電源電路以及使用該電源電路的漏電斷路器的製作方法

2023-09-24 11:59:05 1

專利名稱：電源電路以及使用該電源電路的漏電斷路器的製作方法
技術領域：
本發明涉及一種內置在與交流電路連接的漏電斷路器等中的電源電路以及使用該電源電路的漏電斷路器。
背景技術：
這種內置於漏電斷路器中的電源電路，在將從交流電路供給的交流電壓(例如AC100V、200V、440V等)利用整流單元變換為直流電壓後，將整流後的直流電壓利用降壓單元變換為低電壓的直流電壓(例如DC 24V)，並作為驅動電源向漏電檢測電路及跳閘裝置供
5口 O在這種電源電路中，降壓單元中大多採用恆壓式或恆流式的串聯調節器，以在抑 制電力損耗的同時，可以應對寬範圍的輸入電壓(例如，參照專利文獻I及專利文獻2。)。另外，在漏電斷路器中，具有在交流電路中產生漏電的情況下使開閉觸點斷開的漏電跳閘裝置、以及用於對漏電檢測及漏電跳閘功能是否正常起作用定期地進行檢查的測試功能，它們所消耗的電力也從上述恆壓電源或恆流電源的輸出電壓直接或者經由作為串聯調節器的恆壓電源而供給(例如，參照專利文獻3及專利文獻4。)。專利文獻I :日本特公平7-57062號公報(圖I及其說明)專利文獻2 :日本特開2009-95125號公報(圖I及其說明)專利文獻3 :日本特開2005-137095號公報(圖I及其說明)專利文獻4 :日本特開2006-302601號公報(圖2及其說明)

發明內容
如上述所示，在現有的漏電斷路器的電源電路中，漏電檢測電路的消耗電流、漏電跳閘裝置以及測試功能的消耗電流的總和，成為整流後的恆壓式或恆流式的串聯調節器的負載電流，因此，必須將該串聯調節器的電源容量增大，相反地，在由於該串聯調節器體積的制約及與損耗相伴的發熱問題而無法增大電源容量的情況下，必須抑制向漏電跳閘裝置及測試功能的電源供給，產生無法確保所需的漏電跳閘裝置的驅動力及測試電流等的問題。另外，作為該課題的解決策略，還考慮在整流後的降壓單元中使用高效的開關調節器，但在交流電路的電壓較高的情況下，例如在考慮使用於AC 440V的交流電路中的情況下，由於整流後的電壓成為超過600V的電壓，所以開關調節器中使用的開關元件必須具有高耐壓性且可以進行高速開關，但小型且滿足這種條件的開關元件幾乎不在生產，難以得到，並且為了對較高的電壓以高速進行開關，而對於開關元件需要較大的驅動電流，由於隨著情況的不同，會變得消耗大於或等於負載電流的驅動電流，因此，由進行開關引起的損耗(開關損失)較大，無法得到使用開關調節器的效果。另外，如果將整流後的高電壓利用開關調節器進行高速開關，則無法避免開關噪聲向交流電路傳播，可能產生電磁波幹擾等問題。因此，追加用於吸收噪聲的噪聲對策部件及電路，或使用有意地將開關波形鈍化而減少噪聲的產生本身的單元，但由於噪聲對策部件等的追加使電路規模變大，另外，將開關波形鈍化的對策使開關損失增加，所以存在無法得到使用開關調節器的效果等問題。本發明就是為了解決上述課題而提出的，其目的在於，得到一種電源電路及漏電斷路器，其將斷路器內部消耗的內部電源，在常態時僅使用來自串聯調節器的電源供給，僅在測試動作時或漏電動作時等非常態時，進行使用開關調節器實現的電源供給，通過抑制非常態時的消耗電流，從而實現小型化和省電化。本發明所涉及的電源電路具有整流單元，其將從交流電源供給的交流電壓變換為直流電壓；第I降壓單元，其將該整流單元的輸出電壓進行降壓；以及第2降壓單元，其將由所述第I降壓單元降壓後的輸出電壓進一步降壓，所述第I降壓單元由串聯調節器構成，所述第2降壓單元由開關調節器構成，所述第I降壓單元以及所述第2降壓單元的各輸出電壓均作為電源而使用。發明的效果在本發明中，具有整流單元，其將從交流電源供給的交流電壓變換為直流電壓；第I降壓單元，其將該整流單元的輸出電壓進行降壓；以及第2降壓單元，其將由所述第I降壓單元降壓後的輸出電壓進一步降壓，所述第I降壓單元由串聯調節器構成，所述第2降壓單元由開關調節器構成，所述第I降壓單元以及所述第2降壓單元的各輸出電壓均作為電源而使用，因此，通過在常態狀態下僅由串聯調節器供給電力，僅在非常態時利用開關調 節器供給所需的電力，從而抑制開關噪聲的影響，並且減少裝置整體的消耗電力，因此可以實現電源電路的小型化和裝置的省電化。


圖I是表示使用本發明的實施方式I中的電源電路而構成的漏電斷路器的事例的電路圖。圖2是表示使用本發明的實施方式2中的電源電路而構成的漏電斷路器的事例的電路圖。圖3是表示使用本發明的實施方式3中的電源電路而構成的漏電斷路器的事例的電路圖。
具體實施例方式實施方式I下面，根據圖1，對本發明的實施方式I進行說明。圖I是表示使用本發明的實施方式I中的電源電路而構成的漏電斷路器的結構的框圖。在圖I中，漏電斷路器100利用下述部分構成漏電斷路器的斷路和漏電檢測功能，即開閉觸點2，其對交流電路進行開閉；漏電檢測電路4，其與插入至交流電路I中的零相序變流器3連接，基於來自零相序變流器3的2次繞組3a的輸出信號，對漏電進行檢測；跳閘線圈6，其根據該漏電檢測電路4的輸出信號而經由開關單元5進行通電；以及跳閘裝置7，其在該跳閘線圈6通電時進行驅動而使開閉觸點2分離。另外，漏電斷路器100構成為，具有使用人員用於測試漏電功能的測試開關8，如果將該測試開關8閉合，則向生成測試電流的測試電路9供給電源，通過由測試電路9向開關單元10輸出與交流電路I相同頻率的脈衝信號，從而從漏電斷路器的內部電源向設置於零相序變流器3上的3次繞組3b中，流過利用限制電阻11調整為規定電流值的測試用模擬漏電電流。另外，漏電檢測電路4、跳閘線圈6、測試電路9以及與測試電路9的輸出聯動而使3次繞組3b勵磁的測試電流，需要用於分別進行動作的電能，但該電能是基於經由與交流電路I的各相連接的限流電阻12向全波整流電路13供給並全波整流後的直流電壓Vl而生成的。此外，限流電阻12是用於在向交流電路I上施加雷湧等高電壓時，防止向全波整流電路13流入過大的電流，對全波整流電路13以後的內部電路進行保護的電阻。對於全波整流後的直流電壓VI，雖然因限流電阻12使電壓略微降低，但由於是對交流電路I僅僅進行了全波整流後的高電壓，通過作為電壓降壓單元的第I串聯調節器14而降壓至中間的規定電壓，通過平滑電容器15生成波紋(ripple)得到了抑制的直流電壓 V2。進一步，該直流電壓V2通過作為電壓降壓單元的第2串聯調節器16，降壓至大約5V左右的直流電壓V3並穩定化，該直流電壓V3作為漏電檢測電路4和測試電路9的電源而使用。另外，還使直流電壓V2通過作為電壓降壓單元的第I開關調節器17而降壓至直流電壓V4，該直流電壓V4作為跳閘線圈6的驅動用電源以及使零相序變流器3的3次繞組3b勵磁的測試電流用電源而使用。下面，對漏電斷路器的常態狀態和漏電跳閘時、測試動作時的各自狀態下的電力損耗進行說明。首先，在漏電斷路器的常態狀態中，成為跳閘線圈6以及測試功能不動作，僅漏電檢測電路4進行動作的狀態，在圖I中，漏電檢測電路4的消耗電流Ia直接成為第I串聯調節器14以及第2串聯調節器16的負載電流。通常，由於在串聯調節器中存在一些損耗，所以串聯調節器的輸入電流和輸出電流的關係成為輸入電流>輸出電流，但在這裡，如果將損耗設為可以忽略程度的較小值，並設為輸入電流4輸出電流，則成為Ia h Ib h Ic h Id h Ie0另外，由於串聯調節器的損耗為輸入電壓與輸出電壓的電位差、和負載電流之積，所以第I串聯調節器14的損耗Pl成為Pl = (V1-V2) Ia，第2串聯調節器16的損耗P2成為 P2 = (V2-V3) la。嘗試向公式中代入具體的數字。如果將直流電壓Vl設為400V，將直流電壓V2設為40V，將直流電壓V3設為5V，將漏電檢測電路4的消耗電流Ia設為1mA，則第I串聯調節器14的損耗P I成為，P I = (V1-V2) Ia = (400-40) 0. 001 = 0. 36W,第2串聯調節器16的損耗P2成為，P2 = (V2-V3) Ia = (40-5) 0. 001 = 0. 035W。下面，對漏電斷路器的漏電跳閘時的電力損耗進行說明。在漏電跳閘時，從第I開關調節器17供給用於驅動跳閘線圈6的電流If。此外，在這裡，如果假設沒有進行測試動作，則電流Ij = 0，第I開關調節器17的輸出電流Ih =
Ifo在這裡，如果將第I開關調節器17的效率設為a，則
第I開關調節器17的輸入電流Ig由Ig = V4/V2/ a If 表示，第I開關調節器17的損耗P3成為P3 = (V2-V4) Ig (l_a )= (V2-V4) V4/V2/ a If (1-a )。另外，第I串聯調節器14的損耗Pl成為Pl = (V1-V2) Ib= (V1-V2) (Ig+Id)
= (V1-V2) (Ia+V4/V2/ a If)，如果將跳閘線圈6的驅動電流If設為40mA，將第I開關調節器17的效率a設為0.8，則第I開關調節器17的損耗P3成為P3 = (V2-V4) V4/V2/ a .If (1-a )= (40-20) 40/20/0. 8 0. 04 (1-0. 8)= 0. Iff第I串聯調節器14的損耗P I成為Pl = (V1-V2) (Ia+V4/V2/a If)= (400-40) (0. 001+20/40/0. 8 0. 04)= 9. 36W此外，對於第2串聯調節器16的損耗P2，由於是與常態狀態相同的條件，所以P2=0. 035W。如上述所示，由於在漏電跳閘時的第I串聯調節器14中，流過與始終動作的漏電檢測電路4的消耗電流Ia相比非常大的跳閘線圈6的驅動電流If，所以雖然是短時間，但第I串聯調節器14的損耗Pl比較大。但是，如果與現有技術的情況相比，則由於在現有技術中沒有第I開關調節器17，跳閘線圈6的驅動電流If直接成為第I串聯調節器14的負載電流，所以第I串聯調節器14的損耗Pl更大。如果在現有技術的情況下，將第I串聯調節器14的輸出電壓V2設為20V，而求出其損耗PlJlJPl = (V1-V2) (Ia+If)= (400-20) (0. 001+0. 04)= 15. 58W如上述所示，在本發明的漏電斷路器中，由於可以大幅度地減少漏電跳閘時的第I串聯調節器14的損耗，所以可以實現第I串聯調節器14的小容量化，相反地，可以增加跳閘線圈6的驅動電流，實現驅動能力的提高。下面，對漏電斷路器的測試動作時的電力損耗進行說明。在測試動作中，通過將測試開關8閉合，從而從第2串聯調節器14的輸出電壓V3向生成測試信號的測試電路9供給電源，由測試電路9所輸出的脈衝信號驅動的開關單元10，利用第I開關調節器17的輸出電壓V4經由限制電阻11向設置於零相序變流器3中的3次繞組3b流過測試電流。因此，此時消耗的電力取決於測試電路9的消耗電流Ii和流過3次繞組3b的測試電流Ij。測試電路9由小信號邏輯構成，消耗電流Ii為大約ImA左右，不太大，但測試電流Ij是測試用的模擬電流本身，所需電流的大小與漏電斷路器的額定感度電流成正比，與3次繞組3b的匝數N成反比。因此，在零相序變流器3較大而可以充分地確保3次繞組的繞線空間的情況下，通過增加3次繞組3b的匝數N而可以抑制測試電流I j，但在使用小型的零相序變流器3的情況下，繞線空間較少，大多對3次繞組3b的匝數產生制約，作為測試電流I j，必須確保與上述跳閘線圈6的驅動電流If等同的幾十mA左右的電流。對於測試動作時的電力損耗，與漏電跳閘時相同地進行說明。首先，第2串聯調節器16的輸出電流Ie成為漏電檢測電路4和測試電路9的和，因此Ie = Id = Ia+Ii另外，由於第I開關調節器17以與漏電跳閘開始同時地停止測試電流的方式進行控制，所以測試動作中的第I開關調節器17的輸出電流Ih與測試電流Ij相等，成為Ih =
Ijo在這裡，如果將第I開關調節器17的效率設為a，則第I開關調節器17的輸入電流Ig由Ig = V4/V2/ a Ij表示，第I開關調節器17的損耗P3成為P3 = (V2-V4) Ig (1-a )= (V2-V4) V4/V2/ a Ij (1-a )但該式子等同於將漏電跳閘的情況下的式子中的跳閘線圈6的驅動電流If置換為測試電流Ij。因此，如果將測試電流Ij設定為與跳閘線圈6的驅動電流If相同的水平，則第I開關調節器17的損耗P3成為，P3 = (V2-V4) V4/V2/ a Ij (1-a )= (40-20) 40/20/0. 8 0. 04 (1-0. 8)= 0. Iff另外，對於第I串聯調節器14的損耗P 1，如果將測試電路9的消耗電流Ii設為ImA,則P I = (V1-V2) (Ia+Ii +V4/V2/ a If)= (400-40) (0. 001+0. 001+20/40/0. 8 0. 04)= 9. 75WPl成為與測試電路9的消耗電流相對應而略微增加，但與漏電跳閘的情況大致等同的損耗。 在這裡，在現有的漏電斷路器的測試功能中，由於基於第I串聯調節器14的輸出電壓V2供給測試電流，所以與漏電跳閘時的情況相同地，如果將第I串聯調節器14的輸出電壓V2設為20V，而求出其損耗P1，則Pl = (V1-V2) (Ia+Ii+Ij)
= (400-20) (0. 001+0. 001+0. 04)= 15. 96W由此，在測試動作時，也是本發明的漏電斷路器的電力損耗較少。此外，對於第I串聯調節器14的輸出電壓V2，電壓設定得越高，越容易得到使用第I開關調節器17的效果，同時，也可以減輕第I串聯調節器14的負擔，相反地，如果將輸出電壓V2設定為超過50V的電壓，則對於平滑用電容器15及第I開關調節器17，需要選定高耐壓性的部件，產生無法使用廉價且易於得到的通用的小信號電子部件的缺點，另外，如果輸出電壓V2變高，則第I開關調節器17的開關電壓變高，容易產生開關噪聲，或者開關損失增加反而使效率降低，因此，優選將輸出電壓V2設定為40V左右。如上述所示，使用本發明的實施方式I中的電源電路的漏電斷路器形成為，利用第I串聯調節器14暫時降壓至中間的電壓V2，針對常態進行動作的電路，將電壓V2利用第2串聯調節器16進一步降壓而供給電源，對於漏電跳閘及測試動作等僅臨時進行動作的電 路，將電壓V2利用第I開關調節器17進一步降壓而供給電源，因此，可以減小由於降電壓較大而必然使電力損耗變大的第I串聯調節器14的負載電流，可以實現電源電路整體的小型化及抑制發熱。另外，由於對於跳閘線圈6的驅動電流If及測試電流Ij，電源的供給能力產生富餘，所以可以使線圈6的驅動電流If增加，提高動作力，或使測試電流Ij增加，減小3次繞組3b的匝數，抑制成本。另外，由於在現有技術中存在產生該開關噪聲及開關損失的問題，所以沒有使用開關調節器，但如本發明所示，通過經由第I串聯調節器14以比較低的電壓使第I開關調節器17動作，從而可以抑制開關噪聲及開關損失，可以提高電源電路的效率。另外，通過將第I開關調節器17僅在漏電跳閘及測試動作時等非常態時使用，從而即使假設第I開關調節器產生開關噪聲，也可以通過僅限於在斷路器動作時暫時產生，而將噪聲的惡劣影響抑制到最小限度。實施方式2下面，根據圖2，對本發明的實施方式2進行說明。圖2是表示使用實施方式2中的電源電路的漏電斷路器的電路圖。在本實施方式中，將使用實施方式I所示的電源電路而構成的漏電斷路器的測試動作時的損耗進一步減少。在圖2中，18是作為輸出非常低的電壓(例如小於或等於IV)的電壓降壓單元的第2開關調節器，在其輸入側，通過與測試電路9的輸出脈衝聯動而動作的開關單元10，連接第I開關調節器17的輸出電壓V4，另外，其輸出電壓V5構成為，經由限制電阻11使電流Ik流過零相序變流器3的3次繞組3b。在實施方式I所示的漏電斷路器的例子中，在測試動作中，用於將測試電流設定為規定值的限制電阻11損耗大量的電力，雖然與現有的漏電斷路器相比已經得到了改善，但對於測試動作，由於只要向3次繞組3b流過勵磁電流即可，所以對於該限制電阻11的損耗而目，不能說是效率聞。因此，在本實施方式中，為了可以在減小該限制電阻11的損耗的同時，增大向3次繞組3b的勵磁電流，而利用與測試電路9的輸出脈衝聯動地進行動作的開關單元10，將從電壓V4流出的電流Ij利用第2開關調節器18而降壓至非常低的電壓，由此，在減小限制電阻11的損耗的同時，使3次繞組3b中流過更大的勵磁電流。此外，由於第2開關調節器18起到所謂電流放大的作用，所以作為第2開關調節器18，可以使用恆流輸出型的開關調節器，在此情況下省略限制電阻11。另外，近年，伴隨著小型便攜設備的普及，以小於5V的設備為中心而大量開發出單晶片化的DC-DC變換器，並廉價地供給，因此，也可以將這種單晶片化的DC-DC變換器作為第2開關調節器18使用，可以期待進一步小型化和高效率化。此外，對於這種單晶片化的DC-DC變換器，在多數情況下，可輸入的電壓不高，在將這種DC-DC變換器作為第2開關調節器18使用的情況下，雖然效率略微下降，但也可以將經由開關單元10輸入的電壓設為電壓較低的第I串聯調節器的輸出電壓V3，而並非電壓V4。如上述所示，通過將第2開關調節器18用於測試信號的生成，從而可以期待下述等效果，即，削減第I串聯調節器14的最大負載電流，實現電源電路的小型化及削減斷路器 整體的消耗電流。另外，由於向3次繞組3b流動的勵磁電流，即作為測試電流而流動的電流被大幅度地放大，所以可以大幅度地減少3次繞組3b的匝數，由於可以將現有的零相序變流器3內部設置的3次繞組3b本身，在零相序變流器3的外部利用電線按照幾圈左右的匝數進行設置，所以不需要零相序變流器3內部的3次繞組，可以實現零相序變流器3的成本減少及小型化。實施方式3下面，根據圖3，對本發明的實施方式3進行說明。圖3是表示使用實施方式3中的電源電路的漏電斷路器的電路圖。在本實施方式中，通過使得實施方式2所示的第2開關調節器18為恆流輸出型，從而高效地產生漏電斷路器的測試動作時的測試電流，進一步減少損耗。在圖3中，第2開關調節器18與實施方式2相同地，是產生測試電流的電路，但輸出是固定為規定電流的恆流輸出，因此，省略用於限制電流的限制電阻U。另外，通過提高輸入電壓，增大輸入和輸出的電壓比，從而提高第2開關調節器18的效率，因此，使得經由開關單元10向第2開關調節器18輸入的輸入電壓為第I串聯調節器14的輸出電壓V2，這一點與實施方式2不同。實施方式3中的第2開關調節器18構成自激式的降壓斬波型開關電路，其以具有下述部分的電路為基本，即開關元件Ql ;電感器LI，其作為第2開關調節器18的輸出端；相對於電感器的續流二極體Dl ;以及光耦合器PC1，其對作為第2開關調節器18的輸出端的輸出水平(level)進行檢測，向開關元件Ql側進行反饋控制。此外，電晶體Q2以及電阻R2、R3、R4是用於與光耦合器PCl的輸出相對應而對開關元件Ql進行通斷控制的門電路的結構部件。下面，對實施方式3中的第2開關調節器18的動作進行說明。通過與測試電路9的輸出脈衝聯動而動作的開關單元10，以與交流電路I相同的頻率，向第2開關調節器18斷續地供給第I串聯調節器14的輸出電壓V2的電壓。在初始狀態下，如果向第2開關調節器18供給輸出電壓V2的電壓，則從電阻R4向電晶體Q2中流過基極電流，電晶體Q2成為閉合狀態，經由電阻R3使P通道的開關元件Ql成為閉合狀態，電流Ik從電感器LI開始向並聯連接的電阻R1、光耦合器PCl的輸入側發光二極體流動，並經由零相序變流器3的3次繞組3b向GND流動，但電流Ik由於電感器LI的電感成分而以固定速度直線性地增加。在這裡，在電流Ik較小，電阻Rl的兩端電壓(S卩，電阻Rl的電阻值X電流Ik)比光耦合器PCl的輸入側發光二極體的正方向電壓VF小的情況下，電流Ik不流過光耦合器PCl的輸入側發光二極體，光稱合器PCl的輸出電晶體為斷開狀態。如果該電流Ik增加，電阻Rl的兩端電壓達到光耦合器PCl的輸入側發光二極體的正方向電壓VF，則電流Ik的一部分流過輸入側發光二極體，光耦合器PCl的輸出電晶體成為閉合狀態。如果光耦合器PCl的輸出電晶體閉合，則電晶體Q2斷開，開關元件Ql也成為斷開狀態，向電感器LI的電流供給停止。但是，電流Ik由於電感器LI的電感成分所積蓄的能量而要經由二極體Dl繼續流動，因此，雖然電流Ik以固定速度減少，但還是繼續流動。 由於在該電流Ik減少，電阻Rl的兩端電壓比光耦合器PCl的輸入側發光二極體的正方向電壓VF低的時刻，光耦合器PCl的輸出電晶體恢復斷開狀態，以後反覆進行該動作，所以第2開關調節器18作為將電流Ik維持在一定水平的恆流開關調節器而進行動作。此外，雖然該開關動作受到光耦合器PCl的響應速度的制約，但可以根據電流Ik和電感器LI而任意地設定，通過將開關頻率設定為較高的幾百kHz左右，從而可以抑制波紋，另外，還可以減小電感器LI。以上是實施方式3中的第2開關調節器18的開關動作原理，但在本實施方式3中的第2開關調節器18中，作為輸出側的負載部分僅是並聯連接的電阻R1、光耦合器PCl的輸入側發光二極體以及電感器L的直流電阻部分，如果將電感器L的直流電阻部分抑制得較低，則輸出側電壓成為輸入側發光二極體的正方向電壓(大約IV)左右，因此，可以利用非常簡單的電路抑制損耗。另外，由於實施方式3中的第2開關調節器18是非常簡單的電路，所以可以由通用分立部件構成，與利用以使用電壓小於或等於5V為中心的上述單晶片化DC-DC變換器的情況相比，可以將輸入電壓設定得較高，可以得到更大的輸出電流、即測試電流。此外，上述本發明的實施方式I及實施方式2中的串聯調節器以及開關調節器，是通常被廣泛公知的技術，串聯調節器是與負載串聯連接並連接有電壓控制元件的僅可以進行電壓降壓的連續電流型恆壓直流電源電路的總稱，開關調節器是以開關方式對輸出電壓進行控制的直流穩定電源的總稱，通過將半導體開關閉合/斷開，從而對輸入電壓進行高速開關並對輸出電壓進行控制。另外，上述本發明的實施方式3中的斬波型開關電路也是通常被廣泛公知的技術，是由下述部分構成的非絕緣型開關調節器的總稱，即開關元件；電感器，其作為斬波型開關電路的輸出端；相對於電感器的續流二極體；以及反饋電路，其對斬波型開關電路的輸出端即電感器的輸出水平進行檢測，並對開關元件進行開關控制，在斬波型開關電路中，使上述反饋電路具有適當的遲滯和時間延遲並對開關元件直接進行開關周期控制的是自激式斬波型開關電路，是作為開關電源的基本電路而被廣泛知道的電路。如上述所示，本發明的實施方式I及實施方式2、以及實施方式3，具有下述的技術特徵點。
特徵點I :具有整流單元13，其將從交流電源I供給的交流電壓變換為直流電壓；第I降壓單元14，其對該整流單元的輸出電壓進行降壓；以及第2降壓單元17，其將上述第I降壓單元的輸出電壓進一步降壓，上述第I降壓單元由串聯調節器構成，另外，上述第2降壓單元由開關調節器構成，作為上述第2降壓單元的開關調節器，通過僅在測試電路9的動作試驗時等滿足規定條件的非常態時進行動作，或者僅在滿足規定條件的非常態時與3次繞組3b、限制電阻11等負載連接，從而在非試驗時等常態時，使作為上述第2降壓單元的開關調節器的開關動作成為停止狀態或者無負載狀態。特徵點2 :具有整流電路13，其將從交流電路I供給的交流電壓變換為直流電壓Vl ;作為電壓降壓單元的第I串聯調節器14，其將直 流電壓Vl暫時變換為作為中間電壓的直流電壓V2 ;作為電壓降壓單元的第2串聯調節器16，其將上述直流電壓V2進一步降壓至直流電壓V3，並向始終動作的漏電檢測電路供給電源；以及作為電壓降壓單元的第I開關調節器17，其將上述直流電壓V2進一步降壓至直流電壓V4，向非常態地進行動作而暫時消耗較大電力的跳閘線圈6以及測試功能部3b、10、ll供給電源，僅在漏電跳閘動作時或者測試動作時使用開關調節器17，在除了漏電跳閘動作時及測試動作時以外的常態時，僅利用串聯調節器14、16確保漏電斷路器100的內部電源，將上述直流電壓Vl V4的大小關係設為 Vl > V2 > V4 > V3。特徵點3 :具有整流單元13，其將從交流電源I供給的交流電壓變換為直流電壓；第I降壓單元14，其將該整流單元的輸出電壓進行降壓；以及第2降壓單元17，其將由上述第I降壓單元降壓後的輸出電壓進一步降壓，上述第I降壓單元由串聯調節器構成，上述第2降壓單元由開關調節器構成，上述第I降壓單元以及上述第2降壓單元的各輸出電壓均作為電源而使用。特徵點4 :在特徵點3的電源電路中，作為上述第2降壓單元的開關調節器17，通過僅在滿足規定條件的非常態時進行動作，或者僅在滿足規定條件的非常態時與負載連接，從而在常態時，使作為上述第2降壓單元的開關調節器17的開關動作維持為停止狀態或者無負載狀態。特徵點5 :—種漏電斷路器，其具有零相序變流器3，其對電路I的漏電電流進行檢測；漏電檢測電路4，其基於上述零相序變流器所檢測出的信號，對漏電進行判別；跳閘裝置6、7，其根據上述漏電檢測電路的輸出，將設置在上述電路中的開閉觸點2斷開；以及測試功能部3b、8、9、10、ll，其對上述漏電檢測的功能進行測試，在該漏電斷路器中，從特徵點3或特徵點4的電源電路向上述漏電檢測電路、上述跳閘裝置以及上述測試功能部供給電源。特徵點6 :在特徵點5的漏電斷路器中，向上述跳閘裝置6、7或者上述測試功能部3b、10、11進行的電源供給，是通過作為上述第2降壓單元的開關調節器17的輸出電壓而進行的。特徵點7 :在特徵點5的漏電斷路器中，上述測試功能部具有測試電路9，其由基於上述交流電路的交流成分而生成與上述交流電路相同頻率的脈衝的電路或者輸出與上述交流電路的頻率接近的頻率的振蕩電路構成；以及第3降壓單元18，其將上述測試電路所輸出的脈衝信號作為輸入，降壓至比上述測試電路的電源電壓低的電壓，經由限制電阻11向零相序變流器3的3次繞組3b供給電源，上述第3降壓單元18是開關調節器。
特徵點8 :在特徵點7的漏電斷路器中，作為上述第3降壓單元的開關調節器18是恆流輸出型的開關調節器。特徵點9 :在特徵點8的漏電斷路器中，作為上述第3降壓單元的開關調節器18由至少使用下述部分的自激式的降壓斬波型開關電路構成，即開關元件Ql ;電感器LI，其作為上述開關調節器的輸出端；相對於上述電感器L I的續流二極體Dl ;以及光耦合器PC1，其對上述電感器LI的輸出水平進行檢測，並向上述開關元件Ql側進行反饋控制，在漏電斷路器中，通過從成為上述降壓斬波型開關電路18的輸出端的上述電感器LI，經由並聯連接有分流電阻Rl的上述光耦合器PCl的輸入側發光二極體以及零相序變流器3的3次繞組3b與GND電平連接，從而將測試動作時流過零相序變流器3的3次繞組3b的測試電流Ik設為規定的振幅水平。 此外，對於本發明，可以在本發明的範圍內對各實施方式適當地進行變形、省略。此外，在各圖中，相同標號表示相同或相當的部分。
權利要求
1.一種電源電路，其特徵在於，具有 整流單元，其將從交流電源供給的交流電壓變換為直流電壓；第I降壓單元，其將該整流單元的輸出電壓進行降壓；以及第2降壓單元，其將由所述第I降壓單元降壓後的輸出電壓進一步降壓，所述第I降壓單元由串聯調節器構成，所述第2降壓單元由開關調節器構成，所述第I降壓單元以及所述第2降壓單元的各輸出電壓均作為電源而使用。
2.根據權利要求I所述的電源電路，其特徵在於， 作為所述第2降壓單元的開關調節器，通過僅在滿足規定條件的非常態時進行動作，或者僅在滿足規定條件的非常態時與負載連接，從而在常態時，使作為所述第2降壓單元的開關調節器的開關動作維持為停止狀態或者無負載狀態。
3.一種漏電斷路器，其特徵在於，具有 零相序變流器，其對電路的漏電電流進行檢測；漏電檢測電路，其基於所述零相序變流器所檢測出的信號，對漏電進行判別；跳閘裝置，其根據所述漏電檢測電路的輸出，將設置在所述電路中的開閉觸點斷開；以及測試功能部，其對所述漏電檢測的功能進行測試，在該漏電斷路器中，從權利要求I或2所述的電源電路向所述漏電檢測電路、所述跳閘裝置以及所述測試功能部供給電源。
4.根據權利要求3所述的漏電斷路器，其特徵在於， 向所述跳閘裝置或者所述測試功能部進行的電源供給，是通過作為所述第2降壓單元的開關調節器的輸出電壓而進行的。
5.根據權利要求3所述的漏電斷路器，其特徵在於， 所述測試功能部具有測試電路，其由基於所述交流電路的交流成分而生成與所述交流電路相同頻率的脈衝的電路或者輸出與所述交流電路的頻率接近的頻率的振蕩電路構成；以及第3降壓單元，其將所述測試電路所輸出的脈衝信號作為輸入，降壓至比所述測試電路的電源電壓低的電壓，所述第3降壓單元是開關調節器。
6.根據權利要求5所述的漏電斷路器，其特徵在於， 作為所述第3降壓單元的開關調節器是恆流輸出型的開關調節器。
7.根據權利要求3所述的漏電斷路器，其特徵在於， 所述測試功能部具有測試電路，其由基於所述交流電路的交流成分而生成與所述交流電路相同頻率的脈衝的電路或者輸出與所述交流電路的頻率接近的頻率的振蕩電路構成；以及第3降壓單元，其將所述測試電路所輸出的脈衝信號作為輸入，降壓至比所述測試電路的電源電壓低的電壓，經由限制電阻向零相序變流器的3次繞組供給電源，所述第3降壓單元是開關調節器。
8.一種漏電斷路器，其特徵在於，具有 整流電路，其將從交流電路供給的交流電壓變換為直流電壓Vl ;作為電壓降壓單元的第I串聯調節器，其將所述直流電壓Vl變換為作為中間電壓的直流電壓V2 ;作為電壓降壓單元的第2串聯調節器，其將所述直流電壓V2進一步降壓至直流電壓V3，並向始終動作的漏電檢測電路供給電源；以及作為電壓降壓單元的開關調節器，其將所述直流電壓V2進一步降壓至直流電壓V4，向非常態地進行動作而暫時消耗較大電力的跳閘線圈以及測試功能部供給電源，僅在漏電跳閘動作時或者測試動作時使用所述開關調節器，在除了漏電跳閘動作時及測試動作時以外的常態時，僅利用所述第I及第2串聯調節器確保內部電源，將所述直流電壓Vl V4的大小關係設為Vl > V2 > V4 > V3。
9.根據權利要求6所述的漏電斷路器，其特徵在於， 作為所述第3降壓單元的開關調節器由至少具有下述部分的自激式的降壓斬波型開關電路構成，即開關元件；電感器，其作為所述開關調節器的輸出端；以及光耦合器，其對所述電感器的輸出水平進行檢測，並向開關元件側進行反饋控制， 通過從成為所述降壓斬波型開關電路的輸出端的所述電感器，經由所述光耦合器的輸入側發光二極體以及所述零相序變流器的3次繞組與GND電平連接，從而將測試動作時流過零相序變流器的3次繞組的測試電流設為規定的振幅水平，其中，所述輸入側發光二極體與分流電阻並聯連接。
全文摘要
本發明得到一種電源電路以及漏電斷路器，其通過減少非常態時的消耗電力，抑制最大電源容量，從而可以實現小型化和省電化。該電源電路的特徵在於，具有整流單元(13)，其將從交流電源(1)供給的交流電壓變換為直流電壓；第1降壓單元(14)，其將該整流單元的輸出電壓進行降壓；以及第2降壓單元(17)，其將由上述第1降壓單元降壓後的輸出電壓進一步降壓，上述第1降壓單元(14)由串聯調節器構成，上述第2降壓單元(17)由開關調節器構成，上述第1降壓單元(14)以及上述第2降壓單元(17)的各輸出電壓均作為電源而使用。
文檔編號H02M7/12GK102761272SQ20121008055
公開日2012年10月31日 申請日期2012年3月23日 優先權日2011年4月27日
發明者佐藤和志 申請人:三菱電機株式會社