振幅控制電路、極化調製發送電路以及極化調製方法

2023-10-17 09:38:59 3

專利名稱：振幅控制電路、極化調製發送電路以及極化調製方法
技術領域：
本發明涉及用於行動電話、無線LAN等通信設備的振幅控制電路、極化調製發送 電路、以及極化調製方法，特別涉及以高效率並且低失真進行動作的振幅控制電路、極化調 制發送電路、以及極化調製方法。
背景技術：
行動電話、無線LAN等通信設備被要求在整個較寬的輸出電平的範圍確保發送信 號的線性的同時以低功耗進行動作。並且，在這種通信設備中使用以高效率並且低失真進 行動作的發送電路。以下，對現有技術的發送電路進行說明。作為現有技術的發送電路，例如，有使用正交調製等調製方式生成發送信號的發 送電路(以下記載為「正交調製電路」)。此外，關於正交調製電路，由於已廣為人知而省略 對其的說明。另外，作為以比正交調製電路高的高效率輸出線性高的發送信號的現有技術 的發送電路，例如，有專利文獻1所公開的發送電路。圖1是表示專利文獻1所公開的現有 技術的發送電路10的結構的一個例子的方框圖。在圖1中，現有技術的發送電路10包括 振幅相位提取單元11、振幅控制單元12、相位調製單元13、放大單元14以及輸出端子15。振幅相位提取單元11從輸入數據提取振幅數據和相位數據。振幅數據被輸入到 振幅控制單元12。振幅控制單元12將對應于振幅數據的電壓供給到放大單元14。另外， 相位數據被輸入到相位調製單元13。相位調製單元13對輸入的相位數據進行相位調製並 作為相位調製信號輸出。相位調製信號被輸入到放大單元14。放大單元14根據從振幅控 制單元12供給的電壓放大相位調製信號。由放大單元14放大的信號作為發送信號從輸出 端子15輸出。發送信號的輸出電平能夠通過使振幅控制單元12的輸出電壓變化，並供給 到放大單元14而進行控制。將這樣從輸入數據中分離振幅數據和相位數據，並使用這些數 據進行調製的方式稱作極化調製方式(Polar Modulation)或者極坐標調製方式。並且，將 實施該方式的發送電路10稱作極化調製電路(也稱作「極坐標調製電路」)。專利文獻1 日本專利特開2004-266351號公報(圖9)

發明內容
發明需要解決的問題但是，現有技術的發送電路10存在難以抑制振幅控制單元12的輸出噪聲的課題。 以下，說明其理由。圖2表示振幅控制單元12的具體的結構。在圖2中，DA轉換器12-1 將作為數位訊號的振幅數據變換為模擬信號。電平控制單元12-2根據表示發送電路10的 平均輸出功率的大小的發送功率信息P (多數情況以數位訊號表示)，使DA轉換器12-1的 輸出電平發生變化。緩衝器12-3將電平控制單元12-2的輸出放大並輸出到放大單元14。 通過這樣地構成，發送電路10能夠使振幅控制單元12的輸出電壓發生變化，控制從放大單 元14輸出的發送信號的輸出電平。這裡，放大單元14 一般使用被稱作功率放大器的高輸出放大器，因此，需要驅動放大單元14的振幅控制單元12的緩衝器12-3能夠提供大電流。另外，振幅控制單元的DA 轉換器12-1對頻帶大大寬於正交調製等當中使用的IQ數據的振幅數據進行DA變換，因 此，需要高速的時鐘(clock)。因此，在將振幅控制單元12做成IC晶片時，多數情況下對於DA轉換器12_1、以及 以數位訊號控制的電平控制單元12-2使用能夠進行高速動作的低耐壓工藝(process)，對 於緩衝器12-3使用能夠處理大電流的高耐壓工藝。但是，一般情況下，能夠進行高速動作的工藝與能夠處理大電流的工藝不同，存在 耐壓下降的趨勢，所以難以使輸出振幅變大，即難以取大的動態範圍。因此，存在如下的問 題在緩衝器12-3中需要使增益變大，從電平控制單元12-2輸出的噪聲被緩衝器12-3放 大，導致振幅控制單元12的輸出噪聲增加。振幅控制單元12的輸出噪聲被輸出到放大單 元14，因此，尤其在噪聲被輸出到接收頻帶時，導致接收靈敏度的下降，成為嚴重的問題。本發明的目的在於，提供能夠降低輸出噪聲，抑制接收靈敏度的下降的振幅控制 電路、極化調製發送電路、以及極化調製方法。解決問題的方案本發明的振幅控制電路是用於極化調製發送電路的振幅控制電路，該振幅控制電 路所採用的結構，包括DA轉換器，將振幅數據變換為差分振幅信號並輸出；電平控制單 元，根據發送功率信息，控制所述差分振幅信號的電平；以及偏移運算單元，將對應於所述 發送功率信息的DC偏移施予給由所述電平控制單元進行了電平控制的所述差分振幅信號。本發明的極化調製發送電路所採用的結構包括振幅相位提取單元，從輸入數據 中提取振幅數據和相位數據；相位調製單元，對所述相位數據進行相位調製並將其作為相 位調製信號輸出；放大單元，基於控制電壓放大所述相位調製信號，並將其作為所述發送信 號輸出；以及振幅控制單元，將根據所述振幅數據進行了控制的電壓作為所述控制電壓，供 給所述放大單元，所述振幅控制單元包括DA轉換器，將所述振幅數據變換為差分振幅信 號並輸出；電平控制單元，根據表示所述發送信號的輸出功率的發送功率信息，控制所述差 分振幅信號的電平；偏移運算單元，將對應於所述發送功率信息的DC偏移施予給由所述電 平控制單元進行了電平控制的所述差分振幅信號；以及差分單端變換單元，對由所述偏移 運算單元施予了 DC偏移的所述差分振幅信號進行差分單端變換，獲取單端信號，所述放大 單元將所述單端信號作為所述控制電壓。本發明的極化調製方法包括振幅相位提取步驟，從輸入數據中提取振幅數據和 相位數據；相位調製步驟，對所述相位數據進行相位調製並將其作為相位調製信號輸出； 放大步驟，基於控制電壓，放大所述相位調製信號，並將其作為發送信號輸出；以及振幅控 制步驟，供給根據所述振幅數據進行了控制的電壓作為所述控制電壓，所述振幅控制步驟 包括變換步驟，將所述振幅數據變換為差分振幅信號；電平控制步驟，根據表示所述發送 信號的輸出功率的發送功率信息，控制所述差分振幅信號的電平；偏移運算步驟，將對應於 所述發送功率信息的DC偏移施予給進行了電平控制的所述差分振幅信號；以及差分單端 變換步驟，對施予了 DC偏移的所述差分振幅信號進行差分單端變換，獲取單端信號，在所 述放大步驟中，將所述單端信號作為所述控制電壓。發明的效果
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根據本發明的振幅控制電路、極化調製發送電路以及極化調製方法，能夠降低輸 出噪聲，抑制接收靈敏度的下降。


圖1是表示現有技術的極化調製電路的一例結構的方框圖。圖2是表示振幅控制單元的結構的圖。圖3是表示本發明的實施方式1的極化調製發送電路的一例結構的方框圖。圖4是用於說明由偏移運算單元施予的DC電壓的圖。圖5是用於說明由偏移運算單元施予的DC電壓的圖。圖6是表示差分單端變換單元的一般電路結構的圖。圖7是表示偏移運算單元和差分單端變換單元的輸出波形的圖。圖8是表示偏移運算單元和差分單端變換單元的輸出波形的圖。圖9是表示在偏移運算單元中不進行偏移處理時的偏移運算單元和差分單端變 換單元的輸出波形的圖。圖10是表示本發明的實施方式2的極化調製發送電路的一例結構的方框圖。圖11是表示放大單元由使用了 HBT的功率放大器構成時的AM-AM特性的圖。圖12是表示將差分振幅信號設為正弦波，電平控制單元的增益為最大，並且放大 單元偏移電壓為0. IV時的偏移運算單元、偏移運算單元、以及差分單端變換單元的輸出波 形的圖。圖13是表示將差分振幅信號設為正弦波，電平控制單元的增益為最大增益的 1/2，並且放大單元偏移電壓為0. 2V時的偏移運算單元、偏移運算單元、以及差分單端變換 單元的輸出波形的圖。圖14是表示本發明的實施方式3的極化調製發送電路的一例結構的方框圖。
具體實施例方式以下，參照附圖詳細地說明本發明的實施方式。(實施方式1)圖3是表示本發明的實施方式1的極化調製發送電路的一例結構的方框圖。在圖 3中，極化調製發送電路100包括振幅相位提取單元110、振幅控制單元120、相位調製單 元130、放大單元140以及輸出端子150。調製數據(以下記載為「輸入數據」)作為應發送的數據被輸入到振幅相位提取單 元110。振幅相位提取單元110從輸入數據中提取數字數據即振幅分量和相位分量，並將其 作為振幅數據和相位數據輸出。振幅數據被輸入到振幅控制單元120。振幅控制單元120將根據振幅數據進行了 控制的電壓供給放大單元140。後面敘述有關振幅控制單元120的細節。相位數據被輸入到相位調製單元130。相位調製單元130對輸入的相位數據進行 相位調製，並將其作為相位調製信號輸出。相位調製信號被輸入到放大單元140。放大單 元140根據從振幅控制單元120供給的電壓，將相位調製信號放大。由放大單元140進行 了放大的信號從輸出端子150輸出作為發送信號。
接下來，對振幅控制單元120的細節進行說明。振幅控制單元120包括DA轉換器 121、電平控制單元122、偏移運算單元123以及差分單端變換單元124。在振幅控制單元 120中，振幅數據被輸入到DA轉換器121。DA轉換器121將輸入的振幅數據變換為模擬的差分信號，並將其作為差分振幅信 號輸出。從DA轉換器121輸出的差分振幅信號被輸入到電平控制單元122。另外，表示極 化調製發送電路100的發送信號的平均輸出功率的大小的發送功率信息P(多數情況下以 數位訊號表示)被輸入到電平控制單元122中。電平控制單元122使用對應於發送功率信 息P表示的極化調製發送電路100的平均輸出功率的大小的增益，使輸入的差分振幅信號 放大或者衰減。電平控制單元122將放大或者衰減後的差分振幅信號輸出到偏移運算單元 123。偏移運算單元123計算相當於電平控制單元122的增益為最大時從電平控制單元 122輸出的振幅、與根據上述發送功率信息進行了電平控制的電平控制單元122的輸出振 幅之差的DC電壓(式⑴)。Vmax-V ... (1)這裡，Vmax表示使電平控制單元122的增益成為最大時從電平控制單元122輸出 的差分振幅信號的單邊振幅(峰到峰的值)。並且，V表示根據上述發送功率信息進行了電 平控制的、實際從電平控制單元122輸出的差分振幅信號的單邊振幅(峰到峰的值)。此 外，V基於發送功率信息P而變動。此外，在將電平控制單元122的最大增益設為Gmax，將電平控制單元122的實際的 增益設為G時，(Vmax-V)可以表示為式(2)。Vmax-V = (1-G/Gmax) · Vmax ... (2)即，偏移運算單元123通過預先取得電平控制單元122的最大增益Gmax和最大增 益Gmax中的輸出振幅Vmax，只需知道根據發送功率信息P設定的電平控制單元122的增益 G，就能夠知道從電平控制單元122實際輸出的振幅V，所以無需監視電平控制單元122的輸 出，就能夠計算應施予給差分振幅信號的DC電壓。此外，電平控制單元122的實際的G根 據發送功率信息P而變動。於是，例如偏移運算單元123保持發送功率信息P與增益G的 對應關聯，根據發送功率信息P選擇增益G，將選擇出的增益G代入式(2)，計算DC電壓。這樣，偏移運算單元123計算相當於電平控制單元122的增益為最大時的電平控 制單元122的輸出振幅、與根據發送功率信息P進行了電平控制的電平控制單元122的輸 出振幅之差的DC電壓(Vmax-V)。偏移運算單元123將計算出的DC電壓(Vmax-V)施予給從電平控制單元122輸出 的差分振幅信號。使用圖4和圖5，對由偏移運算單元123施予的DC電壓進行說明。此外，圖4和 圖5隻是例示，各個數值只是一個例子。另外，以下，假設在電平控制單元122的增益為最 大增益Gmax時，從電平控制單元122輸出單邊振幅IVpp (pp :peak to peak,峰到峰)的正 弦波作為差分振幅信號而進行說明。在圖4和圖5中，實線表示從電平控制單元122輸出的差分振幅信號的正相信號， 虛線表示從電平控制單元122輸出的差分振幅信號的反相信號。
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圖4A表示電平控制單元122的增益G為最大時(Gmax)的波形。圖4B表示電平 控制單元122的增益G為最大增益Gmax的1/2時，由偏移運算單元123將DC電壓施予給 了差分振幅信號後的波形。從圖4B可知，在電平控制單元122的增益G為最大增益Gmax的1/2時，從電平控 制單元122輸出單邊振幅為0. 5Vpp的差分振幅信號。此時，在偏移運算單元123中，使用 式(2)計算DC電壓為0. 5V。然後，由偏移運算單元123將DC電壓施予給差分振幅信號，以使正相信號和反相 信號偏移到偏離所計算出的DC電壓的方向。在圖4B的例子中，正相信號和反相信號偏移 了 0. 5V。這樣，使用式(2)計算出的DC電壓以成為從電平控制單元122輸出的正相信號和 反相信號的偏移電壓的方式，以減法的極性被施予給差分振幅信號。圖5A表示電平控制單元122的增益G為最大時(Gmax)的波形。圖5B表示電平 控制單元122的增益G為最大增益Gmax的1/4時，由偏移運算單元123將DC電壓施予給 了差分振幅信號後的波形。從圖5B可知，在電平控制單元122的增益G為最大增益Gmax的1/4時，從電平控 制單元122輸出單邊振幅為0. 25Vpp的差分振幅信號。此時，在偏移運算單元123中，使用 式(2)計算出DC電壓為0. 75V。然後，由偏移運算單元123將DC電壓施予給差分振幅信號，以使正相信號和反相 信號偏移到偏離所計算出的DC電壓的方向。在圖5B的例子中，正相信號和反相信號偏移 了 0.75V。這樣，使用式(2)計算出的DC電壓以成為從電平控制單元122輸出的正相信號 和反相信號的偏移電壓的方式，以減法的極性被施予給差分振幅信號。偏移運算單元123的輸出(差分振幅信號)被輸入到差分單端變換單元124，差分 振幅信號通過差分單端變換單元124被變換為單端的振幅信號。圖6表示差分單端變換單 元124的一般電路結構。圖6的差分單端變換單元124將正相信號和反相信號作為輸入，將從正相信號的 電壓(Vl)減去反相信號的電壓(V2)所得的值，以預先設定的增益(R2/R1)放大後，加上規 定的DC電壓(V3)，並將其作為單端的振幅信號輸出。單端的振幅信號可以通過式(3)表示。從式(3)可知，差分單端變換單元124將 差分信號變換為以V3為中心進行變動的單端的振幅信號Vout。Vout = (R2/R1) (V1_V2)+V3... (3)這裡，在假設Vl和V2為正弦波時，式(3)中的(R2/R1) (V1-V2)項形成以GND基 準(接地電位即0V)為中心正負對稱的波形。一般而言，對如圖6所示的差分單端變換單元 124供給的電源，多數情況下僅使用正電源。在這種情況下，無法從差分單端變換單元124 輸出低於GND基準的電壓。因此，若不設法使(式)3所示的從差分單端變換單元124輸出 的振幅信號的波形的下限(輸出電壓的最小值)不低於GND基準，則輸出波形失真。為了 避免出現這種情況，只需使由差分單端變換單元124進行加法運算的DC電壓(V3)成為從 差分單端變換單元124輸出的最大振幅的1/2即可。這樣，能夠僅以正電源構成對差分單 端變換單元124供給的電源。此外，電平控制單元122的外來噪聲以相同的極性附加到正相信號的電壓(Vl)和 反相信號的電壓(V2)上。因此，通過在差分單端變換單元124中，使用式(3)變換為單端號和反相信號上的外來噪聲相互抵消而被消除，因此，能夠降低振幅控 制單元120的輸出噪聲，其結果能夠降低放大單元140的輸出噪聲。另外，與使用不變換為差分振幅信號而僅進行D/A變換的相同比特數的DA轉換器 的情況相比，能夠使DA轉換器121的動態範圍達到2倍，能夠減小該部分的DA轉換器121 的後級的差分單端變換單元124的增益，因此，能夠避免噪聲被差分單端變換單元124放 大，能夠降低振幅控制單元120的輸出噪聲。圖7和圖8表示在將差分振幅信號設為正弦波時的偏移運算單元123和差分單端 變換單元124的輸出波形。圖7是電平控制單元122的增益為最大時的偏移運算單元123 和差分單端變換單元124的輸出波形，圖8是電平控制單元122的增益G為最大增益Gmax 的1/2時的偏移運算單元123和差分單端變換單元124的輸出波形。此外，在圖7和圖8中，與圖4和圖5同樣，將電平控制單元122的增益為最大時 所輸出的差分振幅信號的單邊振幅設為lVpp。而且，將差分單端變換單元124的增益設為 1倍，將由差分單端變換單元124進行加法運算的規定的DC電壓(V3)設為IV。圖7是電平控制單元122的增益為最大時的例子，從電平控制單元122輸出單邊 振幅為IVpp的差分振幅信號，因此，差分單端變換單元124的最大輸出振幅為2Vpp。此外， 在這種情況下，V = Vmax,因此，根據式(2)，DC電壓成為0。因此，偏移運算單元123將差 分振幅信號直接輸出到差分單端變換單元124。圖8是電平控制單元122的增益為最大增益的1/2時的例子，由偏移運算單元123 將0. 5V的DC電壓施予給差分振幅信號。此外，偏移運算單元123如上所述以減法的極性 將DC電壓施予給差分振幅信號。因此，即使在電平控制單元122的增益變動的情況下，差 分單端變換單元124的輸出波形的下限值也以GND基準保持恆定，因此，輸出波形的平均值 根據電平控制單元122的增益受到控制。此外，差分單端變換單元124的輸出波形正如已 經敘述過的那樣以式(3)表示。差分單端變換單元124的增益為1倍，差分單端變換單元124以減法的極性將DC 電壓施予給差分振幅信號，因此，差分單端變換單元124的輸出Vout可以表示為式(4)。Vout = Vl-V2-(1-G/Gmax) 『 Vmax+V3 ... (4)在式⑷中，(1-G/Gmax) · Vmax項基於偏移運算單元123發生了偏移，以使正相 信號和反相信號的偏移電壓成為式⑵的DC電壓。因此，在偏移運算單元123不進行上述 的偏移處理的情況下，差分單端變換單元124的輸出Vout可以表示為式(5)。Vout = V1-V2+V3 ...(5)這裡，在假設Vl和V2為正弦波時，(V1-V2)項形成以GND基準為中心正負對稱的 波形，其振幅伴隨電平控制單元122的增益G的變動而變動。使用圖9進行補充說明。圖9表示不在偏移運算單元123中進行偏移處理時的偏移運算單元123和差分單 端變換單元124的輸出波形。從圖9可知，不在偏移運算單元123中進行偏移處理的情況 下，在電平控制單元122的增益發生變動時，差分單端變換單元124的輸出波形的下限值與 GND基準不一致，輸出波形的平均值恆定。電平控制單元122的增益與表示極化調製發送電路100的發送信號的平均輸出功 率的大小的發送功率信息P等效，電平控制單元122的增益G根據發送功率信息P發生變 動。因此，在電平控制單元122的增益G發生變動的情況下，差分單端變換單元124的輸出
9波形的平均值恆定，意味著沒有進行功率控制。當然，只要根據電平控制單元122的增益G調整DC電壓(V3)的值，以使差分單端 變換單元124的輸出信號的下限值與GND基準一致，則即使在偏移運算單元123中不進行 偏移處理，也能夠進行功率控制。但是，伴隨電平控制單元122的增益G下降，由差分單端變換單元124施予的DC電 壓(V3)也下降，因此，在DC電壓(V3)接近GND附近時，由於無法向構成提供DC電壓(V3) 的電路的元件施加足夠的DC偏壓(bias)，所以精度下降。這樣，在DC電壓(V3)的值的調 整上存在界限，因此，有時精度劣化。另一方面，在本實施方式中，偏移運算單元123通過進行上述的偏移處理，在電平 控制單元122的增益G發生變動時，式(4)中的(1-G/Gmax) .Vmax項發生變化，因此，能夠 使差分單端變換單元124的輸出信號的下限值與GND基準一致。即，偏移運算單元123通 過進行偏移處理，從而不需要DC電壓(V3)的調整。即，在本實施方式中，通過將DC電壓 (Vmax-V)施予給差分振幅信號，能夠避免DC電壓(V3)的調整，為了確保精度，只需確保該 DC電壓(Vmax-V)的作為差分電壓的精度即可，因此，與調整DC電壓(V3)的情況相比能夠 進一步提高精度。如上所述，根據本實施方式，振幅控制單元120包括將振幅數據變換為差分振幅 信號並輸出的DA轉換器121 ；根據發送功率信息P控制差分振幅信號的電平的電平控制單 元122 ；以及將對應於發送功率信息P的DC電壓施予給由電平控制單元122進行了電平控 制的差分振幅信號的偏移運算單元123。由此，通過在偏移運算單元123的後級的差分單端 變換單元124中，使用式(3)變換為單端信號，附加到正相信號和反相信號上的噪聲相互抵 消而被消除，因此，能夠降低振幅控制單元120的輸出噪聲，其結果能夠降低放大單元140 的輸出噪聲。另外，與使用不變換為差分振幅信號而僅進行D/A變換的相同比特數的DA轉換器 的情況相比，能夠使DA轉換器121的動態範圍達到2倍，能夠相應地減小DA轉換器121的 後級的差分單端變換單元124的增益，因此，能夠避免噪聲被差分單端變換單元124放大， 能夠降低振幅控制單元120的輸出噪聲，其結果能夠降低放大單元140的輸出噪聲。並且，在極化調製發送電路100中，偏移運算單元123將相當於電平控制單元122 的增益為最大時的電平控制單元122的輸出振幅、與根據發送功率信息P進行了電平控制 的電平控制單元122的輸出振幅之差的DC電壓，作為DC偏移施予給由電平控制單元122 進行了電平控制的差分振幅信號，因此，即使在電平控制單元122的增益發生變動，差分振 幅信號的電平發生變動的情況下，也不需要由後級的差分單端變換單元124進行加法運算 的DC電壓的調整，並且能夠使差分單端變換單元124的輸出波形的下限值恆定，根據發送 功率信息P高精度地進行功率控制。(實施方式2)圖10是表示本發明的實施方式2的極化調製發送電路的一例結構的方框圖。圖 10的極化調製發送電路200尤其適合於將功率放大器用作放大單元140的情形，該功率放 大器使用了 HBT(Hetero Bipolar Transistor，異質結雙極電晶體)。此外，在圖10的本實 施方式的極化調製發送電路200中，對於與圖3共通的結構部分附加與圖3相同的標號而 省略說明。圖10的極化調製發送電路200相對於圖3的極化調製發送電路100，代替振幅控制單元120而具有振幅控制單元210。振幅控制單元210採用對于振幅控制單元120還追加了偏移運算單元211的結 構。偏移運算單元211被輸入表示放大單元140固有的偏移電壓(以下記載為「放大 單元偏移電壓」)的大小的偏移信息Q(多數情況以數位訊號表示)。偏移信息Q與輸入到 偏移運算單元123的發送功率信息P不同。關於放大單元偏移電壓，在後面敘述。偏移運算單元211將放大單元偏移電壓施予給從偏移運算單元123輸出的差分振 幅信號。此外，雖然在圖10中，偏移運算單元211配置在偏移運算單元123與差分單端變 換單元124之間，但即使配置在偏移運算單元123的前級、或者差分單端變換單元124的後 級，也在動作上都沒有問題。但是，在配置於差分單端變換單元124的後級的情況下，則是 將放大單元偏移電壓施予給單端的振幅信號。接下來，使用圖11對放大單元偏移電壓進行說明。圖11表示在放大單元140由 使用了 HBT的功率放大器構成時的、功率放大器的電源電壓與功率放大器的輸出電壓之間 的關係。在圖11中，χ軸表示功率放大器的電源電壓(相當於圖10的來自振幅控制單元 210的輸出電壓)，y軸表示將功率放大器的輸出功率換算成在50 Ω的電阻上施加的電壓的 電壓。表示功率放大器的電源電壓與輸出電壓的關係的該特性一般稱作AM-AM(AmpIitude Modulation to Amplitude Modulation，振幅調製到振幅調製)特性，AM-AM特性成直線性 變化的功率放大器適宜於極化調製發送電路。圖11所示的AM-AM特性直線性地變化，但該直線在A點與χ軸交叉，未通過原點， 因此，可知功率放大器的電源電壓與輸出電壓未形成比例關係。因此，在輸入比A點的電壓 Pa小的電壓值的振幅信號時，無法從功率放大器輸出信號。在圖11中，A點的電SPa相當 於上述的放大單元偏移電壓。當存在放大單元偏移電壓時，AM-AM特性不形成比例關係，因 此，由於該放大單元偏移電壓而發生失真。因此，在以使用了具有圖11所示的AM-AM特性的HBT的功率放大器構成放大單元 140的情況下，需要將相當於放大單元偏移電壓的電SPa作為偏移電壓施予給振幅信號，使 振幅信號偏移電壓Pa後再被輸入到放大單元140的電源電壓。該放大單元偏移電壓因製造偏差、溫度等而變動。為此，最好能夠對放大單元偏移 電壓進行適當調整。在本實施方式中，偏移運算單元211調整該放大單元偏移電壓，將調整 後的放大單元偏移電壓施予給從偏移運算單元123輸出的差分振幅信號。以下，使用圖12 和圖13對於放大單元偏移電壓進行具體說明。圖12表示將差分振幅信號設為正弦波，電平控制單元122的增益為最大，並且放 大單元偏移電壓為0. IV時的偏移運算單元123的輸出波形(圖12A)、偏移運算單元211的 輸出波形(圖12B)、以及差分單端變換單元124的輸出波形(圖12C)。另外，圖13表示將差分振幅信號設為正弦波，電平控制單元122的增益為最大增 益的1/2，並且放大單元偏移電壓為0. 2V時的偏移運算單元123的輸出波形(圖13A)、偏 移運算單元211的輸出波形(圖13B)、以及差分單端變換單元124的輸出波形(圖13C)。此外，圖12和圖13與圖4等同樣，是將電平控制單元122的增益為最大時從電平 控制單元122輸出的差分振幅信號的單邊振幅設為lVpp，而且，將差分單端變換單元124的 增益設為1倍，將進行加法運算的規定的DC電壓(V3)設為IV時的輸出波形。
圖12是電平控制單元122的增益為最大時的例子，從電平控制單元122輸出單邊 振幅為IVpp的差分振幅信號，因此，差分單端變換單元124的最大輸出振幅為2Vpp。此外， 在這種情況下，V = Vmax,因此，根據式(2)，DC電壓成為0。因此，偏移運算單元123將差 分振幅信號直接輸出到偏移運算單元211 (參照圖12A)。偏移運算單元211將0. IV放大單 元偏移電壓施予給差分振幅信號。0. IV放大單元偏移電壓與偏移信息Q對應。此外，對應 於偏移信息Q的DC電壓(放大單元偏移電壓)如從圖12B可知的那樣，以加法的極性被施 予給差分振幅信號。被施予了 0. IV放大單元偏移電壓的差分振幅信號由差分單端變換單 元124變換為單端的信號。從圖12C可知，輸入到放大單元140的單端的信號被偏移放大 單元偏移電壓。這樣，能夠避免發生放大失真。圖13是電平控制單元122的增益為最大增益的1/2時的例子，從電平控制單元 122輸出單邊振幅為IVpp的差分振幅信號，因此，差分單端變換單元124的最大輸出振幅 為lVpp。在電平控制單元122的增益為最大增益的1/2的情況下，V = Vmax/2,因此，根據 式(2)，DC電壓成為0.5V。因此，偏移運算單元123將0.5V放大單元偏移電壓施予給差分 振幅信號，將施予後的差分振幅信號輸出到偏移運算單元211 (參照圖13A)。此外，如從圖 13B可知的那樣，對應於偏移信息Q的DC電壓(放大單元偏移電壓)以加法的極性被施予 給差分振幅信號。被施予了 0. 2V放大單元偏移電壓的差分振幅信號由差分單端變換單元 124變換為單端的信號。從圖13C可知，輸入到放大單元140的單端的信號被偏移放大單元 偏移電壓。這樣，能夠避免發生放大失真。如上所述，根據本實施方式，偏移運算單元211能夠將放大單元140的放大單元偏 移電壓施予給從偏移運算單元123輸出的差分振幅信號，因此，即使在放大單元140固有的 偏移電壓發生變動的情況下，也能夠調整放大單元140的偏移電壓，事先對偏移電壓進行 補償，能夠避免起因於偏移電壓而發生的失真。(實施方式3)圖14是表示本發明的實施方式3的極化調製發送電路的一例結構的方框圖。在 圖14的極化調製發送電路300中，對於與圖3共通的結構部分附加與圖3相同的標號而省 略說明。圖14的極化調製發送電路300相對於圖3的極化調製發送電路100，代替振幅控 制單元120而具有振幅控制單元310。振幅控制單元310相對于振幅控制單元120，代替偏移運算單元123而具有偏移運 算單元311。偏移運算單元311除了表示極化調製發送電路300的發送信號的平均輸出功率的 大小的發送功率信息P外，還輸入表示放大單元140固有的偏移(放大單元偏移電壓)的 大小的偏移信息Q，通過這些信息進行控制。具體而言，偏移運算單元311從發送功率信息P和偏移信息Q計算對應於發送功 率信息P的DC電壓、與對應於偏移信息Q的DC電壓的合計電壓。然後，偏移運算單元311 將計算出的合計電壓施予給從電平控制單元122輸出的差分振幅信號。以下，再次參照圖 12進行說明。圖12是電平控制單元122的增益為最大的情形。因此，對應於發送功率信息P的 DC電壓為零(參照圖12A)。另一方面，放大單元偏移為0. IV，所以對應於偏移信息Q的DC 電壓為0. IV，以加法的極性被施予給差分振幅信號(參照圖12B)。由此，合計DC電壓的大小為0. IV(I-0+0. 1IV)，以加法的極性被施予給差分振幅信號(參照圖12C)。此外，圖13是電平控制單元122的增益為最大增益Gmax的1/2的情形。因此，對應 於發送功率信息P的DC電壓為0. 5V，以減法的極性被施予給差分振幅信號(參照圖13A)。 另一方面，放大單元偏移為0. 2V，所以對應於偏移信息Q的DC電壓為0. 2V，以加法的極性 被施予給差分振幅信號(參照圖13B)。由此，合計0(電壓的大小為0.3￥(卜0.5￥+0.2|力， 以減法的極性被施予給差分振幅信號(參照圖13C)。即，相對於在實施方式2中，採用分別設置對應於發送功率信息P的偏移運算單元 123、以及對應於偏移信息Q的偏移運算單元211的結構，在本實施方式中，通過預先從發送 功率信息P和偏移信息Q計算對應於發送功率信息P的DC電壓、與對應於偏移信息Q的DC 電壓的合計電壓，能夠如圖14所示那樣，僅以偏移運算單元311構成。如前所述，發送功率信息P和偏移信息Q多數情況下以數位訊號表示。因此，與實 施方式2那樣在兩處進行偏移運算相比，如本實施方式這樣，從發送功率信息P和偏移信息 Q計算出應由偏移運算單元311施予的DC電壓的方法，不僅能夠縮小電路規模，而且能夠提 高輸出精度。如上所述，根據本實施方式，偏移運算單元311將在相當於電平控制單元122的增 益為最大時的電平控制單元122的輸出振幅、與根據發送功率信息進行了電平控制的電平 控制單元122的輸出振幅之差的DC電壓上，反映了相當於放大單元140的偏移電壓的DC 電壓的電壓，作為DC偏移施予給差分振幅信號。由此，與實施方式2相比，能夠在縮小電路 規模的同時提高輸出精度。以上的說明只是本發明的優選實施方式的例證，本發明的範圍不限於此。在不脫 離本發明的中心思想的範圍內，可以通過其他各種形式來實施。在2008年4月18日提交的特願第2008-109288號的日本專利申請所包含的說明 書、附圖和說明書摘要的公開內容，全部引用於本申請。工業實用性本發明的振幅控制電路、極化調製發送電路、以及極化調製方法能夠降低輸出噪 聲，抑制接收靈敏度的下降，例如在行動電話、無線LAN等通信設備等當中是有用的。
權利要求
1.振幅控制電路，用於極化調製發送電路，包括數字模擬轉換器，將振幅數據變換為差分振幅信號並輸出； 電平控制單元，根據發送功率信息，控制所述差分振幅信號的電平；以及 偏移運算單元，將對應於所述發送功率信息的直流偏移施予給由所述電平控制單元進 行了電平控制的所述差分振幅信號。
2.如權利要求1所述的振幅控制電路，所述偏移運算單元將相當於所述電平控制單元的增益為最大時的所述電平控制單元 的輸出振幅、與根據所述發送功率信息進行了電平控制的所述電平控制單元的輸出振幅之 差的直流電壓作為直流偏移，施予給由所述電平控制單元進行了電平控制的所述差分振幅信號。
3.極化調製發送電路，包括振幅相位提取單元，從輸入數據中提取振幅數據和相位數據； 相位調製單元，對所述相位數據進行相位調製並將其作為相位調製信號輸出； 放大單元，基於控制電壓放大所述相位調製信號，並將其作為所述發送信號輸出；以及 振幅控制單元，將根據所述振幅數據進行了控制的電壓作為所述控制電壓，供給所述 放大單元，所述振幅控制單元包括數字模擬轉換器，將所述振幅數據變換為差分振幅信號並輸出； 電平控制單元，根據表示所述發送信號的輸出功率的發送功率信息，控制所述差分振 幅信號的電平；偏移運算單元，將對應於所述發送功率信息的直流偏移施予給由所述電平控制單元進 行了電平控制的所述差分振幅信號；以及差分單端變換單元，對由所述偏移運算單元施予了直流偏移的所述差分振幅信號進行 差分單端變換，獲取單端信號，所述放大單元將所述單端信號作為所述控制電壓。
4.如權利要求3所述的極化調製發送電路，所述偏移運算單元將相當於所述電平控制單元的增益為最大時的所述電平控制單元 的輸出振幅、與根據所述發送功率信息進行了電平控制的所述電平控制單元的輸出振幅之 差的直流電壓作為直流偏移，施予給由所述電平控制單元進行了電平控制的所述差分振幅信號。
5 如權利要求3所述的極化調製發送電路，所述偏移運算單元包括第一偏移運算單元和第二偏移運算單元， 所述第一偏移運算單元將相當於所述電平控制單元的增益為最大時的所述電平控制 單元的輸出振幅、與根據所述發送功率信息進行了電平控制的所述電平控制單元的輸出振 幅之差的直流電壓作為直流偏移，施予給所述差分振幅信號，所述第三偏移運算單元根據表示所述放大單元的偏移電壓的偏移電壓信息，計算相當 於所述放大單元的偏移電壓的直流電壓，並將該直流電壓作為直流偏移，施予給所述差分 振幅信號。
6.如權利要求3所述的極化調製發送電路，所述偏移運算單元將在相當於所述電平控制單元的增益為最大時的所述電平控制單 元的輸出振幅、與根據所述發送功率信息進行了電平控制的所述電平控制單元的輸出振幅 之差的直流電壓上，反映了相當於所述放大單元的偏移電壓的直流電壓後所得的電壓作為 直流偏移，施予給所述差分振幅信號。
7.極化調製方法，包括振幅相位提取步驟，從輸入數據中提取振幅數據和相位數據；相位調製步驟，對所述相位數據進行相位調製並將其作為相位調製信號輸出；放大步驟，基於控制電壓，放大所述相位調製信號，並將其作為發送信號輸出；以及振幅控制步驟，供給根據所述振幅數據進行了控制的電壓作為所述控制電壓，所述振幅控制步驟包括變換步驟，將所述振幅數據變換為差分振幅信號；電平控制步驟，根據表示所述發送信號的輸出功率的發送功率信息，控制所述差分振 幅信號的電平；偏移運算步驟，將對應於所述發送功率信息的直流偏移施予給進行了電平控制的所述 差分振幅信號；以及差分單端變換步驟，對施予了直流偏移的所述差分振幅信號進行差分單端變換，獲取 單端信號，在所述放大步驟中，將所述單端信號作為所述控制電壓。
全文摘要
公開了能夠降低輸出噪聲，抑制接收靈敏度的下降的振幅控制電路。由于振幅控制電路即振幅控制單元(120)包括將振幅數據變換為差分振幅信號並輸出的DA轉換器(121)；根據發送功率信息(P)控制差分振幅信號的電平的電平控制單元(122)；以及將對應於發送功率信息(P)的DC電壓施予給由電平控制單元(122)進行了電平控制的差分振幅信號的偏移運算單元(123)，與使用不變換為差分振幅信號而僅進行D/A變換的相同比特數的DA轉換器的情況相比，能夠使DA轉換器(121)的動態範圍達到2倍，能夠減小該部分的DA轉換器(121)的後級的差分單端變換單元(124)的增益，所以能夠避免噪聲被差分單端變換單元(124)放大，並降低振幅控制單元(120)的輸出噪聲。
文檔編號H03F1/26GK102007687SQ200980113450
公開日2011年4月6日 申請日期2009年2月13日 優先權日2008年4月18日
發明者池戶耐一 申請人:松下電器產業株式會社