P+摻雜材料1203和被安排與P+段相鄰的N+摻雜材料1204的層段來實現所述二極體。所述P+摻雜和N+摻雜層段被安排在二氧化矽層上，以便令所述各段與矽襯底1201隔離。
由於多晶矽二極體能承受高壓，所以它們適用於電壓泵。典型地，所述氧化層具有大約1000納米(nm)的厚度，並且能承受高達200-300伏。
圖13表示N阱中的擴散二極體的集成電路實施方式。所述擴散二極體被放置在矽襯底層1301中的阱中。通過向襯底1301的一部分提供N+摻雜來獲得所述阱1304。在阱1304中，在與N+摻雜部分1303隔開的位置上提供P+摻雜部分1302。
向P+摻雜部分提供電路路徑以便提供電路節點(1)，同時向N+摻雜部分提供電路路徑以便提供電路節點(2)。由此形成一個二極體D1。然而，由於N阱二極體的物理結構，並且由於襯底1301典型地被連接到接地參考(節點(3))，也生成了寄生二極體D2。
圖14表示具有N-MOS開關的電荷泵。所述電荷泵屬於迪克遜型，並且包括4個開關電容器級S1，C1；S2，C2；S3，C3；和S4，C4。N-MOS開關1401、1402、1403包括被連接成二極體的第一N-MOS電晶體1401，以便向被連接成可控開關的第二電晶體1405提供偏置。
最後一個開關—電容器級的開關S4被連接成二極體。電容器CL(1413)代表負載(所述麥克風元件)。電晶體1407與電容器C5(1412)相結合，提供對開關S3(1403)的控制。
必須注意的是，電壓泵的其它類型和實施方式也是可用的。
圖15表示具有主從配置的複合電荷泵。在複合電荷泵807的這種配置中，在高壓部分811中提供簡單的反饋電路。所述反饋電路基於類似的電壓泵模塊1501，最好是儘可能地相似於電壓泵模塊803。電壓泵模塊1501接收與泵模塊803相同的輸入。電壓泵模塊1501的輸出被連接到穩壓器1502(以比較器的形式來表示)。來自泵模塊1501的輸出與參考電壓Vref進行比較，並且穩壓器向電壓泵802返送一個誤差信號。電壓泵802被配置成根據誤差信號而提供振蕩器信號P1′和P2′的穩壓振幅。由此提供一種主從式穩壓配置，其中，在高壓部分，但在高壓部分的級聯電壓泵的相對靠前級檢測電壓。
在一種可替代的配置中，直接從電路節點(a)提供在電路節點(b)處的檢測電壓。由此，可以省去主電壓泵1501。
圖16表示包括集成電路的麥克風，集成電路具有電壓泵和具有反饋濾波器的前置放大器。電壓泵Vpmp(1601)經由電阻Rc(1602)提供泵激電壓作為偏置電壓Vb。電容器Cc與電阻Rc配合工作，以便從所述電壓泵中去除噪聲。電壓泵1601可以被實現為如圖8所示那樣，在這個實例中，電阻Rc(1602)對應於電阻R(808)，同時電容器Cc對應於電容器C(809)。然而，在所示的配置中，麥克風元件Cmic(1603)被連接成浮動裝置。當所述麥克風元件是MEMS裝置時，由於MEMS麥克風典型地允許被連接成浮動裝置，所以這種把麥克風元件連接成浮動裝置的配置是特別方便的。
所述電壓泵經由麥克風101的被表示為Pwr/Out的輸出端接收工作電流。
在一種可替代的配置中，麥克風元件1603連同其麥克風部件中的一個被連接到接地參考，見例如圖1。對於典型的靜電電容式麥克風來說，其麥克風部件中的一個(典型地為背板)被配置成與接地參考連接。
運算放大器1604的非反相輸入端(+)被連接接收來自電容式麥克風元件Cmic的第一板部件的麥克風信號。所述放大器1604被提供反饋電路1605。所述反饋電路1605具有被表示為「a」的輸入口，它被連接接收來自放大器1604的輸出信號，還有一個被表示為「b」的輸出口，它被連接到放大器1604的反相輸入端(-)。包括放大器1604和反饋電路1605的前置放大器在半導體襯底1606上實現。
放大器1604和反饋電路1605組合具有從非反相輸入端(+)到輸出端(它對應於被連接到所述反饋電路的輸入口「a」的電路節點)的頻率傳遞函數。這個頻率傳遞函數具有高通特性。然而，所述反饋電路具有從口「a」到口「b」的頻率傳遞函數，它有一個零點和一個極點；其中，所述零點位於比所述極點更高的頻率上。因此，所述反饋電路具有低通特性。
採取濾波器形式的所述反饋電路可以是一階濾波器，或者它可以具有更高的階；例如二階、三階或四階。它可以被實現為無源電路或有源電路。所述反饋環路保證具有反饋的放大器在低頻(低於例如20、10或5Hz)具有相對低的總增益，而在音頻頻段(處於例如20Hz至20kHz的範圍內)具有相對高的總增益。
所述前置放大器從被表示為Pwr/Out的其輸出端供電。然而，例如經由被連接到電源電壓Vdd的電阻1608，通過端子Pwr/Out抽取電流也應當是可能的。所述放大器被連接成非反相放大器，麥克風被連接到非反相輸入端。這樣就保證了麥克風的電容性負載非常低。由於反饋，放大器1604的反相輸入端(-)將精確地跟隨非反相輸入端(+)。如果放大器1604的輸入級是差分電晶體對(即，差分級)，則電晶體對的柵—源電壓將保持恆定，同時，輸入電容最終將非常低。
轉到由電壓泵產生的偏置電壓回想當在麥克風板式部件中的一個上沒有駐極體層時，就需要一個外部偏置，並且所述外部偏置可以由被集成在與所述前置放大器相同的半導體襯底上的電壓泵來提供。還有，電壓泵通常帶有很多噪聲，因此需要一個去耦濾波器。這個濾波器可以包括去耦電容器Cc和大電阻Rc。為了對電壓泵1101的噪聲進行去耦，需要具有非常低的截止頻率的濾波器。因此在接通電源期間，它十分緩慢地進入工作狀態。這就是說，一個很大的低頻信號將在放大器的輸入端出現一段顯著的時間。因此，在低頻具有低增益的前置放大器被證明是十分有利的。
如果所述麥克風在高直流電壓下被偏置，則由於所述放大器在幾乎所有情況下都不能處理大的直流電平而不出現過載，所以在所述放大器和所述麥克風之間需要直流耦合電容。而且，通過把每一個元件集成在同一晶片上，可以使整體性能優化，從而產生可能的最佳性能。
應當注意的是，可替代地，可以經由單獨的電源端向所述集成電路供電，由此經由不同端子來提供麥克風信號和接收供電。
圖17a表示第一反饋濾波器。反饋濾波器1605形成具有被表示為「a」的輸入口和被表示為「b」的輸出口的反饋電路。輸入口a經由串聯的第一電阻R2(1702)、電容器C(1703)和第二電阻R3(1701)被連接到接地參考；輸出口b被連接到由第一電阻R2(1702)和電容器C(1703)的互聯形成的電路節點。
可以通過多種途徑來實現所述反饋濾波器，但是要把所述反饋濾波器集成到晶片上，它們中的所有(方案)並不是同等容易的。特別是由於所需的元件值難以在晶片或半導體襯底上實現，所以具有串聯電阻的濾波器類型是難以實現的。
所期望的濾波器傳遞函數是一個高通濾波器函數。典型地用兩個電阻與一個電容器串聯來實現(見圖17a)。在低頻，從口a到口b的傳遞函數接近於1，並且在較高的頻率上，它取決於R2和R3之比。為了得到低噪聲，所述電阻必須處於千歐姆(kOhm)範圍內，因此要求電容器數值處於納法拉(nF)範圍內，以便實現所期望的截止頻率。處於納法拉(nF)範圍內的電容器可能需要額外的晶片面積，因此這樣的解決方案看來不可能用於晶片實現。然而，為了方便的集成電路實現而修改所述濾波器應當是屬於本領域的技術人員的技巧範圍內。
圖17b表示用於集成電路實現的第二反饋濾波器。反饋濾波器1605形成具有被表示為「a」的輸入口和被表示為「b」的輸出口的反饋電路。所述濾波器具有這樣的配置，其輸入口a被連接到串聯連接的第一電阻R2(1707)和第二電阻R3(1708)，二者在它們的互聯中形成一個電阻節點。所述輸入口也被連接到串聯連接的第一電容器C1(1706)和第二電容器C2(1704)，二者在它們的互聯中形成一個電容器節點。所述電容器節點形成所述輸出口。此外，所述電阻節點和電容器節點通過電阻R1(1705)互相連接。
對這種反饋濾波器的配置來說，從口a到口b的低頻傳遞函數取決於兩個電阻R2(1707)和R3(1708)。高頻傳遞函數取決於C1(1706)和C2(1704)。可以通過R1(1705)來設置所述濾波器的截止頻率。如果R1(1705)被選擇得很大，則濾波器的噪聲將移動到很低的頻率上，並且因此就能使音頻頻段的噪聲最小化，而不必使用特別大的電容器數值。在半導體襯底上實現的適當範圍是C1＝1-500皮法(pF)，C2＝1-500皮法(pF)，以及R1＝吉歐姆(GOhm)-太歐姆(TOhm)。
圖18表示結合前置放大器的詳細視圖的自舉配置。放大器輸入級1801包括PMOS器件1803、1806的差分對。作為對存在的1/f噪聲和白噪聲的優化，這個差分對必須在寬度和長度方面進行優化。必要時，通過調整差分對中的兩個電晶體的長度比，能將偏移建立到差分對中。可替代地或者附加地，可以調整差分級的底部的電流鏡1804、1805的鏡像因子。如果所述差分對電晶體的長寬比之比為A，並且電流鏡像因子為B，則所述放大器的偏移將為n*Vt*In(A*B)。式中，n為所謂的弱反轉斜率因子，Vt為常數，大約等於26毫伏(mV)。
存在差分輸入級的各種實現方式—例如，可以用所謂的摺疊級聯與PMOS電流鏡相結合來取代NMOS電流鏡1804、1805。
在所述放大器的輸出級1802，輸出電晶體1808被連接到高阻抗增益節點。其功能是提高增益，並且將高阻抗節點與外部隔離。要注意的是，具有變化電流的唯一器件是輸出電晶體。由此，其它電晶體被恆流源偏置。
這樣一來，說明了具有差分輸入級和輸出級的主放大器。
如上所述，金屬氧化物電容器內在地提供寄生電容。因此，像電容器C1(107)那樣的隔直電容器建立寄生電容器。這個寄生電容器將使輸入到前置放大器的麥克風信號劣化。然而，如電容器Cp(1809)所示，通過把寄生電容器耦合於在其上接收麥克風信號的放大器的輸入端(例如非反相輸入端)和在電晶體1807和1803(1806)之間建立的放大器電路節點之間，就能基本上去除寄生電容器的影響。在這兩個節點之間，電晶體1803(也可能是1806)提供約為1倍(0dB)的增益。由此，電容器兩端的電壓擺動將被保持在0伏附近。
可替代地，所述寄生電容器被耦合在前置放大器的反相輸入端(-)和非反相輸入端(+)之間。由此，利用輸入端的電壓跟隨特性來降低寄生電容器Cp的影響。
寄生電容器Cp的第一個板元件與非寄生電容器(例如，像電容器C1(107)那樣的隔直電容器)共享。寄生電容器Cp的另一個板元件基本上是集成電路的襯底，但是由於它被連接到地，所以就提供了所述襯底和所述第一板元件之間的屏蔽，以便建立與寄生電容器的接觸。藉助於例如N阱二極體來提供屏蔽，N阱二極體在成為寄生電容器的板元件的同時，提供對所述襯底的電氣絕緣。
圖19表示含有集成電路的麥克風的第一實施例，其中帶有∑-Δ模擬—數字轉換器。所述∑-Δ模擬—數字轉換器1903經由晶片1902的端子Tc4和麥克風1901的端子T3接收時鐘信號。響應於所述時鐘信號，經由端子Tc5和T4輸出串行數字數據。所述∑-Δ模擬—數字轉換器從穩壓器1904接收電壓參考，上述穩壓器1904也向振蕩器103和放大器108提供電壓參考或電源。經由單獨的端子Tc6(T5)向所述穩壓器1904供電。
低通濾波器LPF(904)對來自電壓泵104的泵激電壓進行濾波，以便主要地消除在泵激電壓信號中的開關噪聲。
圖20表示含有集成電路的麥克風的第二實施例，其中帶有∑-Δ模擬—數字轉換器。在這個實施例中，控制所述∑-Δ模擬—數字轉換器1903的時鐘信號作為輸入振蕩器信號也被施加到電壓泵103。如上所述，最好是，電壓泵提供時鐘信號的180°相移形式，以便為後繼的處理提供信號P1和P2。
在一個可替代的實施例中，提供一個分頻器或倍頻器，以便在∑-Δ轉換器和電壓泵之間相對地移動振蕩器頻率。外部提供的時鐘信號的共享使用減少了晶片面積的佔用。
一般地說，必須說明的是，所述麥克風可替代地可以在一種浮動配置中被連接。例如，麥克風Cmic可以取代電容器C1或906。相應地，電容器C1或906也可以取代麥克風Cmic。
一般地說，結合前置放大器的配置來說，要注意的是，前置放大器可以是不同類型。因此，所述前置放大器可以被實現為提供差分輸出信號的差分放大器。由此，向所述差分放大器提供響應於麥克風上的聲壓而提供的信號。差分放大器的特徵在於，它具有這樣一種增益特性當頻率低於音頻範圍時具有相對低的增益，而當頻率處於音頻範圍內時則具有相對高的增益。最好是，低於音頻範圍時，所述增益特性按照一階、二階、三階、四階或更高的階下降。除此之外，所述放大器的特徵還在於，把低頻麥克風信號當作共模信號來處理，並且把高頻麥克風信號當作差模信號來處理。由此，低頻分量被有效地抑制。差分輸出信號作為麥克風前置放大器的輸出信號而在兩個端子之間提供。
特別是，結合∑-Δ調製器來說，重要的是去除低頻信號，否則，所述低頻信號將在由∑-Δ轉換器提供的數位訊號中產生無效模式的音調。
圖21表示一個麥克風外殼。所述麥克風外殼2101以示意圖的形式來表示集成電路IC(2102)和麥克風元件2103。所述集成電路2102包括如上所述的前置放大器和電壓泵，並且被實現在半導體襯底或單個晶片上。
圖22表示含有集成電路和MEMS麥克風元件的麥克風的示意圖。麥克風2201包括被集成在第一襯底2202上的MEMS麥克風元件。如上所述，在第二襯底2203上提供前置放大器電路和電壓泵。第一和第二襯底互相結合以便提供電氣連接。
前置放大器電路包括上面所公開的不同實施例中的一個，即，包括電壓泵和前置放大器。可選地，所述前置放大器被提供反饋電路，以便為所述前置放大器提供高通濾波器特性。
應當注意的是，所述MEMS麥克風元件、所述電壓泵和所述麥克風前置放大器可以被集成在單個半導體襯底上。
在一個優選實施例中，所述前置放大器的輸入側被連接到限幅器電路。當電荷泵起動時，在麥克風電容器的一側將出現很大的信號。如果沒有限幅器，這個大信號也將被耦合到所述前置放大器的輸入端。這個信號具有大的低頻成分，如果所述前置放大器在低頻具有標稱增益，所述信號將會使前置放大器過載。來自電荷泵的一個「接通電源」脈衝將等效於非常大的輸入聲壓電平。位於所述前置放大器輸入端的限幅器可以被設計成箝位所述啟動脈衝，同時在很大程度上不影響正常工作。藉助於兩個二極體連接的電晶體或者一對背靠背連接的二極體，就能實現這種限幅器。如果所述前置放大器被附加地設計成具有高通濾波器功能的增益對頻率函數，就能容易地避免同樣的問題。
集成電路不同於離散電路之處在於，物理實現在相同矽片中。
一般地說，基於電容器原理的麥克風被表示為電容式麥克風，其中，電容器極板之一是沒有駐極體層(或者基本上沒有駐極體層)的可動膜。
上述特徵可以應用於含有具有反饋濾波器的增益級的前置放大器配置的實施例中，其中，所述配置在低於音頻頻段的頻率上具有相對低的增益響應，同時在音頻頻段具有相對高並且基本上平坦的增益響應。所述音頻頻段可以被定義為在音頻頻段的典型定義中的任何頻段。典型的定義可能是20Hz至20kHz。針對音頻頻段的示例性的低端截止頻率可以是20Hz、50Hz、80Hz、100Hz、150Hz、200Hz、250Hz。針對音頻頻段的示例性的高端截止頻率可以是3kHz、5kHz、8kHz、10kHz、18kHz、20kHz。基本上平坦意味著增益響應的變化處於大約±1dB；±3dB；±4dB；±6dB的範圍內。然而，可以使用其它附加的變化數值來定義術語「基本上平坦」。
以上已經公開了不同的前置放大器配置。這些配置包括不同的輸入/輸出端配置，例如，一種雙端配置。然而，應當注意的是，可以向麥克風和前置放大器提供3個、4個或更多的用於信號輸入/輸出的端子。特別是，應當注意的是，可以提供用於電源電壓(在第一端)和前置放大器輸出(在第二端)的單獨的端子。在差分式前置放大器輸出的情況下，除了一個端子用於電源以外，可以提供兩個端子用於輸出信號。
提供一個單獨的端子用於接地參考。這個接地參考典型地，但不總是，被電源和輸出信號共享。
權利要求
1.一種被配置成提供麥克風輸出信號的集成電路，包括連接以接收輸入信號的前置放大器，上述輸入信號是由可相對於第二麥克風部件移動的第一麥克風部件產生的；以及向每一個麥克風部件提供偏置電壓的電壓泵。
2.根據權利要求1所述的集成電路，其中，所述集成電路被配置振蕩器驅動的電壓泵，以便向每一個麥克風部件提供偏置電壓；並且其中，所述振蕩器被配置成抽取在由所述振蕩器提供的信號周期中基本上相等水平的電流。
3.根據權利要求1或2所述的集成電路，其中，所述振蕩器包括具有可以用電荷來充電的元件的路徑，並且其中，由所述振蕩器控制所述路徑，以便通過從公共源抽取的電流，交替地充電不同路徑的不同元件。
4.根據權利要求1至3中任何一項所述的集成電路，其中，所述電壓泵具有第一泵級以及第二泵級，在第一泵級，具有電壓脈衝電平的振蕩信號被泵激到較高的電壓脈衝電平，在第二泵級，藉助於工作於由第一級提供的具有較高的電壓脈衝電平的振蕩器信號的電路，把電壓電平泵激到更高的電平。
5.根據權利要求1至4中任何一項所述的集成電路，其中，所述集成電路包括第一部分，它被配置以用於在等於或低於標稱電壓電平下的電操作的電路元件布局，以及第二部分，它被配置以用於在高於標稱電壓下的電操作的電路元件布局。
6.根據權利要求1至5中任何一項所述的集成電路，其中，所述第一電壓泵級的輸出信號作為反饋信號提供給一個電路，上述電路使從所述第一泵級輸出的信號(P1′；P2′)保持在固定的電壓脈衝電平。
7.根據權利要求1至6中任何一項所述的集成電路，其中，所述電壓泵具有提供中間偏置電壓的第一泵級，以及從所述中間偏置電壓提供偏置電壓的第二泵級；以及其中，所述第二泵級包括被配置為迪克遜轉換器的電壓泵。
8.根據權利要求1至7中任何一項所述的集成電路，其中，所述迪克遜型電壓轉換器的輸出信號作為反饋信號被提供給一個電路，所述電路提供從電壓轉換器輸出的信號的穩壓的電壓脈衝電平。
9.根據權利要求1至8中任何一項所述的集成電路，其中，多個電壓轉換器被級聯以提供偏置電壓，以及其中，與級聯中的第一轉換器匹配的另一個電壓轉換器被連接，以接收相同於第一轉換器的信號，並且向一個電路提供反饋信號，所述電路使從另一個電壓轉換器輸出的信號保持在固定的電壓電平。
10.根據權利要求1至9中任何一項所述的集成電路，其中，所述電壓泵包括被實現為金屬電容器的電容器。
11.根據權利要求1至10中任何一項所述的集成電路，其中，所述電壓泵包括被實現為多晶矽二極體的二極體。
12.根據權利要求1至11中任何一項所述的集成電路，其中，所述電壓泵包括被實現為N阱中的擴散二極體的二極體。
13.根據權利要求1至12中任何一項所述的集成電路，其中，所述前置放大器包括具有第一和第二輸入端的差分輸入級以及具有輸出端的輸出級；具有低通頻率傳遞函數的反饋電路，它被連接在輸出端和第一輸入端之間，並且被集成在所述半導體襯底上；以及其中，所述第二輸入端提供用於麥克風信號的輸入。
14.根據權利要求13所述的集成電路，其中，所述反饋電路是具有在頻域中具有零點和極點的傳遞函數的濾波器，其中，所述零點位於比所述極點更高的頻率。
15.根據權利要求13或14所述的集成電路，其中，所述前置放大器具有在頻域中具有零點和極點的傳遞函數；其中，所述極點位於0.1Hz至50Hz或0.1Hz至100Hz或0.1Hz至200Hz的範圍內。
16.根據權利要求13至15中任何一項所述的集成電路，其中，所述反饋電路是濾波器，它在頻域中低於轉折頻率的範圍內具有相對高的增益水平，並且在高於所述轉折頻率的範圍內具有相對低的增益水平。
17.根據權利要求13至16中任何一項所述的集成電路，其中，所述轉折頻率範圍位於低於大約100Hz的頻率。
18.根據權利要求13至17中任何一項所述的集成電路，其中，所述轉折頻率範圍位於低於40Hz頻率。
19.根據權利要求1至18中任何一項所述的集成電路，包括隔直電容器，它被連接以減小前置放大器輸入端的直流電壓，所述直流電壓來源於偏置第一或第二麥克風部件。
20.根據權利要求1至19中任何一項所述的集成電路，其中，所述集成電路包括模擬—數字轉換器。
21.根據權利要求1至20中任何一項所述的集成電路，其中，所述集成電路還被配置以模擬—數字轉換器，並且其中，所述電壓泵和所述模擬—數字轉換器由公用時鐘信號驅動。
22.根據權利要求20或21所述的集成電路，其中，所述模擬—數字轉換器是∑-Δ轉換器類型。
23.根據權利要求1至22中任何一項所述的集成電路，包括高通濾波器。
24.根據權利要求1至23中任何一項所述的集成電路，其中，所述前置放大器被配置成提供高通濾波器功能。
25.一種麥克風，包括根據權利要求1至24中任何一項所述的集成電路。
26.根據權利要求25所述的麥克風，其中，所述麥克風是電容式麥克風。
27.根據權利要求25所述的麥克風，其中，所述麥克風是MEMS麥克風。
全文摘要
集成電路(102)被配置成提供麥克風輸出信號，包括被連接以接收輸入信號的前置放大器(108)，上述輸入信號由可以相對於第二麥克風部件移動的第一麥克風部件產生；以及向每一個麥克風部件提供偏置電壓的電壓泵(104)。
文檔編號H04R3/00GK1938927SQ200480039389
公開日2007年3月28日 申請日期2004年12月1日 優先權日2003年12月1日
發明者麥可·德拉金斯基, 克勞斯·埃德曼·弗爾斯特, 莫哈默德·沙簡, 戴菲·薩希尼 申請人:音頻專用集成電路公司