在多進多出通信系統中檢測並解碼信號的方法

2023-10-07 01:24:24

專利名稱：在多進多出通信系統中檢測並解碼信號的方法
技術領域：
本發明通常涉及無線通信系統，尤其涉及用於在多進多出(MIMO)通信系統中檢測並解碼信號的方法。
背景技術：
多進多出(MIMO)通信系統使用多個發送天線和多個接收天線來發送和接收數據。將由Nt個發送天線和Nr個接收天線形成的MIMO信道劃分為多個獨立的空間子信道。因為MIMO系統採用多個發送/接收天線，所以它就信道容量而言勝過單進單出(SISO)天線系統。傳統地，MIMO系統經受導致碼間幹擾(ISI)的頻率選擇性衰落。ISI導致已接收的信號內的每一個碼元使其它連續碼元失真。這個失真降低了已接收的碼元的檢測準確性，並且其是影響被設計為在高信噪比(SNR)的環境中進行操作的系統的重要噪聲因素。為了除去ISI，在接收端級必須對已接收的信號執行均衡處理。這個均衡需要高處理複雜度。
另一方面，作為空分復用方案之一的垂直-貝爾實驗室分層時空(V-BLAST)體系結構提供了性能和複雜度之間極好的折衷。該V-BLAST方案使用線性和非線性檢測技術二者。換言之，V-BLAST方案在檢測之前抑制來自已接收信號的幹擾，並使用所檢測的信號除去幹擾。
當使用正交頻分復用(OFDM)方案時，有可能以低複雜度進行用於所接收信號的均衡處理。OFDM系統將系統頻帶劃分為多個子信道，調製這些子信道的數據，並發送已調製的數據。子信道根據在發送和接收天線之間的傳輸路徑而經受不同的頻率選擇性衰落。通過用循環前綴為每個OFDM碼元加上前綴可以有效地除去由這個衰落現象所導致的ISI。因此，當將OFDM方案應用到MIMO系統時，不用為所有實際的目而考慮ISI。
為此，期望選擇基於V-BLAST方案的檢測算法的MIMO-OFDM系統作為下一代移動通信系統。然而，傳統的V-BLAST方案具有嚴重的缺點。存在在判定反饋處理中固有的、由於誤差傳播而導致的性能降低。研究並提出了各種方法來克服這個性能下降。然而，這些方法產生了新的問題，例如增加了接收級的處理複雜度。這個複雜度根據調製級別和天線數目而增加。當前提出的方法是基於檢測和解碼之間的迭代處理而沒有顯著增加整體處理複雜度。

發明內容
因此，已經設計了本發明來解決在當前技術中出現的上面和其它問題。本發明的目的是提供用於檢測和解碼信號的方法，其可以通過在用於已接收信號的均衡處理中考慮判定誤差的同時檢測信號來提高所接收的信號的可靠性。
本發明的又一個目的是提供用於檢測和解碼信號的方法，其可以通過優化用於逐個信道層的信號檢測次序來提高系統性能。
本發明的又一個目的是提供用於檢測和解碼信號的方法，其可以通過為一個信道設置信號檢測次序並將該設置的信號檢測次序應用到所有信道來減小複雜度。
根據本發明的一方面，提供了一種用於在基於MIMO-OFDM的通信系統中檢測和解碼信號的方法，包括以下步驟通過多個接收天線來接收信號；考慮在碼元判定時間出現的判決誤差並從已接收的信號中檢測碼元；以及從所檢測的碼元恢復所發送的原始數據。
優選地，使用基於最小均方誤差(MMSE)的均衡矩陣來檢測碼元。均衡矩陣表示為方程(1)G=Hi*(HiHi*+1s2H^i-1Qe^i-1H^i-1*+IM)-1---(1)]]>其中，Hi是用於第i個信號的信道矩陣，*是復共扼，e是估計誤差，Qe是e的判定誤差協方差矩陣、=n2s2,]]>以及I是單位矩陣。
這樣設計均衡矩陣，以使得誤差e＝xi-Gyi的均方值最小。
通過方程(2)計算判決誤差協方差矩陣Qe 其中對應於條件期望值的 指示由於與x^mxm]]>和x^nxn]]>相關聯的不準確判定而導致出現的誤差em和en。
判定誤差協方差矩陣Qe的對角線元素 指示所檢測的碼元的均方誤差值。
判定誤差協方差矩陣Qe的對角線元素 是考慮由於與 相關聯的不準確判定而導致的判定誤差em的方差的值。
在判定誤差協方差矩陣Qe的對角線元素中具有最小值的分量的位置確定了信號檢測次序。
檢測碼元的步驟包括以下步驟使用先前解碼處理中的已解碼的原始數據來估計先前傳送的碼元；並且從所接收的信號中除去估計的碼元的分量。
檢測碼元的步驟包括設置用於通過相同的子信道來接收信號的層的檢測次序的步驟。
層的檢測次序被設置為從具有最高信道容量的層開始的下降次序。
通過方程(3)來計算信道容量Cn=k=1NcCnk]]>其中n＝1，...，N(3)其中Cnk定義為用於第k子信道中的第n層的信道容量，通過方程(4)來計算CnkCnk＝log2(1+SINRnk) (4)以從其中用於第n層的矩陣Mn為最小的層開始的上升次序設置檢測次序。
通過方程(5)計算矩陣MnMn=k=1Nc[((/N)Hk*Hk+IN)-1]nn]]>其中n＝1，...，N (5)其中H是信道矩陣，ρ是每個接收天線中的平均已接收功率噪聲比，而I是單位矩陣。
僅僅為一個特定子信道確定各層之間的檢測次序，並且將相同的次序應用到所有子信道。


通過接下來結合附圖的詳細描述，將更清楚地理解本發明的上面和其它目的和優點，其中圖1說明了應用了本發明的信號檢測和解碼方法的編碼分層的時空0FDM系統中的發射機的結構；圖2說明了根據本發明的第一實施例、應用了本發明的信號檢測和解碼方法的編碼分層的時空OFDM系統中的接收機的結構；
圖3是說明在本發明的信號檢測和解碼方法中使用的條件概率的16-正交幅度調製(16QAM)星座圖(constellation)；圖4說明了根據本發明的第二實施例、應用了本發明的信號檢測和解碼方法的編碼分層的時空OFDM系統中的接收機的結構；圖5說明了就幀誤差而言、當應用了16QAM時，在本發明的信號檢測和解碼方法與傳統的V-BLAST方法之間的性能比較結果；以及圖6說明了就幀誤差而言，當應用了64QAM時，在本發明的信號檢測和解碼方法與傳統的V-BLAST方法之間的性能比較結果。
具體實施例方式
下面將結合附圖在此詳細描述本發明。
圖1說明了應用了本發明的信號檢測和解碼方法的編碼分層的時空OFDM系統中的發射機的結構。
在圖1中，OFDM發射機具有第一串並(S/P)轉換器110，用於將輸入位流轉換為多個並行信號流；以及與從第一S/P轉換器110輸出的信號流相關聯的信號處理器單元。信號處理單元包括編碼器121-1～121-n，用於對信號流進行編碼；交織器123-1～123-n，用於交織從編碼器121輸出的信號；位/碼元映射器125-1～125-n，用於對從交織器123輸出的信號執行位/碼元映射處理；第二S/P轉換器127-1～127-n，用於將從位/碼元映射器125輸出的碼元流轉換成為多個並行碼元流；以及逆快速傅立葉變換(IFFT)處理器129-1～129-n，用於對從第二S/P轉換器127輸出的並行碼元流執行IFFT處理，以便通過NT個發送天線TX 1～TX N來發送信號。
圖2說明了根據本發明的第一實施例、應用了本發明的信號檢測和解碼方法的編碼分層的時空OFDM系統中的接收機的結構。
在圖2中，OFDM接收機具有快速傅立葉變換(FFT)處理器210-1～210-m，用於對通過MR個接收天線RX 1～RX M接收的信號執行FFT處理；信號檢測單元220，用於處理從FFT處理器210-1～210-m輸出的並行信號，並輸出與FFT處理器210-1～210-m相關聯的並行信號流；以及信號處理單元，用於根據與FFT處理器210-1～210-m相關聯的信號、處理從信號檢測單元220輸出的並行信號流。這些信號處理單元包括並串(P/S)轉換器231-1～231-m，用於將與FFT處理器210-1～210-m相關聯的並行信號轉換為串行碼元流；解映射器233-1～233-m，用於對從P/S轉換器231輸出的碼元流進行解映射，並輸出信號流；解交織器235-1～235-m，用於解交織從解映射器233輸出的信號流；以及解碼器237-1～237-m，用於對從解交織器235輸出的信號進行解碼並輸出原始數據。
在本發明中，假設為接收機預定了信道狀態信息(CSI)。本發明考慮基於零平均復值和離散時間頻率選擇性衰落MIMO-OFDM信道模型的基帶信號模型。
當將N維的復發送信號矢量和N維的復接收信號矢量定義為xk和yk時，由方程(6)表示通過第k個子載波接收的信號yk＝Hkxk+nk(6)其中 以及nk=n1nM,k]]>假設用於獲得最大容量的xk的總功率是P，並且發射機不知道信道狀態，則必須根據方差σS2將發射信號功率平均分布在N個發送天線之間。用方程(7)定義xk的協方差矩陣 其中，E[·]和(·)分別表示期望值和復共軛轉置矩陣，IN是大小為N的單位矩陣，附加項(additional term)nk具有方差σn2，並且是獨立同分布的復高斯噪聲。
Hk的信道係數hji，k表示從第i個發送天線到第j個接收天線的路徑增益。將路徑增益模型化為在逐維基礎上具有方差0.5的獨立復高斯隨機參數的樣本。如果根據多於半波長來劃分通信鏈路上的每一級的天線，則保持了獨立路徑。
在本發明中新引入考慮誤差傳播的分層時空OFDM系統的信號模型。
用表示從第n個天線發送的碼元的xn和表示具有表示矢量的轉置的(·)T的矢量信號的x＝[x1x2...xN]T來定義發送碼元。為了方便，通過由Foschini提出的V-BLAST方案中的最優檢測次序來指定判定次序 表示為層n檢測的碼元，而hn表示H的第n行。
xi＝[xixi+1...xN]T，Hi＝[hihi+1...hN]，x^i-1=[x^1x^2...x^i-1]T,]]>以及H^i-1=[h1h2...hi-1].]]>在傳統的V-BLAST算法中，預先檢測碼元矢量 直到從在第i步驟中接收的矢量信號中除去了第(i-1)步驟為止。結果，可以用方程(8)表示已校正的接收矢量yiyi=y-H^i-1x^i-1]]>=Hixi+n]]>(8)在方程(8)中，假設校正了先前的判定(即，x^n=xn,]]>其中n＝1，2，...，i-1)。這個信號檢測處理將未檢測的信號{xi，xi+2，...，xN}當作幹擾，並使用如最小均方誤差(MMSE)方案中的線性趨零處理來執行該信號檢測處理。方程(8)要求預先檢測的矢量碼元 的準確性。在存在判定誤差的情況中，將方程(8)重新寫為方程(9)yi=j=iNhjxj+j=1i-1hj(xj-x^j)+n]]>=Hixi+H^i-1e^i-1+n]]>(9)其中e^i-1=[e1e2ei-1]T,]]>且en=xn-x^n.]]>接下來，將描述基於方程(9)的新信號模型的MMSE算法。
本發明使用基於考慮了判定誤差的MMSE準則的趨零矩陣。在MMSE準則中，這樣設計均衡矩陣G以便最小化誤差e＝xi-Gyi的均方值，並且可以使用如方程(10)所表示的在均方估計中眾所周知的正交原理獲得 均衡矩陣G滿足方程(11) 其中將協方差矩陣定義為QAB＝E[AB]和QA＝E[AA]。
可以根據方程(9)和方程(11)將=n2s2]]>和G表達為方程(12)G=QxiyiQyi-1]]> (12)其中Qxi=S2IN-i+1,]]>而Qn=S2IM.]]>因此，可以將(i-1)維的判定誤差方差矩陣 定義為方程(13) 其中，*表示復共軛，而條件期望值 用於指示分別由於與x^mxm]]>和x^nxn]]>相關聯的不準確判定而導致的誤差em和en。
例如，對角線元素 指示由於與 相關聯的不準確判定而導致的判定誤差em的方差。因為其中m≠n的非對角線元素 不具有誤差之間的相關性，所以 與 相同。
當假設先前檢測到的信號是完美的，並且沒有發生誤差傳播時，本發明中提出的均衡矩陣G就等於傳統的MMSE矩陣。換言之，Qe^i-1=0.]]>接下來，將描述依據本發明，基於新均衡矩陣G來確定最優檢測次序的方法。
在設置均衡矩陣G之後，可以計算估計誤差e＝xi-Gyi的協方差矩陣Qe。使用方程(12)，用方程(14)表示協方差矩陣Qe =S2(IN-i+1-GHi)]]>(14)對角線元素指示已檢測的碼元的均方誤差(MSE)值。因此，連續的檢測次序取決於Qe中的最小對角線元素的位置。這是等於方程(14)中的最大對角線元素GHi的位置。
接下來，將描述應用於本發明的信號檢測和解碼方法的解映射器的操作。
軟輸出解映射器和軟輸入信道解碼器的使用顯著地改善了系統性能是眾所周知的。首先，在已檢測的矢量信號 中進行幾個假設之後來計算考慮檢測誤差的最優軟位量度。
下標t指示在矩陣Qe的主對角線上使MSE最小的位置。換言之，選擇 作為在第i步驟處的判定，其中i≤t≤N。將gt定義為與用於 的均衡器相關聯的均衡矩陣G的行。將這個均衡器矢量應用到方程(4)中時產生了方程(15)z~t=gtHixi+gtH^i-1e^i-1+gtn]]>=gthtxt+j=ijtNgjhjxj+gtH^i-1e^i-1+gtn,]]>=xt+w]]>(15)其中，β＝gtht，而且w=j=ijtNgjhjxj+gtH^i-1e^i-1+gtn.]]>為了分析方便，假設w的各項遵循復高斯分布。在輸出幹擾和噪聲是高斯噪聲的假設下，可以容易地估算MMSE檢測器的誤差概率。
因為w中的每項都是獨立於其它項的，所以可以由方程(16)計算w的方差 =j=ijtN||gthj||2S2+j=1i-1||gthj||2E[||ej||2|x^j]+n2||gt||2]]>(16)在方程(16)中，第二項對應於直到第(i-1)步驟為止的判定誤差，其顯著地影響系統性能。在合適地縮放偏置項之後，可以將到未偏置的解映射器的輸入編寫為方程(17)x~t=z~t/=xt+v---(17)]]>其中v是具有方差v2=w2/||||2]]>的復噪聲。
接下來，將簡單描述用於軟位信息的對數似然比(LLR)的計算。
假設S和s分別是星座圖碼元集合和集合S中的元素。則方程(17)中的 的條件概率密度函數(pdf)由方程(18)給出p(x~t|xt=s)=1v2exp(-||x~t-s||2v2)---(18)]]>當將xt的第i位定義為bti，並且將兩個互斥的子集定義為S0i={s:bti=0}]]>和S1i={s:bti=1},]]>其中i＝1，2...log2Mc，而將Mc定義為星座圖幅值|S|時，可以將bti的後LLR定義為方程(19)LLR(bti)=logP[bti=0|x~t]P[bti=1|x~t]]]>=logsS0iP[xt=s|x~t]sS1iP[xt=s|x~t]]]>(19)可以通過稍微的操作而將方程(19)重新寫成如方程(20)所示LLR(bti)=logsS0iexp(-||x~t-s||2v2)sS1iexp(-||x~t-s||2v2)---(20)]]>為了計算σv2，必須在方程(16)中對於j＝1、2、...、i-1計算 而且這些值與第j步驟中的判定誤差概率相關聯。
接下來，將描述用於計算誤差概率的方法。
與最大似然(ML)解映射器相關聯的誤差概率相對於信號星座圖的任何旋轉不會發生改變。這意指誤差概率僅僅取決於信號星座圖內的信號點之間的相對距離。將Pe定義為兩個相鄰的QAM信號點之間的誤差概率。同樣，Mc-QAM星座圖的最小距離由方程(21)給出dmin=6S2MC-1---(21)]]>通過方程(22)來計算相隔最小距離dmin的兩個信號之間的誤差概率PePe=Q(dmin2),---(22)]]>其中，Q(x)=x12exp(-u22)du]]>而且σ2對應於同相或者4-正交相位方向中的噪聲方差。當將dmin代入方程(22)中時，其導出方程(23)Pe=Q(6S2(MC-1)42)]]>=Q(3S2(MC-1)v2)]]>(23)其中使用了對於QAM碼元、σ2是噪聲方差σv2的一半的事實。如方程(24)所示，已經發現Q函數的準確近似值在範圍0＜x＜∞之內Q(x)12exp(-x22)[(1-a)x+ax2+b]---(24).]]>其中，a＝0.344且b＝5.334。
使用這個誤差函數來估計條件期望值 和 圖3是用於說明在本發明的信號檢測和解碼方法中的條件概率計算的16-正交幅度調製(16QAM)星座圖。
在圖3中，將16個信號點分為三類角落點(SC0、SC1、SC2和SC3)；邊緣點(SE0、SE1、SE2、SE3、SE4、SE5、SE6、和SE7)；和內部點(SI0、SI1、SI2、和SI3)。
接下來，將結合條件概率質量函數(mass function) 來描述使用方程(23)計算 和 值的處理。條件概率質量函數 取決於硬判定值 僅僅需要考慮以下三種情況以便涵蓋 的所有可能輸出當 屬於角落點集合時，到每個鄰近信號點中的錯誤檢測的條件概率 如表1所示。
表1
當 屬於邊緣點集合時，到每個鄰近信號點中的錯誤檢測的條件概率 如表2所示。
表2 當 屬於內部點集合時，到每個鄰近信號點的錯誤檢測的條件概率 如表3所示。
表3 這裡，Q=Q(3s2(Mc-1)v2).]]>要注意到Q2項是可忽略的。在這個情況中，僅包括了最接近的鄰近點。
假設已發送的信號具有相等的可能性，則當檢測到的信號是 時發送s的條件概率 落入上面所述的三個類別之一。
當僅考慮兩個相鄰的星座圖信號點之間的誤差時，分別通過方程(25)和(26)來計算條件期望值 和 E[et|x^t]=sNx^t(s-x^t)P(s|x^t)---(25)]]>以及E[||et||2|x^t]=sNx^t(s-x^t)P(s|x^t)---(26)]]>其中集合 含圍繞硬判定信號點 的鄰近星座圖信號點。當計算 和 值時，可以獲得方程(16)的噪聲方差σw2，並且可以從方程(13)獲得用於第(i+1)步驟的協方差矩陣 在上述的信號檢測和解碼方法中，複雜度由於用於計算均衡矩陣G的處理而增加。在本發明中，複雜度O(NM3)低於傳統方法中的O(N3)+O((N-1)3)+...+O(23)。
圖4說明了根據本發明的第二實施例、應用了信號檢測和解碼方法的編碼分層的時空OFDM系統中的接收機的結構。
在圖4中，在根據本發明的第二實施例的接收機中的FFT處理器(未示出)、信道檢測單元431、P/S轉換器433、解映射器435、解交織器437、以及解碼器439具有與第一實施例的接收機中的那些器件相同的結構。第二實施例的接收機還包括代表性層次序判定單元440，用於判定用於FFT處理器的輸出信號中的相同子信道的層次序、並以所判定的次序將信號輸出到信號檢測單元431。第二實施例的接收機還包括第二編碼器441，用於通過與相關聯的發射機相同的編碼方案來對解碼器439的輸出信號進行編碼；第二交織器443，用於交織第二編碼器441的輸出信號；位/碼元映射器445，用於對來自第二交織器443的已交織信號執行位/碼元映射處理；以及層消除器447，用於當使用由位/碼元映射器445產生的碼元信息在信號檢測單元431中檢測到下一個重複信號時，除去相關聯的碼元的分量。
當應用幹擾消除方法時。整個系統的性能受每個層被檢測到的次序的影響。在平坦衰落信道中，使用從先前步驟的解碼器輸出信號估計的判定反饋信息來除去幹擾是非常有效的。換言之，當檢測到一個層時，將用於所檢測層的所有判定值傳輸到解碼器，並且對解碼器的輸出再次進行編碼，並將其用於下一個層中的幹擾消除。
因此，在每個檢測步驟中必須將在一個層中檢測到的所有判定值傳輸到解碼器。
根據本發明的第二實施例，接收機在執行幹擾消除之前將根據在全部檢測處理期間的一個計算來判定全部層的檢測次序，並且將相同的檢測次序應用到所有子信道。
根據本發明的第二實施例，用於判定檢測次序的判定單元使用信道容量值。
Cnk表示在第n層中與第k個子信道相關聯的香農信道容量(Shannoncapacity)並且其通過方程(27)計算Cnk＝log2(1+SINRnk) (27)其中，對於未偏置的MMSE過濾，SINRnk可以表示為方程(28)SINRnk=s2MMSE-LE,nk2-1---(28)]]>其中σMMSE-LE，nk2是用於第k個子信道中的第n層的MMSE。當用方程(14)替換方程(12)時，σMMSE-LE，nk2由方程(29)表示MMSE-LE,nk2=[s2IN-s2Hm]nn]]>=[s2IN-s2Hk*(HkHk*+IM)-1Hm]]]>(29)這裡，[A]ij是矩陣A的(i，j)元素。在這個情況中，將與判定誤差相關聯的項設置為0(即，Qe^i-1=0]]>)。
使用用於矩陣轉換的ABC引理，即(A+BC)-1＝A-1-A-1B(CA-1B+I)-1CA-1，可以將(29)重新寫成方程(30)MMSE-LE,nk2=[n2(Hm*Hm+IN)-1]nn---(30)]]>當將方程(28)和方程(30)插入到方程(27)中時，由方程(31)計算容量CnkCnk=-log2([((/N)Hk*Hk+IN)-1]nn)---(31)]]>在所有子信道上的笫n層的總容量Cn由方程(32)給出Cn=k=1NcCnk]]>其中，n＝1，...，N(32)可以選擇基於Cn的檢測次序。
用於選擇其中使Cn最大化的層的操作等同於用於檢索其中使方程(33)中的度量值Mn最小化的層的操作。
Mn=k=1Nc[((/N)Hk*Hk+IN)-1]nn]]>其中，n＝1，...，N(33)在計算了用於所有層的度量Mn之後，以Mn的上升次序確定層當中的檢測次序。根據本發明的檢測方法中的檢測次序在每一個步驟中都可以不同。因為用於在每個步驟中更新次序的處理對於整體性能改善不是有用的，所以，當在第一步驟中設置代表性檢測次序時，不執行更新以便降低複雜度。如圖4所示，在信號檢測單元431之前的代表性檢測次序判定單元440中執行代表性檢測次序判定。用值Mn設置層次序。因此，該信號檢測和解碼方法提供了用於在頻率選擇性MIMO-正交頻分多址(OFDMA)環境中判定最優層次序的標準度量。
圖5和圖6是說明了就幀誤差而言，當應用了16QAM和64QAM時，在本發明的信號檢測和解碼方法與傳統的V-BLAST方法之間的性能比較結果的圖示。
發送天線的數目和接收天線的數目是4；使用了編碼率1/2的卷積碼(CC)；使用了基於64長度FFT的在電氣和電子工程師協會(IEEE)802.11a標準中定義的OFDM方案；以及OFDM碼元間隔是包括0.8μs的保護間隔的4μs。在這個仿真中，使用了具有指數衰減曲線的5抽頭多路徑信道。假設幀長度是一個OFDM碼元間隔。
當如圖5所示應用16QAM時，在1％的幀誤差率(FERFrame Error Rate)處，本發明的信號檢測和解碼方法與傳統的V-BLAST和解映射方法相比具有5dB和7dB的增益。當結合了本發明的信號檢測和解碼方法時，可以獲得8dB的增益。如圖6所示，對於64QAM，可以擴大這個性能增益。
這個改善通過在根據本發明的信號檢測和解碼方法的均衡處理中的軟位度量生成和判定誤差考慮而獲得。
如上所述，本發明的信號檢測和解碼方法使用考慮了判定誤差的新均衡矩陣G，可以明顯改善已編碼位系統中的系統性能。
期望本發明的信號檢測和解碼方法通過引入最優軟位解映射器、利用連續幹擾消除算法可以獲得與頻率、空間、時間分集相關聯的各種分集增益。
因為本發明的信號檢測和解碼方法可以通過校正均衡矩陣來提高系統性能，所以期望可以以接收機複雜度的最小增加來提高最大的系統性能。
儘管已經結合本發明的優選實施例描述了本發明，但是本領域的技術人員應該理解，可以在其中進行形式和細節上的各種改變而不背離由接下來的權利要求所限定的本發明的範圍。
權利要求
1.一種用於在基於多入多出(MIMO)-正交頻分復用(OFDM)的通信系統中檢測和解碼信號的方法，包括步驟通過多個接收天線接收信號；考慮在碼元判定時間出現的判定誤差，並從所接收的信號中檢測碼元；以及從所檢測的碼元恢復所發送的原始數據。
2.根據權利要求1的方法，其中使用基於最小均方誤差(MMSE)的均衡矩陣來檢測所述碼元。
3.根據權利要求2的方法，其中所述均衡矩陣表達為G=Hi*(HiHi*+1s2H^i-1Qe^i-1H^i-1*+IM)-1,]]>其中，Hi是用於第i個信號的信道矩陣，*是復共扼，e是估計誤差，Qe是e的判定誤差協方差矩陣，=n2s2,]]>以及I是單位矩陣。
4.根據權利要求3的方法，其中均衡矩陣設計為使誤差e＝xi-Gyi的均方值最小化。
5.根據權利要求3的方法，其中所述判定誤差協方差矩陣Qe通過以下方程來計算 其中對應於條件期望值的E[emen*|x^m,x^n]]]>指示由於與x^mxm]]>和x^nxn]]>相關聯的不準確判定而導致出現的誤差em和en。
6.根據權利要求5的方法，其中判定誤差協方差矩陣Qe的對角線元素E[||em||2|x^m]]]>指示已檢測的碼元的均方誤差值。
7.根據權利要求5的方法，其中判定誤差協方差矩陣Qe的對角線元素E[||em||2|x^m]]]>是考慮由於與 相關聯的不準確判定而導致的判定誤差em的方差的值。
8.根據權利要求5的方法，其中在判定誤差協方差矩陣Qe的對角線元素中具有最小值的分量的位置確定了信號檢測次序。
9.根據權利要求5的方法，其中檢測碼元的步驟包括計算被映射到位置t的發送碼元xi的對數似然比(LLR)值，其中在該位置t處，使均方誤差(MSE)在判定誤差協方差矩陣Qe中最小；以及設置被映射到所述LLR值的碼元。
10.根據權利要求9的方法，其中所述LLR值通過以下方程計算LLR(bti)=logsS0iexp(-||x~t-s||2v2)sS1iexp(-||x~t-s||2v2)]]>其中bti是已發送的碼元xt的第i位，S是已接收碼元的集合，s是集合S中的元素，S0i是集合S中第i位的值為0的子集，v2=w2/||||2]]>是剩餘的幹擾和噪聲v的方差、以及β＝gtht。
11.根據權利要求10的方法，其中所述剩餘的幹擾和噪聲通過以下公式計算 =j=ijtN||gthj||2S2+j=1i=1||gthj||2E[||ej||2|x^j]+n2||gt||2]]>其中gi是均衡矩陣G的列。
12.根據權利要求1的方法，其中檢測碼元的步驟包括設置用於通過相同的子信道來接收信號的層的檢測次序。
13.根據權利要求12的方法，其中將用於層的檢測次序設置為從具有最高信道容量的層開始的下降次序。
14.根據權利要求13的方法，其中所述信道容量通過以下方程計算Cn=k=1NcCnk,]]>其中n＝1，...，N其中將Cnk定義為用於第k子信道中的第n層的信道容量，用Cnk＝log2(1+SINRnk)計算Cnk。
15.根據權利要求12的方法，其中將檢測次序設置為從其中用於第n層的矩陣Mn為最小的層開始的上升次序。
16.根據權利要求15的方法，其中矩陣Mn通過以下方程計算Mn=k=1Nc[((/N)Hk*Hk+IN)-1]nn]]>其中n＝1，...，N其中H是信道矩陣，ρ是每個接收天線中的平均的接收功率噪聲比，而I是單位矩陣。
17.根據權利要求12的方法，其中僅僅為一個子信道設置所述檢測次序，並且將所設置的檢測次序等同地應用到所有子信道。
全文摘要
一種用於在基於多入多出(MIMO)－正交頻分復用(OFDM)的通信系統中檢測和解碼信號的方法。通過多個接收天線來接收信號。考慮在碼元判定時間出現的判定誤差，並從所發送的碼元中檢測碼元。從所檢測的碼元恢復所發送的原始數據。使用考慮了判定誤差的新均衡矩陣G可以明顯地提高編碼位系統的性能。
文檔編號H04L1/06GK1855797SQ20061006764
公開日2006年11月1日 申請日期2006年3月22日 優先權日2005年3月22日
發明者李東俊, 李寅圭, 安玟榮, 金宗漢, 李欣哲 申請人:三星電子株式會社, 高麗大學校產學協力團