高效率、超線性dffa移動數位電視與移動寬帶通信功率放大器的製作方法

2023-09-12 14:56:45

專利名稱：高效率、超線性dffa移動數位電視與移動寬帶通信功率放大器的製作方法
技術領域：
本發明涉及一種功率放大技術，具體涉及一種高效率超線性DFFA (Doherty & Feed Forward Linear Power Amplifiers)移動數位電視與移動寬帶通信功率放大技術。
背景技術：
移動數位電視與移動寬帶通信採用m QAM與OFDM調製技術，其核心技術是要求在高峰 均比信號條件下實現高效率、高線性及高穩定寬帶大功率放大。
現有的DPD數字預失真功率放大技術能改善線性度，與Doherty技術結合能大幅度提高 效率，伹數字預失真功率放大技術存在帶寬窄的問題，難以滿足數字地面電視發射傳輸的需 要；DPD數字預失真功率放大技術對線性度的改善通常為10-15dB，而卨階QAM 016QAM) S OFDM調製要求線性度改善為20-25dB;數字地面電視發射傳輸有多種工作制式與模式，DPD 數字預失真功率放大技術需要更改算法與擬合曲線，難以滿足多制式與多模工作的需要；DPD 數字預失真功率放大技術輸入信號為數字革帶佶號，而數字地面電視中繼站為了降低成本， 通常採用RF射頻放大，DPD數字預失真功率放大技術難以滿足上述中繼站的需要。
現有的FFA前饋自適應功率放大技術線性改善明顯，並具有自適應穩定控制、工作帶寬 寬、適應多制式與多模工作及RF射頻放大等一系列優點，但存在以下問題線性度改善範圍 有限， 一般互調抑制為15-20dBC，實際中有時需要抑制20-25dBC;效率低， 一般只有8-18%， 導致成本高，且發熱過大，影響可靠性；自適應控制時間長， 一般採用單片機、ARM、 FPGA 或DSP方式控制，由於程序運行有一定的時間加上算法複雜，達到自適應穩定的時間長；難 以滿足高峰均比信號高效率放大的需要；失真延時線對功率損耗大，限制了大功率放大。
Doherty放大技術能顯著提高放大效率，但現有的技術存在以卜'問題要求載波功放與 峰值功放在不同的溫度與輸入功率條件下相位與增益完全匹配實現高效率放大；而主功放與 峰值功放的相位、增益、錢性度與效率均為溫度與輸入信號強度的函數，難以滿足Doherty 理想放大的要求；現有的Doherty放大技術為兩級故大結構，在峰均比為6dB以內時，能實 現高效率，但現代數卞地面電視RF功率放大要求在峰均比為6-12dB時實現高效率與高線性 放人，現有的技術難以滿足這一要求；現有的Doherty放大技術一般針對器件級實現高效率 放大，在實現超大功率放大時，採用對多個Doherty模塊進行功率合成的結構將十分複雜。

發明內容
本發明的目的是提出新的FFA前饋放大、新的Doherty放大、新的自適應控制方法、自 癒合方法並將其有機結合，得到一種高效率、超線性、低成本、高速自適應控制及自癒合的 移動數位電視與移動寬帶通信功率放大器，不但可以用於移動數位電視發射機，還可用於其 中繼站與寬帶移動通信基站、基站放大器及中繼站，而且能用於GSM多載波功率放大器與集 群移動通信功率放大器，本發明總的是這樣實現的
所述新的FFA前饋放大總方法它採用高隔離對消技術與矢量調製器方式，實現高精度對 消，提高信號對消環與失真對消環的對消度，從而達到降低誤差功放的功率、提高線性度及寬帶 高線性的效果；它在實現信號對消或失真對消時，因輸入功率、工作溫度及器件老化而導致對消失配時，能用純硬體的方法自檢出自鎖控制信號，實現信號對消與失真對消的高速穩定平衡精密 控制。它採用導頻信號模擬失真信號，為了更好的實現自鎖控制信號及殘留失真信號的的提取，
它可把兩個音頻信號以IQ調製的方式調製在導頻信號上，從而增加了提取自鎖控制信號及殘留 失真信號時的抗帶外幹擾能力；它在朱真對消時，採用乘法器型或IQ解調型失真耦合對銷檢測， 解決現有前饋自適應功率放大繊留導頻檢測難題；它有三環型及預失真型DFFA移動數位電視 與移動寬帶通信功率放大器兩種類型，可提高線性度及提高主功放的功率。
所述新的Doherty放大總方法它對現有的兩級Doherty放大，採用溫補衰減與線性溫 補技術，以保持主功放與峰值功放的增益與線性度在溫度變化時大體不變；當輸入信號變化引 起主功放與峰值功放效率不同時，它採用偏壓控制，使其一直保持高效率；當工作溫度與輸入 信號強度變化而導致主功放與峰值功放的增益與相位失配時，它採用增益與相位鎖定技術使得 二者保持良好匹配。它在兩級Doherty放大的基礎上，採用不等功率法實現6-12池高峰均比 條件下的高效率放大，採用n個Doherty功放功率合成實現更大功率的高效率放大。
所述新的自適應控制總方法它的信號對消環與失真對消環可採用手動粗調，査找表式單 片機、ARM、 FPGA或DSP微處理器尋優控制寬範圍中調，快速自鎖精密調試，以達到高速、寬範 圍及精密調節的目的，從而大幅度縮短由不穩定到穩定的時間；它在採用單片機、A歴、FPGA或 DSP微處理器控制調試時，結合矢量調製器的具體特點採用數學査表或公式將複雜的二維尋優算 法轉換為較為簡單的一維尋優算法， 一維尋優算法可採用循環式內插法與搖擺式內插法。
所述自癒合控制總方法它可根據檢測到的工作溫度比值、工作電流比值、正向功率強 度比值、反向功率強度比值、信號對消殘留信號強度比值、失真對消殘留失真強度比值及 Doherty失配比值，根據正常值分別設置過溫、過流、過輸出功率、過反向功率、信號對消 失鎖、失真對消失鎖及匹配對消失鎖報警功能，在處於報警狀態時，可由微處理器控制調節 參數，解除報警使其處於正常工作狀態，從而實現自癒合式控制。
所述三環型DFFA移動數位電視與移動寬帶通信功率放大器，它由DOHERTY幅相鎖定放大 檢測單元ll、失真耦合對銷1檢測單元12、耦合採樣13、延時1.4、失真耦合對銷2檢測單 元15、輸入受控放大單元21、耦合分路22、耦合合路23、耦合分路24、失真產生鎖定檢測 單元25、失真鎖定放大1檢測單元26、衰減27、分路3i、信號對銷1自鎖檢測單元32、衰 減33、分路34、延時35、信號耦合對銷1單元36、耦合採樣37、信號對銷i檢測38、失真 鎖定放大2檢測單元39、導頻音頻產生調製單元41、溫度電流檢測單元42、供電單元43、 微處理器單元51以及運算控制單元52組成。其實現方法是-.
射頻信號經輸入受控放大單元21放大，輸入到耦合分路22分成兩路，其上支路耦合合 路23饋入導頻信號，經耦合分路24分成兩路，其上支路通過DOHERTY幅相鎖定放大檢測單 元U進行放大，輸入到失真耦合對銷1檢測單元12;其下支路通過失真產生鎖定檢測單元 25產生第1失真信號，經失真鎖定放大1檢測單元26放大，輸入到失真耦合對銷1檢測單 元12;在矢量控制信號U3與V3的控制下，調節失真鎖定放大1檢測單元26的幅相，在信 號耦合對銷1單元36中，使得失真耦合對銷1檢測單元12輸入的兩路信號發生對銷，第1 次對銷掉DOHERTY幅相鎖定放大檢測單元11主功放產生的失真信號，使線性度獲得第1次改 善；同時輸出失真對消1結果檢測信號NCD1到微處理器單元51。所述DOHERTY幅相鎖定放 大檢測單元11在矢量控制信號U5與V5的控制下，實現DOHERTY高效匹配放大，同時產生自 鎖控制信號U53與V53，並將其輸入到運算控制單元52，同時產生匹配結果檢測信號DCD，
12並將其輸入到微處理器單元51;所述失真產生鎖定檢測單元25在矢量控制信號U2與V2的 控制下，對銷信號得到第2失真信號，同時輸出信號對銷檢測結果的信號強度SCD2到微處理 器單元51，輸出自鎖控制信號U23與V23到運算控制單元52;所述失真鎖定放大1檢測單元 26還產生自鎖控制信號U33與V33，並將其輸入到運算控制單元52。
耦合分路22輸出的下支路信號經分路31分成兩路， 一路經延時35輸入到信號耦合對銷 l單元36， 一路輸入到信號對銷l自鎖檢測單元32; DO服RTY幅相鎖定放大檢測單元ll輸出 信號到耦合採樣13,採樣一部分信號經衰減器27衰減輸入到分路34;分路34分出一路信號 到信號耦合對銷1單元36，在矢量控制信號Ul與VI的控制下，調節DO服RTY幅相鎖定放大 檢測單元ll的幅相，在信號耦合對銷1單元36中，使得主信號對銷得到失真信號，輸入到 耦合採樣37，採樣一部分信號到信號對銷1檢測38進行信號對銷結果檢測，輸出結果信號 的強度SCD1到微處理器單元51;分路34分出的另一路信號經衰減33輸入到信號對銷1自 鎖檢測單元32,信號對銷1自鎖檢測單元32的兩路輸入信號產生自鎖控制信號U13與V13 輸入到運算控制單元52。
耦合採樣13輸出的主信號經延時14輸入到失真耦合對銷2檢測單元15;耦合採樣37 輸出的主信號到失真鎖定放大2檢測單元39進行失真信號鎖定放大，輸入到失真耦合對銷2 檢測單元15，同時輸出自鎖控制信號U43與V43輸入到運算控制單元52;在矢量控制信號 U4與V4的控制下，調節失真鎖定放大2檢測單元39的幅相，使得失真耦合對銷2檢測單元 15將兩路輸入信號發生對銷，第2次對銷掉DOHERTY幅相鎖定放大檢測單元11主功放產生 的失真信號，使線性度獲得第2次改善，同時輸出正向功率檢測信號0PD，反向功率輸出信 號RPD，失真對消2結果檢測信號NCD2。
導頻音頻產生調製單元41在微處理控制信號CP的控制下，產生本振信號LOl、音頻信 號A1、音頻信號A2、導頻信號DP1及導頻信號DP2;溫度電流檢測單元實時檢測工作溫度與 工作電流，並將檢測到的工作溫度比值TD與工作電流比值ID輸入到微處理器單元51。
所述微處理單元51接受實測工作溫度比值TD、工作電流比值ID、輸入信號功率強度比 值IPD、正向功率強度比值OPD、反向功率強度比值RPD、信號對銷1殘留信號強度比值SCD1、 信號對銷2殘留信號強度比值SCD2、失真對銷1殘留導頻信號幅相信息比值NCD1、失真對銷 2殘留導頻信號幅相信息比值NCD2及Doherty匹配放大對銷殘留比值DCD，它以SCD1、 SCD2、 NCD1、 NCD2及DCD最小或達標為判斷依據，依次按尋優算法輸出一組最佳的信號對銷1微處 理矢量控制信號U12與V12、信號對銷2微處理矢量控制信號U22與V22、失真對銷1微處理 矢量控制信號U32與V32、失真對銷2微處理矢量控制信號U42與V42及Doherty匹配放大 對銷微處理矢量控制信號U52與V52，到運算控制單元6;它在自適應控制時，根據矢量調製 器的具體特點採用數學查表或公式將複雜的二維尋優算法轉換為較為簡單的一維尋優算法； 其一維尋優算法可採用循環式內插法或搖擺式內插法;它還可根據輸入信號功率強度比值IPD 及實測溫度比值TD設置査找表，迅速調出一組最佳的U12、 V12、 U22、 V22U32、 V32、 U42、 V42 U52、 V52微處理控制信號；它可根據檢測到的TD、 ID、 IPD、 0PD、 RPD、 SCD1、 SCD2、 NCD1、 NCD2及DCD，分別設置過溫度、過流、過輸出功率、過反向功率及失鎖報警功能， 在分別處於這些狀況時，微處理器單元51能輸出控制信號IPC,加大步進衰減器10的衰減 度，降低輸入功率，以解除報警使其處於正常工作狀態，實現自癒合控制。
所述運算控制單元52分別接受信號對銷1手動控制信號Ull與VI1、微處理矢量控制信號U12與V12及自鎖控制信號U13與V13，信號對銷2手動控制信號U21與V21、微處理矢量 控制信號U22與V22及自鎖控制信號U23與V23，失真對銷1手動控制信號U31與V31、微處 理矢量控制信號U32與V32及自鎖控制信號U33與V33，失真對銷2手動控制信號U41與V41 、 微處理矢量控制信號U42與V42及自鎖控制信號U43與V43， Doherty匹配放大對銷手動控制 信號U51與V51、微處理矢量控制信號U52與V52及自鎖控制信號U53與V53，經線性運算形 成總的自適應控制信號U1與V1、 U2與V2、 U3與V3、 U4與V4及U5與V5，其關係式為
(1) 、 U1=K11U11+K12U12+IQ31!13+U10 (Kll、 K12、 K1:!及U10為常數)
(2) 、 V1=P11V11+P12V12+P13V13+V10 (Pll、 P12、 P13及V10為常數)
(3) 、 U2=K21U21 +K22U22+K23U23+U20 (K21、 K22、 K23及U20為常數)
(4) 、 V2=P21V11+P22V22+P23V23+V20 (P21、 P22、 P23及V20為常數)
(5) 、 U3=K31U31+K32U32+K33U33+U30 (K3i、 K32、認及腿為常數)
(6) 、 V3=P31V31^+P32V32+P33V33+V30 (P31、 P32、 P33及V30為常數)
(7) 、 U4二K41U41+K42U42+K43U43+U40 (K41、 K42、 K43及U40為常數)
(8) 、 V4=P41V41+P42V42+P43V43+V40 (P41、 P42、 P43及V40為常數)
(9) 、 U5二K51U51+K52U52+K53U53+U50 (K51、 K52、 K53及U50為常數)
(10) 、 V5=P51V51+P52V52+P53V53+V50 (P51、 P52、 P53及V50為常數) 各手動控制信號實現對銷控制的幅相粗調；當輸入信號強度、溫度變化及器件老化時，各對
銷單元的信號幅度及相位將發生一定的變化，各微處理矢量控制信號自適應調節信號幅度及相位 反變化，從而維持穩定對銷；各微處理矢量控制的控制範圍寬，但用軟體處理需要一定的處理時 間；各自鎖自適應控制信號通過運算控制單元6，自適應高速調節信號幅度及相位反變化，從而維 持信號與失真的穩定對銷；這一過程全部由硬體實現，控制速度很快，但控制範圍不大；這樣當 輸入信號強度及溫度變化較大時由微處理自適應控制，變化較小時由純硬體實現高速自鎖控制， 保證在較寬的變化範圍內的高速自適應控制。
所述預失真型DFFA移動數位電視與移動寬帶通信功率放大器，它由DOHERTY幅相鎖定放大 檢測單元ll、失真耦合對銷1檢測單元12、耦合採樣13、延時14、失真耦合對銷2檢測單 元15、延時16、矢量調製i7、合路18、輸入受控放大單元21、耦合分路22、耦合合路23、 耦合分路24、失真產生鎖定檢測單元25、衰減27、分路31、信號對銷1自鎖檢測單元32、 衰減33、分路34、延時35、信號耦合對銷1單元36、耦合採樣37、信號對銷1檢測38、失 真鎖定放大2檢測單元39、導頻音頻產生調製單元41、溫度電流檢測單元42、供電單元43、 微處理器單元51以及運算控制單元52組成。其實現方法與所述三環型DFFA移動數位電視與 移動寬帶通信功率放大器的基本一致所不同的只是
耦合分路24輸出的一路信號經延時16輸入到合路18,失真產生鎖定檢測單元25產生 的失真信號輸入到矢量調製17，通過U3與V3調節失真信號的幅相，輸入到合路18，合路 18輸出預失真信號到D0冊RTY幅相鎖定放大檢測單元11，得到線性度改善了的主功率放大信 號。其自適應控制的運算關係式為
(1) 、 U1二K11U11十K12U12+K13U13+U10 (Kll、 K12、 K13及U1(T為常數)
(2) 、 V1=P11V11+P12V12+P13V13+V10 (Pll、 P12、 P13及V10為常數)
(3) 、 U2=K21U21+K22U22+K23U23+U20 (K21、 K22、 K23及U20為常數)
(4) 、 V2=P21V11+P22V22+P23V23+V20 (P21、 P22、 P23及V20為常數)(5) 、 U3=K31U31 +K32U32+U30 (K31、 K32及U30為常數)
(6) 、 V3=P31V31+P32V32+V30 (P31、 P32及V30為常數)
(7) 、 U4=K4m41+K42U42+K43U43+U40 (K41、 K42、 K43及U40為常數)
(8) 、 V4=P41V41+P42V42+P43V43+V40 (P41、 P42、 P43及V40為常數)
(9) 、 U5=K51U51+K52U52+K53U53+U50 (K51、 K52、 K53及U50為常數)
(10) 、 V5=P51V51+P52V52+P53V53+V50 (P51、 P52、 P53及V50為常數) 它與所述三環型DFFA移動數位電視與移動寬帶通信功率放大器對比其優點在於省去了
成本較高的失真鎖定放大1檢測單元26，結構簡單，不足之處在於其線性度改善稍小，另外 在預失真放大時，缺乏高速自鎖控制信號。
所述輸入受控放大單元，它由射頻濾波器211、前級溫補放大1單元212、步進衰減213、 幅度調節214及溫補前級放大2單元215組成。它的主要作用在於在ALC自動電平控制的步 進衰減地控制下，實現前級溫補增益穩定放大，其實現方法如下
射頻輸入信號通過射頻濾波器211濾去帶外信號，輸入到溫補前級放大1單元212進行 溫補增益放大，在微處理器單元51產生的數控信號IPC的控制下，通過步進衰減213進行數 控步進衰減，在與輸出功率呈線性關係的地ALC信號的控制下，通過幅度調節214進行ALC 控制，以維持整個功放的穩定，再通過溫補前級放大2單元215放大輸出信號到耦合分路22。
所述DOHERTY幅相鎖定放大檢測單元，它由矢量調製1U1、耦合分路1112、延時1U3、 輸入功率檢測1114、輸入功率檢測處理1115、延時衰減1121、溫補載波功放1122、 1/4入阻 抗變換1123、耦合採樣1124、 3dB橋分路1131、 Doherty匹配自鎖檢測1132、分路1133、 Doherty匹配對銷檢測1134、分路1135、同相功率合成1136、矢量調製1141、溫補峰值功 放1142、耦合採樣1143組成，它主要以匹配Doherty方式實現高峰均比信號的高效率放大， 其實現方法如下
來自耦合分路24的載波信號輸入到矢量調製illl調節幅相，經耦合分路1112分成兩路， 輔支路輸入到輸入功率檢測1114進行輸入功率檢測， 一方面輸出輸入功率檢測信號IPD到微 處理單元51，另一方面到輸入功率檢測處理1115處理後，輸出偏壓控制信號Vg到溫補載波 功放1142，因Vg的形成有一定的時間，為實現偏壓控制的同步，需通過延時1113進行延時 處理。
延時1113輸出的信號經3dB橋分路1131分路，其中"0"度信號輸入到延時衰減1121 進行延時衰減，以實現上下支路的幅相匹配，溫補載波功放1122對峰值功率以下信號進行溫 補增益與溫補線性放大，經1/4入阻抗變換1123進行阻抗變換，耦合採樣1124輸出主路信 號到同相功率合成1136; 3dB橋分路1131分路出的"90"度信號輸入到矢量調製1141，在 信號U5與V5的控制下調節幅相，以實現上下支路的幅相匹配，溫補峰值功放1142對峰值功 率信號進行.溫補增益與溫補線性放大，耦合採樣1143主信號輸入到同相功率合成1136;同 相功率合成ll36將兩路信號進行同相功率合成；在所述溫補載波功放1122與溫補峰值功放 1142的功率比值相同時，為等功率Doherty放大，其功率比值不同時，為不等功率Doherty 放大，當其為l: 2時，可以實現峰均比為9dB的信號高效率放大，當其為l: 3時，可以實 現峰均比為12dB的信號高效率放大。
為了實現溫補載波功放鏈路與溫補載波功放鏈路的嚴格幅相匹配，確保輸入到同相功率 合成11兆將兩路信號等幅同相，從而實現高效率放大，必須釆用高速自適應控制，其實現方法是兩路信號分別經耦合採樣1124及耦合採樣1143的輔支路輸出採樣信號到分路1133與 分路1135，它們各自分成兩路，分別輸入到Doherty匹配自鎖檢測1132與Doherty匹配對 銷檢測1134， Doherty匹配對銷檢測1134輸出匹配對銷殘留信號DCD到微處理單元51，形 成微處理控制信號U52與V52輸入到運算控制單元52， Doherty匹配自鎖檢測1132輸出自鎖 控制信號U53與V53到運算控制單元52,與手動控制信號U51及V51—起作運算，輸出總的 矢量控制信號U5與V5控制幅相的反變化，從而實現嚴格幅相匹配。
所述功率合成型DOHERTY幅相鎖定放大檢測單元,它由DOHERTY幅相鎖定放大前級單元111、 n個DOHERTY幅相鎖定放大主體單元112、功率分配113與功率合成114組成，它的作用在於 實現大功率狀態下高峰均比信號的高效率放大，其實現方法如下-
來自耦合分路24的信號經DOHERTY幅相鎖定放大前級單元111放大並進行IPD與Vg檢 測；通過功率分配113分成n路，每路經DOHERTY幅相鎖定放大主體單元112進行高效率放 大，並對每路進行DCDD與U53及V53檢測，每路的放大信號輸入到功率合成114進行功率合 成，輸出大功率信號。功率合成與分配要求每路DOHERTY幅相鎖定放大主體單元112放大幅 相一致，這可通過調節每路的U5與V5實現。
所述失真產生鎖定檢測單元，它由耦合分路250、延時分路251、溫補放大252、矢量調 制253、分路254、失真產生自鎖檢測255、耦合對銷256、耦合採樣257與鎖定檢測258組 成，它的主要作用是產生穩定的失真信號，其實現方法如下
來自耦合分路24的信號經耦合分路250分成兩路，其上支路經延時分路251、輸入到耦 合對銷256的一端；其上支路經溫補放大252進行溫補放大，輸入到矢量調製253，在控制 信號U2與V2的控制下調節幅相，經分路254輸入到耦合對銷256的另一端；兩路信號在耦 合對銷256中對銷掉載波信號，留下失真信號，輸入到耦合採樣257中，主路輸出失真信號 至失真鎖定放大檢測1單元，採樣信號輸入到鎖定檢測258，檢測出對銷殘留載波信號SCD2 到微處理單元51;延時分路251與分路254的另一路信號輸入到失真產生檢測256中，檢測 出自鎖控制信號U23與V23到運算處理單元52。
所述失真鎖定放大1檢測單元，它由耦合分路261、矢量調製262、溫補失真功率放大263、 耦合採樣264、延時265、失真放大自鎖檢測266及衰減267組成，它的主要作用是對失真信 號進行穩定放大，其實現方法如下
來自失真產生鎖定檢測單元25的失真信號經耦合分路261分成兩路，其上支路信號輸入 到矢量調製262，在控制信號U3與V3的控制下調節幅相，經溫補失真功率放大263進行功 率放大，經耦合釆樣加4輸出主信號到失真耦合對銷l檢測單元，採樣信號經衰減267輸入 到失真放大自鎖檢測加6;其上支路信號經延時265輸入到失真放大自鎖檢測266;失真放大 自鎖檢測26G根據兩路輸入信號產生自鎖控制信號U33與V33到運算處理單元52。
為實現高分均比信號的高效放大，所述失真放大自鎖檢測266也可採用Doherty放大； 所述失真鎖定放大2檢測單元的組成與實現方法與所述失真鎖定放大1檢測單元的一致。
所述信號對銷l自鎖檢測單元，它由IQ解調321、雙路精密運放322、低通濾波323、低 通濾波325、幅度相位運放運算324組成，它的主要作用在於產生自鎖控制信號，其實現方 法如下
來自分路31與來自衰減3'3的信號，通過IQ解調321解調出兩路信號的幅相差異IQ矢 量信號UI與UQ，分別經低通濾波輸出U13與XM。當矢量調製器為IQ調製器時，U13與V13直接對應自鎖控制信號U13與V13 ;當矢量調製器為幅相調製器時，通過幅度相位運放運算 324作運算，U13=U13與V13的均方根，V13為相位控制量，當相位變化較小時，V13:V13/ U13; 當矢量調製器為反射型調製器時，須通過査表方式將U13與V13轉化為U13與V13。
所述其它自鎖檢測單元的組成及產生自鎖控制信號U23與V23 、 U33與V33、 U43與V43 及U53與V53的方法與所述信號對銷1自鎖檢測單元的一致。
所述導頻音頻產生調製單元，為了更好的實現自鎖控制信號的提取及殘留失真信號的檢測， 把兩個音頻信號以IQ調製的方式調製在導頻信號上，從而增加了提取自鎖控制信號及殘留失 真信號的抗帶外幹擾能力。所述導頻音頻發生調製模塊其組成與實現方法是-
它產生用於模擬失真信號的導頻信號、兩個音頻信號及將兩個音頻信號IQ式調製在導頻 信號上，它由頻率合成器411、 IQ調製器412 、 IQ調製器413、偏置1414、單音頻發生器 416、偏置Q415及單音頻發生器417組成。頻率合成器411在微處理控制信號CP的控制下， 產生一個與失真信號頻率接近的信號LOl，輸入到IQ調製器412，同時還輸出一路與L01 — 樣的混頻信號；IQ調製器4i2在偏置I 414及偏置Q415的作用下對L01進行IQ調製，輸出 信號DP1到IQ調製器413; IQ調製器4133在單音發生器416輸出的音頻1及單音發生器417 輸出的音頻2兩信號的作用下，對L02進行I:Q調製，輸出進行了雙音頻IQ調製的導頻信號 DP2。微處理控制信號CP主要用於改變導頻的頻率。
所述失真耦合對銷2檢測單元，它由耦合對銷器15i、雙向耦合器152、隔離器153、反 向功率檢測154、分路155、失真對銷檢測156、正向功率檢測157組成。它主要實現第2次 失真對銷、殘留失真信號檢測、正向功率檢測及反向功率檢測，其實現方法如下-
來自延時14輸出的主功放信號與來自失真鎖定放大2檢測單元39輸入到耦合對銷器151 中，在此進一歩對銷失真信號，結果tr入到雙向耦合器152，其主信號通過隔離器153輸出 高效率超線性放大了的功率信號；雙向耦合器的反向耦合支路輸出到反向功率檢測154，檢 測出反向功率信號RPD;其正向耦合支路輸出到分路155，分出一路到正向功率檢測157，檢 測出正向功率信號OPD，分出另一路OP到失真對銷檢測156，對殘留失真信號進行檢測，也 可形成失真耦合對銷2自鎖自適應控制信號。所述失真對銷檢測156有乘法器型與IQ解調型 兩種組成與實現方法。
所述乘法器型失真耦合對銷檢測單元，它由濾波1561、混頻濾波1562、乘法濾波1563、 乘法濾波1564、運算l565、運算器1566組成及均方根1567組成。它主要實現殘留失真信號 檢測及失真耦合對銷2自鎖自適應控制信號的形成，其實現方法如下-
正向功率耦合信號0P輸入到濾波1561，濾波得到殘留導頻信號，此信號的大小代表殘 留失真信號的大小；延時導頻與經濾波後的OP信號輸入到混頻濾波1562，輸出中頻信號； 分路輸入到乘法濾波1563與乘法濾波1564，再分別輸入到運算1565、及運算器1566,得到 U43與V43信號，當U43與V43很小時，1M1與YH直接代表失真耦合對銷2檢測單元檢測的 自鎖信號U43與V43，較大時通過對二者進行均方根運算的到殘留失真信號NCD2。
由於殘留導頻信號與主功率信號頻差很近，常規方法很難提取殘留導頻信號的強度，本 方法進行了頻差很近的混頻低通濾波及頻差很近的乘法濾波，在提取U43與V43時具有很強 的雜波抑制能力，通過均方根運算很好的解決了傳統前饋放大殘留導頻檢測的難題。所述失 真耦合對銷1檢測單元也可採用所述乘法器型失真耦合對銷檢測單元的組成與實現方法。 所述IQ解調型失真耦合對銷檢測單元，它由導頻濾波器1560、混頻中頻濾波1561、 IQ解
17調1562、雙路精密運算器1563、低通濾波1564、低通濾波1565、均方根運算1566、本振1567、 混頻中頻濾波1568及延時導頻本振1569組成，它主要實現殘留失真信號檢測及失真耦合對銷 2自鎖自適應控制信號形成，其實現方法如下
殘留導頻信號模擬殘留失真信號，正向功率耦合信號0P輸入到導頻濾波器1560，提取殘 留導頻信號送到混頻中頻濾波器1561，與本振信號1567作混頻降成中頻，輸入到IQ解調器 1562作輸入信號，採用中頻濾波以加大濾去高頻雜波信號的能力；延時導頻本振1569與本振 信號1567通過混頻中頻濾波器1568下變頻為中頻，輸入到IQ解調器1562作本振；IQ解調器 1562解調出了殘留導頻信號的幅相信號UI與UQ，此信號一般很小，通過雙路精密運算器進行
運算放大，每一路經低通濾波濾去高頻分量，分別輸出純淨的幅相信號m與YM，送入到均
方根運算1566進行均方根運算得到殘留導頻信號的強度比列信號NCD2= V(巡)2+ (BP 2，
由於採用了與輸入中頻信號同頻的中頻本振信號作IQ解調，解調輸出信號UI與UQ為直流性 質的信號，它們與高頻信號頻差很遠，很容易通過低通濾波的方法濾去夾雜在UI與UQ中的高 頻分量，得到純淨的幅相信號U43與V43，從而檢測出殘留導頻信號的強度比值信號NCD2，解 決了現有前饋線性功率放大器中檢測殘留失真信號的難題。U43與V43也可作為失真耦合對銷 2自鎖自適應控制信號。所述失真耦合對銷1檢測單元也可採用所述乘法器型失真耦合對銷 檢測單元的組成與實現方法。
所述軟體總流程與軟體査找表，其特徵在於總軟體流程由自癒合調節部分1、 Doherty 匹配調節部分2與FFA自適應調節3組成。
所述自癒合調節部分l，它建立一個不斷循環檢測控制工作狀態的工作流程，它分別設置 過流、過輸出功率、過溫度、過反向功率及失鎖報警功能，當高效率超線性DFFA功率放大器 分別處於這些狀況時，微處理器單元51能輸出控制信號IPC，加大步進衰減器213的衰減度， 降低輸入功率，以解除報警使其處於正常工作狀態；當輸入功率降低到一定程度時，所述高效 率超線性DFFA功率放大器無法滿足使用要求，則欠功率報警終止關機，這裡設置的是下降6dB， 實際中可根據需要靈活設置。
所述Doherty匹配調節部分2主要調節峰值功放鏈路與載波功放鏈路的幅相匹配，使之在 不同的輸入功率與工作溫度條件下處於良好的匹配狀態，如圖所示為四級置換式或四級並聯式 Doherty自適應高效率匹配功率放大器軟體流程圖，依次調用査找表中的U52與V52，當匹配 差值DCD達標時，直接使用査找表中的參數，其程序運行時間很短，這樣就能實現快速微處理 自適應控制；查找表的產生由尋優算法尋優後存儲得到；實際中，由於器件的老化，原查找表 中的最佳U52與V52會不一樣，這時仍需尋優算法尋找此時的最佳U52與V52並及時更新查找 表。其他各種類型的Doherty自適應高效率匹配功率放大器軟體流程可依此推導。
所述FFA自適應調節部分3主要調節各信號對銷放大單元與失真放大對銷單元的幅相，使 之在不同的輸入功率與工作溫度條件下處於良好的對銷狀態，如圖1為三環型高效率超線性 DFFA功率放大器軟體流程圖，依次調用查找表中的U12、 V12、 U22、 V22、 U32、 V32、 U42及 V42，當各對銷結果檢測值NCD2、 NCD1、 SCD2及SCD1達標時，直接使用査找表中的參數，其
程序運行時間很短，這樣就能實現快速微處理自適應控制；査找表的產生由尋優算法尋優後存
儲得到；實際中，由於器件的老化，原査找表中的最佳U12、 V12、 U22、 V22、 U32、 V32、 U42 及V42，會不一樣，這時仍需尋優算法尋找此時的最佳U12、 V12、 U22、 V22、 U32、 V32、 U42 及V42並及時更新査找表。所述預失真型高效率超線性DFFA功率放大器軟體流程可依此推導。它在採用尋優算法時，根據矢量調製器的特點，利用公式或數學査表把複雜的二維尋優 簡化為簡單的內插法一維尋優，由於兩路對銷信號儘管其幅度不同，但只要相位匹配越好時， 其對銷程度就越好，所以兩個一維尋優時，先尋優最佳相位控制信號Vxy，再尋優最佳幅 度控制信號Uxy，利用公式或數學査表將Uxy與Vxy轉化為對應的Uxy及Vxy。
所述軟體內插法流程，其實現方法是採用最快的速度根據因變量最小或達標尋找到最
佳的自變量，它有軟體循環式內插法與軟體搖擺式內插法兩種類型，它根據矢量調製器的不
同，將複雜的二維尋優轉化為兩個簡單的一維內插法尋優時，其參數要進行不同的轉換。
在矢量調製器採用幅相型調節時，X表示幅度控制信號U12、 U22、 U32、 U42與相位控制 信號V12、 V22、 V32、 V42中的一個，Z表示SCD1 、 SCD2、 NCD1、 NCD2 、 DCD中的一個，由 於兩路對銷信號儘管其幅度不同，但只要相位匹配越好時，其對銷程度就越好，所以內插法 調節時先調相位控制信號V12、 V22、 V32、 V42中的一個，再調幅度控制信號U12、 U22、 U32、 U42中相應的一個，這樣就把複雜的二維尋優簡化為兩個簡單的內插法一維尋優，本實現方 法列出的是步長減半法，還可使用步長加半方法；本實現方法只列出了正向尋優調節，要實 現正反向尋優調節時，可通過減法運放實現，本實現方法中的0-l範圍，如通過運放減1/2 則為-l/l一+l/2變化；尋優範圍也可通過運放乘一個係數進行擴大或縮小；本實現方法只列 出了尋優範圍為0—1時，尋優精度為1/16，所述軟體內插法流程圖還可依據所述規律向下
延伸，至lj 1/32或l/2n (n》6)。
在矢量調製器採用IQ型調節時，要採用公式運算，將複雜的二維尋優算法轉化為簡單得 一維內插法，它略比所述幅相型調節複雜，它的通過功率小，但控制範圍寬及控制精度高； 在矢量調製器採用反射型調節時，要採用査表，將複雜的二維尋優算法轉化為簡單得一維內 插法，它比所述幅相型調節及IQ型調節複雜，但它的通過功率大、控制範圍寬及控制精度高。 所述軟體循環式內插法採用循環語句結構，它所需的存儲器容量小但尋優速度慢。 所述軟體搖擺式內插法採用轉折語句結構，它所需的存儲器容量大但尋優速度快。


圖1為本發明的三環型DFFA移動數位電視與移動寬帶通信功率放大器原理框圖
圖2為本發明的預失真型DFFA移動數位電視與移動寬帶通信功率放大器原理框圖
圖3為本發明的輸入受控放大單元原理框圖
圖4為本發明的DOHERTY幅相鎖定放大檢測單元原理框圖
圖5為本發明的功率合成型D0HERTY幅相鎖定放大檢測單元原理框圖
圖6為本發明的失真產生鎖定檢測單元原理框圖
圖7為本發明的失真鎖定放大檢測單元原理框圖
圖8為本發明的信號對銷自鎖檢測單元原理框圖
圖9為本發明的導頻音頻產生調製原理框圖
圖10為本發明的失真耦合對銷檢測單元原理框圖
圖11A為本發明的乘法器型失真耦合對銷檢測單元原理框圖
圖11B為本發明的IQ解調型失真耦合對銷檢測單元原理框12為本發明的軟體總流程圖 圖13為本發明的軟體査找表圖 圖14為本發明的軟體內插法流程圖
具體實施例方式
如圖1所示為本發明的三環型DFFA移動數位電視與移動寬帶通信功率放大器原理框圖
它由DO朋RTY幅相鎖定放大檢測單元11、失真耦合對銷1檢測單元12、耦合採樣13、 延時14、失真稱合對銷2檢測單元15、輸入受控放大單元21、耦合分路22、耦合合路23、 耦合分路24、失真產生鎖定檢測單元25、失真鎖定放大1檢測單元26、衰減27、分路31、 信號對銷l自鎖檢測單元32、衰減33、分路34、延時35、信號耦合對銷1單元36、耦合採 樣37、信號對銷1檢測38、失真鎖定放大2檢測單元39、導頻音頻產生調製單元41、溫度 電流檢測單元42、供電單元43、微處理器單元51以及運算控制單元52組成。其實現方法是
射頻信號經輸入受控放大單元2i放大，輸入到耦合分路22分成兩路，其上支路耦合合 路23饋入導頻信號，經耦合分路24分成兩路，其上支路通過DOHERTY幅相鎖定放大檢測單 元11進行放大，輸入到失真耦合對銷1檢測單元12;其下支路通過失真產生鎖定檢測單元 25產生第1失真信號，經失真鎖定放大1檢測單元26放大，輸入到失真耦合對銷1檢測單 元12;在矢量控制信號U3與V3的控制下，調節失真鎖定放大1檢測單元26的幅相，在信 號耦合對銷1單元36中，使得失真耦合對銷1檢測單元12輸入的兩路信號發生對銷，第1 次對銷掉DOHERTY幅相鎖定放大檢測單元11主功放產生的失真信號，使線性度獲得第1次改 善；同時輸出失對消1結果檢測信號NCD1到微處理器單元51。所述DOHERTY幅相鎖定放 大檢測單元11在矢量控制信號U5與V5的控制下，實現DOHERTY高效匹配放大，同時產生自 鎖控制信號U53與V53，並將其輸入到運算控制單元52，同時產生匹配結果檢測信號DCD， 並將其輸入到微處理器單元51;所述失真產生鎖定檢測單元25在矢量控制信號U2與V2的 控制下，對銷信號得到第2失真信號，同時輸出信號對銷檢測結果的信號強度SCD2到微處理 器單元51，輸出自鎖控制信號U23與V23到運算控制單元52;所述失真鎖定放大1檢測單元 26還產生自鎖控制信號U33與V33，並將其輸入到運算控制單元52。
耦合分路22輸出的下支路信號經分路31分成兩路， 一路經延時35輸入到信號耦合對銷 1單元36， 一路輸入到信號對銷i自鎖檢測單元32; DOHERTY幅相鎖定放大檢測單元11輸出 信號到耦合採樣13，採樣一部分信號經衰減器27衰減輸入到分路34;分路34分出一路信號 到信號耦合對銷1單元36，在矢量控制信號Ul與VI的控制下，調節DOHERTY幅相鎖定放大 檢測單元11的幅相，在信號耦合對銷1單元36中，使得主信號對銷得到失真信號，輸入到 耦合採樣37，採樣一部分信號到信號對銷1檢測38進行信號對銷結果檢測，輸出結果信號 的強度SCD1到徵處理器單元51;分路34分出的另一路信號經衰減33輸入到信號對銷1自 鎖檢測單元32，信號對銷1自鎖檢測單元32的兩路輸入信號產生自鎖控制信號U13與V13 輸入到運算控制單元52。
耦合採樣13輸出的主信號經延時14輸入到失真耦合對銷2檢測單元15;耦合採樣37 輸出的主信號到失真鎖定放大2檢測單元39進行失真信號鎖定放大，輸入到失真耦合對銷2 檢測單元l5，同時輸出自鎖控制信號M3與V43輸入到運算控制單元52;在矢量控制信號 U4與V4的控制下，調節失真鎖定放大2檢測單元39的幅相，使得失真耦合對銷2檢測單元15將兩路輸入信號發生對銷，第2次對銷掉DOHERTY幅相鎖定放大檢測單元11主功放產生 的失真信號，使線性度獲得第2次改善，同時輸出正向功率檢測信號OPD，反向功率輸出信 號RPD，失真對消2結果檢測信號NCD2。
導頻音頻產生調製單元41在微處理控制信號CP的控制下，產生本振信號LOl、音頻信 號A1、音頻信號A2、導頻信號DPI及導頻信號DP2;溫度電流檢測單元實時檢測工作溫度與 工作電流，並將檢測到的工作溫度比值TD與工作電流比值ID輸入到微處理器單元51。
所述微處理單元51接受實測工作溫度比值TD、工作電流比值ID、輸入信號功率強度比 值IPD、正向功率強度比值OPD、反向功率強度比值RPD、信號對銷1殘留信號強度比值SCD1、 信號對銷2殘留信號強度比值SCD2、失真對銷i殘留導頻信號幅相信息比值NCDl、失真對銷 2殘留導頻信號幅相信息比值NCD2及Doherty匹配放大對銷殘留比值DCD，它以SCD1、 SCD2、 NCD1、 NCD2及DCD最小或達標為判斷依據，依次按尋優算法輸出一組最佳的信號對銷1微處 理矢量控制信號U12與V12、信號對銷2微處理矢量控制信號U22與V22、失真對銷1微處理 矢量控制信號U32與V32、失真對銷2微處理矢量控制信號U42與V42及Doherty匹配放大 對銷微處理矢量控制信號U52與V52，到運算控制單元6;它在自適應控制時，根據矢量調製 器的具體特點採用數學査表或公式將複雜的二維尋優算法轉換為較為簡單的一維尋優算法； 其一維尋優算法可採用循環式內插法或搖擺式內插法;它還可根據輸入信號功率強度比值IPD 及實測溫度比值TD設置査找表，迅速調出一組最佳的U12、 V12、 U22、 V22U32、 V32、 U42、 V42 U52、 V52微處理控制信號;它可根據檢測到的TD、 ID、 IPD、 0PD、 RPD、 SCD1、 SCD2、 NCD1、 NCD2及DCD，分別設置過溫度、過流、過輸出功率、過反向功率及失鎖報警功能， 在分別處於這些狀況時，微處理器單元51能輸出控制信號IPC，加大步進衰減器10的衰減 度，降低輸入功率，以解除報警使其處於正常工作狀態，實現自癒合控制。
所述運算控制單元52分別接受信號對銷1手動控制信號Ull與Vll、微處理矢量控制信 號U12與V12及自鎖控制信號U13與V13,信號對銷2手動控制信號U2i與V21、微處理矢量 控制信號U22與V22及自鎖控制信號U23與V23，失真對銷1手動控制信號U31與V31、微處 理矢量控制信號U32與V32及自鎖控制信號(133與V33，失真對銷2手動控制信號IM1與V41、 微處理矢量控制信號U42與V42及自鎖控制信號U43與V43， Dherty匹配放大對銷手動控制 信號US1與V51、微處理矢量控制信號U52與V52及自鎖控制信號U53與V53，經線性運算形 成總的自適應控制信號Ul與VI、 U2與V2、 U3與V3、 M與V4及U5與V5，其關係式為
(1)、U1=K11U11+K12U12+K13U13+U10(Kll、K12、K13及U10為常數)
(2)、V1=P11V11+P12V12+P13V13+V10(Pll、P12、P13及V1為常數)
(3)、U2=K21U21 +K22U22+K23U23+U20(K21、K22、K23及U20為常數)
(4)、V2=P21V11+P22V22+P23V23+V20(P21、P22、P23及V20為常數)
(5)、U3=K31U31+ K32U32+K33U33+U30(K31、K32、K33及U30為常數)
(6)、V3=P31V31 +P32V32+P33V33+V30(P31、P32、P33及V30為常數)
(7)、U4=M1U41+M2U42+K43U43+U40(Ml、M2、K43及U40為常數)
(8)、V4=P41V41 +P42V42+P43V43+V40(P41、P42、P43及V40為常數)
(9)、U5=K51U51 +K52U52+K53U53+U50(K51、K52、K53及U50為常數)
(10)、 V5=P51V51+P52V52+P53V53+V50 (P51、 P52、 P53及V50為常數)
各手動控制信號實現對銷控制的幅相粗調；當輸入信號強度、溫度變化及器件老化時，各對
21銷單元的信號幅度及相位將發生一定的變化，各微處理矢量控庫!K言號自適應調節信號幅度及相位 反變化，從而維持穩定對銷；各微處理矢量控制的控制範圍寬，但用軟體處理需要一定的處理時
間；各自鎖自適應控制信號i!Jlii算控制單元6，自適應高速調節信號幅度及相位反變化，從而維
持信號與失真的穩定對銷；這一過程全部由硬體實現，控制it度很快，但控制範圍不大；這樣當 輸入信號強度及溫度變化較大時由微處理自適應控制，變化較小時由純硬體實現高速自鎖控制， 保證在較寬的變化範圍內的高速自適應控制。
如圖2所示為本發明的預失真型DFFA移動數位電視與移動寬帶通信功率放大器原理框圖 它由DOHERTY幅相鎖定放大檢測單元ll、失真耦合對銷1檢測單元12、耦合採樣13、延 時14、失真耦合對銷2檢測單元15、延時16、矢量調製17、合路18、輸入受控放大單元21、 耦合分路22、耦合合路23、耦合分路24、失真產生鎖定檢測單元25、衰減27、分路31、信 號對銷l自鎖檢測單元32、衰減33、分路34、延時35、信號耦合對銷1單元36、耦合採樣 37、信號對銷1檢測38、失真鎖定放大2檢測單元39、導頻音頻產生調製單元41 、溫度電 流檢測單元42、供電單元43、微處理器單元51以及運算控制單元52組成。其實現方法與所 述三環型DFFA移動數位電視與移動寬帶通信功率放大器的基本一致所不同的只是-
耦合分路24輸出的一路信號經延時1.6輸入到合路18，失真產生鎖定檢測單元25產生 的失真信號輸入到矢量調製17，通過U3與V3調節失真信號的幅相，輸入到合路18，合路 18輸出預失真信號到DOHERTY幅相鎖定放大檢測單元11 ，得到線性度改善了的主功率放大信 號。其自適應控制的運算關係式為
(1) 、 Ul二KllUll+fQ2U12+Kl加13+U10 (Kl].、 K12、 K13及U10為常數)
(2) 、 V1=PUV11+P12V12+P13V13+V10 (Pll、 P12、 P13及V10為常數)
(3) 、 U2=K21U21+K22U22+K23U23+U2 (K21、 K22、 K23及U20為常數)
(4) 、 V2二P21V11+P22V22+P23V23十V20 (P21、 P22、 P23及V20為常數)
(5) 、 U3=K31U31+K32U32+U30 (K31、 K32及腦為常數)
(6) 、 V3=P31V31+P32V32+V30 (P31、 P32及V30為常數)
(7) 、 U4=K41U41+K42U42+K43U43+U40 (K41、 K42、 K43及U40為常數)
(8) 、 V4=P41V41+P42V42+P43V43+V40 (P41、 P42、 P43及V40為常數)
(9) 、 U5=K51U51+K52U52+K53U53+U5 (K51、 K52、 K53及U50為常數)
(10) 、 V5=P51V51+P52V52+P53V53+V50 (P51、 P52、 P53及V50為常數) 它與所述三環型DFFA移動數位電視與移動寬帶通信功率放大器對比其優點在於省去了
成本較高的失真鎖定放大1檢測單元26，結構簡單，不足之處在於其線性度改善稍小，另外 在預失真放大時，缺乏高速自鎖控制信號。
如圖3所示為本發明的輸入受控放大單元原理框圖
它由射頻濾波器211、前級溫補放大1單元212、步進衰減213、幅度調節214及溫補前 級放大2單元21S組成。它的主要作用在於在ALC自動電平控制的步進衰減地控制下，實現 前級溫補增益穩定放大，其實現方法如下
射頻輸入信號通過射頻濾波器211濾去帶外信號，輸入到溫補前級放大1單元212進行 溫補增益放大，在微處理器單元51產生的數控信號IPC的控制下，通過步進衰減213進行數 控步進衰減，在與輸出功率呈線性關係的地ALC信號的控制下，通過幅度調節214進行ALC 控制，以維持整個功放的穩定，再通過溫補前級放大2單元215放大輸出信號到耦合分路22。如圖4所示為本發明的DOHERTY幅相鎖定放大檢測單元原理框圖
它由矢量調製llll、耦合分路1112、延時1113、輸入功率檢測1114、輸入功率檢測處 理1115、延時衰減1121、溫補載波功放1122、 1/4A阻抗變換1123、耦合採樣1124、 3dB橋 分路1131、 Doherty匹配自鎖檢測1132、分路1133、 Doherty匹配對銷檢測1134、分路1135、 同相功率合成1136、矢量調製1141、溫補峰值功放1142、耦合採樣1143組成，它主要以匹 配Doherty方式實現高峰均比信號的高效率放大，其實現方法如下
來自耦合分路24的載波信號輸入到矢量調製1111調節幅相，經耦合分路U12分成兩路， 輔支路輸入到輸入功率檢測1114進行輸入功率檢測， 一方面輸出輸入功率檢測信號IPD到微 處理單元51，另一方面到輸入功率檢測處理1U5處理後，輸出偏壓控制信號Vg到溫補載波 功放1142，因Vg.的形成有一定的時間，為實現偏壓控制的同步，需通過延時1113進行延時 處理。
延時1113輸出的信號經3dB橋分路1131分路，其中"0"度信號輸入到延時衰減1121 進行延時衰減，以實現上下支路的幅相匹配，溫補載波功放U22對峰值功率以下信號進行溫 補增益與溫補線性放大，經阻抗變換1123進行阻抗變換，耦合採樣1124輸出主路信 號到同相功率合成1136; 3dB橋分路1131分路出的"9"度信號輸入到矢量調製1141，在 信號U5與V5的控制下調節幅相，以實現上下支路的幅相匹配，溫補峰值功放1142對峰值功 率信號進行溫補增益與溫補線性放大，耦合採樣1143主信號輸入到同相功率合成1136;同 相功率合成11.36將兩路信號進行同相功率合成；在所述溫補載波功放1122與溫補峰值功放 1142的功率比值相同時，為等功率Doherty放大，其功率比值不同時，為不等功率Doherty 放大，當其為1: 2時，可以實現峰均比為9dB的信號高效率放大，當其為1: 3時，可以實 現峰均比為12dB的信號高效率放大。
為了實現溫補載波功放鏈路與溫補載波功放鏈路的嚴格幅相匹配，確保輸入到同相功率 合成1136將兩路信號等幅同相，從而實現高效率放大，必須採用高速自適應控制，其實現方 法是兩路信號分別經耦合採樣1124及耦合採樣1143的輔支路輸出採樣信號到分路1133與 分路1135，它們各自分成兩路，分別輸入到Doherty匹配自鎖檢測1132與Doherty匹配對 銷檢測1134， Doherty匹配對銷檢測1134輸出匹配對銷殘留信號DCD到微處理單元51，形 成微處理控制信號U52與V52輸入到運算控制單元52， Doherty匹配自鎖檢測1132輸出自鎖 控制信號U53與V53到運算控制單元52，與手動控制信號U51及V51—起作運算，輸出總的 矢量控制信號U5與V5控制幅相的反變化，從而實現嚴格幅相匹配。
如圖5所示為本發明的功率合成型DOHERTY幅相鎖定放大檢測單元原理框圖 它由DO亞RTY幅相鎖定放大前級單元111、 n個DOHERTY幅相鎖定放大主體單元112、 功率分配113與功率合成114組成，它的作用在於實現大功率狀態下高峰均比信號的高效率 放大，其實現方法如下
來自耦合分路24的信號經DOHERTY幅相鎖定放大前級單元ill放大並進行IPD與Vg檢 測；通過功率分配113分成n路，每路經DOHERTY幅相鎖定放大主體單元112進行高效率放 大，並對每路進行DCDD與U53及V53檢測，每路的放大信號輸入到功率合成114進行功率合 成，輸出大功率信號。功率合成與分配要求每路DOHERTY幅相鎖定放大主體單元112放大幅 相一致，這可通過調節每路的U5與V5實現。如圖6 ^為本發明的失真產生鎖定檢溯單元原理框圖
它由耦合分路250、延時分路251、溫補放大252、矢量調製253、分路254、失真產生 自鎖檢測255、耦合對銷256、耦合採樣257與鎖定檢測258組成，它的主要作用是產生穩定 的失真信號，其實現方法如下
來自耦合分路24的信號經耦合分路250分成兩路，其上支路經延時分路251、輸入到耦 合對銷256的一端；其上支路經溫補放大252進行溫補放大，輸入到矢量調製253，在控制 信號U2與V2的控制下調節幅相，經分路254輸入到耦合對銷256的另一端；兩路信號在耦 合對銷256中對銷掉載波信號，留下失真信號，輸入到耦合採樣257中，主路輸出失真信號 至失真鎖定放大檢測1單元，採樣信號輸入到鎖定檢測258,檢測出對銷殘留載波信號SCD2 到微處理單元51;延時分路251與分路254的另一路信號輸入到失真產生檢測256中，檢測 出自鎖控制信號U23與V23到運算處理單元52。
如圖7所示為本發明的失真鎖定放大1檢測單元原理框圖
它由耦合分路261、矢量調製262、溫補失真功率放大263、耦合採樣264、延時265、 失真放大自鎖檢測266及衰減267組成，它的主要作用是對失真信號進行穩定放大，其實現
方法如下
來自失真產生鎖定檢測單元25的失真信號經耦合分路261分成兩路，其上支路信號輸入 到矢量調製262，在控制信號U3與V3的控制下調節幅相，經溫補失真功率放大263進行功 率放大，經耦合採樣264輸出主信號到失真耦合對銷1檢測單元，採樣信號經衰減267輸入 到失真放大自鎖檢測266;其上支路信號經延時265輸入到失真放大自鎖檢測266;失真放大 自鎖檢測266根據兩路輸入信號產生自鎖控制信號U33與V33到運算處理單元52。
為實現高分均比信號的高效放大，所述失真放大自鎖檢測266也可採用Doherty放大； 所述失真鎖定放大2檢測單元的組成與實現方法與所述失真鎖定放大1檢測單元的一致。
如圖8所示為本發明的信號對銷1自鎖檢測單元原理框圖
它由IQ解調321、雙路精密運放322、低通濾波323、低通濾波325、幅度相位運放運算 324組成，它的主要作用在於產生自鎖控制信號，其實現方法如下
來自分路31與來自衰減33的信號，通過IQ解調321解調出兩路信號的幅相差異IQ矢 量信號W與UQ，分別經低通濾波輸出U13與XM。當矢量調製器為IQ調製器時，U13與V13 直接對應自鎖控制信號U13與V13 ;當矢量調製器為幅相調製器時，通過幅度相位運放運算 324作運算，U13=U13與V13的均方根，V13為相位控制量，當相位變化較小時，V13= V13/U13; 當矢量調製器為反射型調製器時，須通過査表方式將U13與VI3轉化為U13與V13。
所述其它自鎖檢測單元的組成及產生自鎖控制信號U23與V23 、 U33與V33、 U43與V43 及U53與V53的方法與所述信號對銷1自鎖檢測單元的一致。
如圖9所示為本發明的導頻音頻產生調製單元原理框圖
為了更好的實現自鎖控制信號的提取及殘留失真信號的檢測，把兩個音頻信號以IQ調製 的方式調製在導頻信號上，從而增加了提取自鎖控制信號及殘留失真信號的抗帶外幹擾能力。 所述導頻音頻發生調製模塊其組成與實現方法是-
它產生用於模擬失真信號的導頻信號、兩個音頻信號及將兩個音頻信號IQ式調製在導頻 信號上，它由頻率合成器411、 IQ調製器412 、 IQ調製器413、偏置1414、單音頻發生器416、偏置Q415及單音頻發生器417組成。頻率合成器411在微處理控制信號CP的控制下， 產生一個與失真信號頻率接近的信號LOl，輸入到IQ調製器412，同時還輸出一路與L01 — 樣的混頻信號；IQ調製器412在偏置I 414及偏置Q415的作用下對L01進行IQ調製，輸出 信號DPI到IQ調製器413; IQ調製器4133在單音發生器416輸出的音頻1及單音發生器417 輸出的音頻2兩信號的作用下，對L02進行IQ調製，輸出進行了雙音頻IQ調製的導頻信號 DP2。微處理控制信號CP主要用於改變導頻的頻率。
如圖10所示為本發明的失真耦合對銷2檢測單元原理框圖
它由耦合對銷器151、.雙向耦合器152、隔離器153、反向功率檢測154、分路155、失 真對銷檢測156、正向功率檢測157組成。它主要實現第2次失真對銷、殘留失真信號檢測、
正向功率檢測及反向功率檢測，其實現方法如下:
來自延時14輸出的主功放信號與來自失真鎖定放大2檢測單元39輸入到耦合對銷器151 中，在此進一步對銷失真信號，結果輸入到雙向耦合器152，其主信號通過隔離器153輸出 高效率超線性放大了的功率信號；雙向耦合器的反向耦合支路輸出到反向功率檢測154，檢 測出反向功率信號RPD;其正向耦合支路輸出到分路155，分出一路到正向功率檢測1W,檢 測出正向功率信號OPD，分出另一路OP到失真對銷檢測156，對殘留失真信號進行檢測，也 可形成失真耦合對銷2自鎖自適應控制信號。所述失真對銷檢測156有乘法器型與IQ解調型 兩種組成與實現方法。
圖UA為本發明的乘法器型失真耦合對銷檢測單元原理框圖
它由濾波1561、混頻濾波1562、乘法濾波1563、乘法濾波1564、運算1565、運算器1566 組成及均方根1567組成。它主要實現殘留失真信號檢測及失真耦合對銷2自鎖自適應控制信 號的形成，其實現方法如下-
正向功率耦合信號OP輸入到濾波i561，濾波得到殘留導頻信號，此信號的大小代表殘 留失真信號的大小；延時導頻與經濾波後的OP信號輸入到混頻濾波1562，輸出中頻信號； 分路輸入到乘法濾波1563與乘法濾波1564，再分別輸入到運算1565、及運算器1566，得到 U43與V43信號，當Mil與V43很小時，U43與V43直接代表失真耦合對銷2檢測單元檢測的 自鎖信號U43與V43，較大時通過對二者進行均方根運算的到殘留失真信號NCD2。
由於殘留導頻信號與主功率信號頻差很近，常規方法很難提取殘留導頻信號的強度，本 方法進行了頻差很近的混頻低通濾波及頻差很近的乘法濾波，在提取JM1與V43時具有很強 的雜波抑制能力，通過均方根運算很好的解決了傳統前饋放大殘留導頻檢測的難題。所述失 真耦合對銷1檢測單元也可採用所述乘法器型失真耦合對銷檢測單元的組成與實現方法。
圖11B為本發明的IQ解調型失真耦合對銷檢測單元原理框圖
它由導頻濾波器1560、混頻中頻濾波1561、 IQ解調1562、雙路精密運算器1563、低通濾 波1564、低通濾波1565、均方根運算1566、本振1567、混頻中頻濾波1568及延時導頻本振 1569組成，它主要實現殘留失真信號檢測及失真耦合對銷2自鎖自適應控制信號形成，其實 現方法如下
殘留導頻信號模擬殘留失真信號，正向功率耦合信號0P輸入到導頻濾波器1560，提取殘 留導頻信號送到混頻中頻濾波器1561，與本振信號1567作混頻降成中頻，輸入到IQ解調器 1562作輸入信號，採用中頻濾波以加大濾去高頻雜波信號的能力；延時導頻本振1569與本振信號1567通過混頻中頻濾波器1568下變頻為中頻，輸入到IQ解調器1562作本振；IQ解調器 i562解調出了殘留導頻信號的幅相信號UI與UQ，此信號一般很小，通過雙路精密運算器進行
運算放大，每一路經低通濾波濾去高頻分量，分別輸出純淨的幅相信號m與M，送入到均
方根運算1566進行均方根運算得到殘留導頻信號的強度比列信號NCD2- V(，)2+ (M) 2， 由於採用了與輸入中頻信號同頻的中頻本振信號作IQ解調，解調輸出信號UI與UQ為直流性 質的信號，它們與高頻信號頻差很遠，很容易通過低通濾波的方法濾去夾雜在UI與UQ中的高 頻分量，得到純淨的幅相信號M3與V43，從而檢測出殘留導頻信號的強度比值信號NCD2，解 決了現有前饋線性功率放大器中檢測殘留失真信號的難題。,與V43也可作為失真耦合對銷 2自鎖自適應控制信號。所述失真耦合對銷1檢測單元也可採用所述乘法器型失真耦合對銷 檢測單元的組成與實現方法。
如圖12與如圖13所示分別為本發明的軟體總流程圖與軟體査找表圖 總軟體流程由自癒合調節部分1 、 Doherty匹配調節部分2與FFA自適應調節3組成。 所述自癒合調節部分1，它建立一個不斷循環檢測控制工作狀態的工作流程，它分別設置 過流、過輸出功率、過溫度、過反向功率及失鎖報警功能，當高效率超線性DFFA功率放大器 分別處於這些狀況時，微處理器單元5i能輸出控制信號IPC，加大歩進衰減器213的衰減度， 降低輸入功率，以解除報警使其處於正常工作狀態；當輸入功率降低到一定程度時，所述高效 率超線性DFFA功率放大器無法滿足使用要求，則欠功率報警終止關機，這裡設置的是下降6dB， 實際中可根據需要靈活設置。
所述Doherty匹配調節部分2主要調節峰值功放鏈路與載波功放鏈路的幅相匹配，使之在 不同的輸入功率與T.作溫度條件下處於良好的匹配狀態，如圖所示為四級置換式或四級並聯式 Doherty自適應高效率匹配功率放大器軟體流程圖，依次調用查找表中的U52與V52，當匹配 差值DCD達標時，直接使用査找表中的參數，其程序運行時間很短，這樣就能實現快速微處理 自適應控制；査找表的產生由尋優算法尋優後存儲得到；實際屮，由於器件的老化，原查找表 中的最佳U52與V52會不-辨，這時仍需尋優算法尋找此時的最佳U52與V52並及時更新査找 表。其他各種類型的!3ohert.y自適應高效率匹配功率放大器軟體流程可依此推導。
所述FFA自適應調節部分3主要調節各信號對銷放大單元與失真放大對銷單元的幅相，使 之在不同的輸入功率與工作溫度條件下處於良好的對銷狀態，如圖1為三環型高效率超線性 DFFA功率放大器軟體流程圖，依次調用查找表中的IH2、 V12、 U22、 V22、 U32、 V32、 U42及 V42，當各對銷結果檢測值NCD2、 NCD1、 SCD2及SCD1達標時，直接使用査找表中的參數，其
程序運行時間很短，這樣就能實現快速微處理自適應控制；査找表的產生由尋優算法尋優後存
儲得到；實際中，由T器件的老化，原査找表中的最佳U12、 V12、 U22、 V22、 U32、 V32、 IM2 及V42，會不一樣，這時仍需尋優算法尋找此時的最佳U12、 V12、 U22、 V22、 U32、 V32、 U42 及V42並及時更新查找表。所述預失真型高效率超線性DFFA功率放大器軟體流程可依此推導。
它在採用尋優算法時，根據矢量調製器的特點，利用公式或數學查表把複雜的二維尋優 簡化為簡單的內插法一維尋優，由於兩路對銷信號儘管其幅度不同，但只要相位匹配越好時， 其對銷程度就越好，所以兩個一維尋優時，先尋優最佳相位控制信號Vxy，再尋優最佳幅 度控制信號Uxy，利用公式或數學查表將Uxy與Vxy轉化為對應的Uxy及Vxy。
如圖14所示為本發明的軟體內插法流程圖
其實現方法是採用最快的速度根據因變量最小或達標尋找到最佳的自變量，它有軟體循環式內插法與軟體搖擺式內插法兩種類型，它根據矢量調製器的不同，將複雜的二維尋優 轉化為兩個簡單的一維內插法尋優時，其參數要進行不同的轉換。
在矢量調製器採用幅相型調節時，X表示幅度控制信號U12、 U22、 U32、 U42與相位控制 信號V12、 V22、 V32、 V42中的一個，Z表示SCD1 、 SCD2、 NCD1、 NCD2 、 DCD中的一個，由 於兩路對銷信號儘管其幅度不同，但只要相位匹配越好時，其對銷程度就越好，所以內插法 調節時先調相位控制信號V12、 V22、 V32、 V42中的一個，再調幅度控制信號U12、 U22、 U32、 U42中相應的一個，這樣就把複雜的二維尋優簡化為兩個簡單的內插法一維尋優，本實現方 法列出的是歩長減半法，還可1吏用步長加半方法；本實現方法只列出了正向尋優調節，要實 現正反向尋優調節時，可通過減法運放實現，本實現方法中的0-l範圍，如通過運放減1/2 則為-1/1一+1/2變化；尋優範圍也可通過運放乘一個係數進行擴大或縮小；本實現方法只列 出了尋優範圍為0—1時，尋優精度為l/i6，所述軟體內插法流程圖還可依據所述規律向下
延伸，到1/32或1/211 (n》6)。
在矢量調製器採用IQ型調節時，要採用公式運算，將複雜的二維尋優算法轉化為簡單得 一維內插法，它略比所述幅相型調節複雜，它的通過功率小，但控制範圍寬及控制精度高； 在矢量調製器採用反射型調節時，要採用査表，將複雜的二維尋優算法轉化為簡單得一維內 插法，它比所述幅相型調節及IQ型調節複雜，但它的通過功率大、控制範圍寬及控制精度高。 所述軟體循環式內插法採用循環語句結構，它所需的存儲器容量小但尋優速度慢。 所述軟體搖擺式內插法採用轉折語句結構，它所需的存儲器容量大但尋優速度快。
最後說明以上實施例僅用以說明而非限制本發明的技術方案，儘管本發明已參考上述
實施例進行了詳細的說明，但依然可以對本發明進行修改或者等同替換，而不脫離本發明精 神和範圍的任何修改或局部替換，其均應被包含在本發明的權利要求範圍中。
權利要求
1、一種高效率、超線性、高速自適應及自癒合控制的移動數位電視與寬帶移動通信功率放大器，其特徵是採用新的FFA前饋放大、新的Doherty放大、新的自適應及自癒合控制方法並將其有機結合，它用於各種模式的移動數位電視發射機及其中繼站與各種移動寬帶通信基站及中繼站，也可用於GSM多載波與集群移動通信基站、基站放大器及直放中繼站。所述新的FFA前饋放大總方法它採用高隔離對銷技術與矢量調製器方式，實現高精度對銷，提高信號對銷與失真對銷的對銷度，從而達到降低誤差功放的功率、提高線性度及寬帶高線性的效果；它在實現信號對銷或失真對銷時，因輸入功率、工作溫度及器件老化而導致對銷失配時，能用純硬體的方法自檢出自鎖控制信號，實現信號對銷與失真對銷的高速穩定平衡精密控制。它採用導頻信號模擬失真信號，為了更好的實現自鎖控制信號及殘留失真信號的的提取，它可把兩個音頻信號以IQ調製的方式調製在導頻信號上，從而增加了提取自鎖控制信號及殘留失真信號時的抗帶外幹擾能力；它在失真對銷時，採用乘法器型或IQ解調型失真耦合對銷檢測，解決現有前饋自適應功率放大器殘留導頻檢測難題；它有三環型及預失真型DFFA移動數位電視與移動寬帶通信功率放大器兩種類型，可提高線性度及提高主功放的功率。所述新的Doherty放大總方法它對現有的兩級Doherty放大，採用溫補衰減與線性溫補技術，以保持主功放與峰值功放的增益與線性度在溫度變化時大體不變；當輸入信號變化引起主功放與峰值功放效率不同時，它採用偏壓控制，使其一直保持高效率；當工作溫度與輸入信號強度變化而導致主功放與峰值功放的增益與相位失配時，它採用增益與相位鎖定技術使得二者保持良好匹配。它在兩級Doherty放大的基礎上，採用不等功率法實現6-12dB高峰均比條件下的高效率放大，採用n個Doherty功放功率合成實現更大功率的高效率放大。所述新的自適應控制總方法它的信號對銷環與失真對銷環可採用手動粗調，查找表式單片機、ARM、FPGA或DSP微處理器尋優控制寬範圍中調，快速自鎖精密調試，以達到高速、寬範圍及精密調節的目的，從而大幅度縮短由不穩定到穩定的時間；它在採用單片機、ARM、FPGA或DSP微處理器控制調試時，結合矢量調製器的具體特點採用數學查表或公式將複雜的二維尋優算法轉換為較為簡單的一維尋優算法，一維尋優算法可採用循環式內插法與搖擺式內插法。所述自癒合控制總方法它可根據檢測到的工作溫度比值、工作電流比值、正向功率強度比值、反向功率強度比值、信號對銷殘留信號強度比值、失真對銷殘留失真強度比值及Doherty失配比值，根據正常值分別設置過溫、過流、過輸出功率、過反向功率、信號對銷失鎖、失真對銷失鎖及匹配對銷失鎖報警功能，在處於報警狀態時，可由微處理器控制調節參數，解除報警使其處於正常工作狀態，從而實現自癒合式控制。
2、根據權利要求l，皿DFFA移動數位電視與移動寬帶通信功率放大器，3^寺徵在於 它有三環型與預失真型DFFA移動數位電視與移動寬帶通信功率放大器兩種組成與實現 方法。 ~ 所述三環型DFFA移,字電視與移動寬帶通信功率放大器，其揚徵在於 它由D0冊RTY幅相鎖定放大檢測單元11、失真耦合對銷1檢測單元12、耦合採樣13、 延時M、失真耦合對銷2檢測單元15、輸入受控放大單元2i、耦合分路22、耦合合路23、 耦合分路24、失真產生鎖定檢測單元25、失真鎖定放大i檢測單元26、衰減27、分路31、 信號對銷l自鎖檢測單元32、衰減33、分路34、延時35、信號耦合對銷1單元36、耦合採樣37、信號對銷1檢測38、失真鎖定放大2檢測單元39、導頻音頻產生調製單元41、溫度 電流檢測單元42、供電單元43、微處理器單元51以及運算控制單元52組成。其實現方法是射頻信號經輸入受控放大單元21放大，輸入到耦合分路22分成兩路，其上支路耦合合 路23饋入導頻信號，經耦合分路24分成兩路，其上支路通過DOHERTY幅相鎖定放大檢測單 元U進行放大，輸入到失真耦合對銷1檢測單元12;其下支路通過失真產生鎖定檢測單元 25產生第1失真信號，經失真鎖定放大l檢測單元26放大，輸入到失真耦合對銷1檢測單 元12;在矢量控制信號U3與V3的控制下，調節失真鎖定放大1檢測單元26的幅相，在信 號耦合對銷1單元36中，使得失真耦合對銷i檢測單元12輸入的兩路信號發生對銷，第1 次對銷掉DOHERTY幅相鎖定放大檢測單元11主功放產生的失真信號，使線性度獲得第1次改 善；同時輸出失真對銷1結果檢測信號NCD1到微處理器單元51。所述D0冊RTY幅相鎖定放 大檢測單元il在矢量控制信號U5與V5的控制下，實現D0冊RTY高效匹配放大，同時產生自 鎖控制信號U53與V53，並將其輸入到運算控制單元52，同時產生匹配結果檢測信號DCD， 並將其輸入到微處理器單元51;所述失真產生鎖定檢測單元25在矢量控制信號U2與V2的 控制下，對銷信號得到第2失真信號，同時輸出信號對銷檢測結果的信號強度SCD2到微處理 器單元51，輸出自鎖控制信號U23與V23到運算控制單元52;所述失真鎖定放大1檢測單元 26還產生自鎖控制信號U33與V33，並將其輸入到運算控制單元52。耦合分路22輸出的下支路信號經分路31分成兩路， 一路經延時35輸入到信號耦合對銷 l單元36， 一路輸入到信號對銷l自鎖檢測單元32; DOHERTY幅相鎖定放大檢測單元11輸出 信號到耦合採樣13，採樣一部分信號經衰減器27衰減輸入到分路34;分路34分出一路信號 到信號耦合對銷1單元36,在矢量控制信號Ul與VI的控制下，調節DOHERTY幅相錟定放大 檢測單元ll的幅相，在信號耦合對銷1單元36中，使得主信號對銷得到失真信號，輸入到 耦合採樣37，釆樣一部分信號到信號對銷1檢測38進行信號對銷結果檢測，輸出結果信號 的強度SCD1到微處理器單元51;分路34分出的另一路信號經衰減33輸入到信號對銷1自 鎖檢測單元32，信號對銷1自鎖檢測單元32的兩路輸入信號產生自鎖控制信號U13與V13 輸入到運算控制單元52。耦合採樣13輸出的主信號經延時14輸入到失真耦合對銷2檢測單元15;耦合採樣37 輸出的主信號到失真鎖定放大2檢測單元39進行失真信號鎖定放大，輸入到失真耦合對銷2 檢測單元15，同時輸出自鎖控制信號U43與V43輸入到運算控制單元52;在矢量控制信號 IM與V4的控制下，調節失真鎖定放大2檢測單元39的幅相，使得失真耦合對銷2檢測單元 15將兩路輸入信號發生對銷，第2次對銷掉DO朋RTY幅相鎖定放大檢測單元11主功放產生 的失真信號，使線性度獲得第2次改善，同時輸出正向功率檢測信號0PD，反向功率輸出信 號RPD，失真對銷2結果檢測信號NCD2。導頻音頻產生調製單元41在微處理控制信號CP的控制下，產生本振信號LOl、音頻信 號A1、音頻信號A2、導頻信號DP1及導頻信號DP2;溫度電流檢測單元實時檢測工作溫度與 工作電流，並將檢測到的工作溫度比值TD與工作電流比值ID輸入到微處理器單元51 。所述微處理單元51接受實測工作溫度比值TD、工作電流比值ID、輸入信號功率強度比 值IPD、正向功率強度比值0PD、反向功率強度比值RPD、信號對銷1殘留信號強度比值SCD1、 信號對銷2殘留信號強度比值SCD2、失真對銷1殘留導頻信號幅相信息比值NCD1、失真對銷 2殘留導頻信號幅相信息比值NCD2及Doherty匹配放大對銷殘留比值DCD，它以SCD1、 SCD2、NCD1、 NCD2及DCD最小或達標為判斷依據，依次按尋優算法輸出一組最佳的信號對銷1微處 理矢量控制信號U12與V12、信號對銷2微處理矢量控制信號U22與V22、失真對銷1微處理 矢量控制信號U32與V32、失真對銷2微處理矢量控制信號U42與V42及Doherty匹配放大 對銷微處理矢量控制信號U52與V52，到運算控制單元6;它在自適應控制時，根據矢量調製 器的具體特點採用數學査表或公式將複雜的二維尋優算法轉換為較為簡單的一維尋優算法； 其一維尋優算法可採用循環式內插法或搖擺式內插法;它還可根據輸入信號功率強度比值IPD 及實測溫度比值TD設置査找表，迅速調出一組最佳的U12、 V12、 U22、 V22 U32、 V32、 U42、 V42 U52、 V52微處理控制信號；它可根據檢測到的TD、 ID、'IPD、 0PD、 RPD、 SCD1、 SCD2、 NCD1、 NCD2及DCD，分別設置過溫度、過流、過輸出功率、過反向功率及失鎖報警功能， 在分別處於這些狀況時，微處理器單元51能輸出控制信號IPC，加大步進衰減器10的衰減 度，降低輸入功率，以解除報警使其處於正常工作狀態，實現自癒合控制。所述運算控制單元52分別接受信號對銷1手動控制信號Ull與Vll、微處理矢量控制信 號U12與V12及自鎖控制信號U13與Vi3，信號對銷2手動控制信號U21與V2i、微處理矢量 控制信號U22與V22及自鎖控制信號U23與V23，失真對銷1手動控制信號U31與V31、微處 理矢量控制信號U32與V32及自鎖控制信號U33與V33，失真對銷2手動控制信號U41與V41、 微處理矢量控制信號U42與V42及自鎖控制信號U43與V43， Doherty匹配放大對銷手動控制 信號U51與V51、微處理矢量控制信號U52與V52及自鎖控制信號U53與V53，經線性運算形 成總的自適應控制信號U1與V1、 U2與V2、 U3與V3、 U4與V4及U5與V5，其關係式為(1) 、 U1=K11U11+K12U12+K13U13+U10 (Kll、 K12、 K13及U10為常數)(2) 、 V1-P11V11+P12V12+P13V13+V10 (P丄l、 P12、 P13及ViO為常數)(3) 、 U2=K21U21+K22U22+K23U23+U20 (K21、 K22、 K23及U20為常數)(4) 、 V2=P21V11+P22V22+P23V23+V20 (P21、 P22、 P23及V20為常數)(5) 、 U3=K31U31+K32U32+K33U33+U30 (K31、 K3'2、 K33及U30為常數)(6) 、 V3=P31V31+P32V32+P33V33+V30 (P31、 P32、 P33及V30為常數)(7) 、 U4=K41U41+K42U42+K43U43+U40 (K41、 K42、 K43及U40為常數)(8) 、 V4=P41V41+P42V42+P43V43+V40 (P41、 P42、 P43及V40為常數)(9) 、 U5=K51U51+K52U52+K53U53+U50 (K51、 K52、 K53及U50為常數)(10) 、 V5=P51V51+P52V52+P53V53+V50 (P5i、 P52、 P53及V50為常數) 各手動控制信號實現對銷控制的幅相粗調；當輸入信號強度、溫度變化及器件老化時，各對銷單元的信號幅度及相位將發生一定的變化，各微處理矢量控制信號自適應調節信號幅度及相位 反變化，從而維持穩定對銷；各微處理矢量控制的控制範圍寬，但用軟體處理需要一定的處理時 間-,各自鎖自適應控制信號通過運算控制單元6，自適應高速調節信號幅度及相位反變化，從而維 持信號與失真的穩定對銷；這一過程全部由硬體實現，控制速度很快，但控制範圍不大；這樣當 輸入信號強度及溫度變化較大時由微處理自適應控制，變化較小時由純硬體實現高速自鎖控制， 保i正在較寬的變化範圍內的高速自適應控制。所述預失真型DFFA移動數位電視與移動寬帶通信功率放大器，其特徵在於 它由DOHERTY幅相鎖定放大檢測單元11、失真耦合對銷1檢測單元12、耦合採樣13、延 時14、失真耦合對銷2檢測單元i5、延時16、矢量調製17、合路18、輸入受控放大單元21、 耦合分路22、耦合合路23、耦合分路24、失真產生鎖定檢測單元25、衰減27、分路31、信號對銷l自鎖檢測單元32、衰減33、分路34、延時35、信號耦合對銷1單元36、耦合採樣 37、信號對銷1檢測38、失真鎖定放大2檢測單元39、導頻音頻產生調製單元41、溫度電 流檢測單元42、供電單元43、微處理器單元51以及運算控制單元52組成。其實現方法與所 述三環型DFFA移動數位電視與移動寬帶通信功率放大器的基本一致所不同的只是耦合分路24輸出的一路信號經延時16輸入到合路18，失真產生鎖定檢測單元25產生 的失真信號輸入到矢量調製17，通過U3與V3調節失真信號的幅相，輸入到合路18，合路 18輸出預失真信號到DO股RTY幅相鎖定放大檢測單元11，得到線性度改善了的主功率放大信 號。其自適應控制的運算關係式為-(1) 、 Ul=KllUll+Ki2U12+K13U13+U10 (KU、 K12、 Ki3及U10為常數)(2) 、 V1=P11V11+P12V12+P13V13+V10 (Pll、 P12、 P13及V10為常數)(3) 、 U2=K21U21 + K22U22+K23U23+U20 (K21、 K22、 K23及U20為常數)(4) 、 V2匕P21VU+P22V22+P23V23+V20 (P21、 P22、 P23及V20為常數)(5) 、 U3=K31U31+K32U32+U30 (K31、 K32及U30為常數)(6) 、 V3=P31V31+P32V32+V30 (P31、 P32及V30為常數)(7) 、 U4=K41U41+K42U42+K43U43+U4 (K41、 K42、 K43及U40為常數)(8) 、 V4=P41V41+P42V42+P43V43+V40 (P41、 P42、 P43及V40為常數)(9) 、 U5-K51U51+K52U52+K53U53+U50 (K51、 K52、 K53及U50為常數)(10) 、 V5=P51V51+P52V52+P53V53+V50 (P51、 P52、 P53及V50為常數) 它與所述三環型DFFA移動數位電視與移動寬帶通信功率放大器對比其優點在於省去了成本較高的失真鎖定放大1檢測單元26，結構簡單，不足之處在於其線性度改善稍小，另外 在預失真放大時，缺乏高速自鎖控制信號。
3、 根據權利要求2，所述輸入受控放大單元，其特徵在於它由射頻濾波器2U、前級溫補放大1單元212、步進衰減2i3、幅度調節214及溫補前 級放大2單元215組成。它的主要作用在於在ALC自動電平控制的步進衰減地控制下，實現 前級溫補增益穩定放大，其實現方法如下 >射頻輸入信號通過射頻濾波器2il濾去帶外信號，輸入到溫補前級放大1單元212進行 溫補增益放大，在微處理器單元51產生的數控信號IPC的控制下，通過步進衰減213進行數 控步進衰減，在與輸出功率呈線性關係的地ALC信號的控制下，通過幅度調節214進行ALC 控制，以維持整個功放的穩定，再通過溫補前級放大2單元215放大if出信號到耦合分路22。
4、 根據權利要求2，所述DOHERTY幅相鎖定放大檢測單元，其特徵在於 它有基本型與功率合成型幅相鎖定放大檢測單元兩種組成與實現方法。 所述基本型DOHERTY幅相鎖定放大檢測單元，其特徵在於它由矢量調製1111、耦合分路1112、延時1113、輸入功率檢測1U4、輸入功率檢測處 理1115、延時衰減1121、溫補載波功放1122、 1/"阻抗變換1123、耦合採樣1124、 3dB橋 分路1131、 Doherty匹配自鎖檢測1132、分路1133、 Doherty匹配對銷檢測1134、分路1135、 同相功率合成1136、矢量調製U41、溫補峰值功放]142、耦合採樣1143組成，它主要以匹 配Dohe:rty方式實現高峰均比信號的高效率放大，其實現方法如下來自耦合分路24的載波信號輸入到矢量調製1111調節幅相，經耦合分路1112分成兩路， 輔支路輸入到輸入功率檢測1U4進行輸入功率檢測， 一方面輸出輸入功率檢測信號IPD到微處理單元51，另一方面到輸入功率檢測處理1115處理後，輸出偏壓控制信號Vg到溫補載波 功放1142，因Vg的形成有一定的時間，為實現偏壓控制的同歩，需通過延時1113進行延時 處理。延時1113輸出的信號經3dB橋分路1131分路，其中"0"度信號輸入到延時衰減1121 進行延時衰減，以實現上下支路的幅相匹配，溫補載波功放1122^"峰值功率以下信號進行溫 補增益與溫補線性放大，經1/4X阻抗變換U23進行阻抗變換，耦合採樣1124輸出主路信 號到同相功率合成1136; 3dB橋分路1131分路出的"90"度信號輸入到矢量調製1141，在 信號U5與V5的控制下調節幅相，以實現上下支路的幅相匹配，溫補峰值功放1142對峰值功 率信號進行溫補增益與溫補線性放大，耦合釆樣l"3主信號輸入到同相功率合成1136;同 相功率合成1136將兩路信號進行同相功率合成；在所述溫補載波功放1122與溫補峰值功放 1142的功率比值相同時，為等功率Doherty放大，其功率比值不同時，為不等功率Doherty 放大，當其為l: 2時，可以實現峰均比為9dB的信號高效率放大，當其為l: 3時，可以實 現峰均比為12dB的信號高效率放大。為了實現溫補載波功放鏈路與溫補載波功放鏈路的嚴格幅相匹配，確保輸入到同相功率 合成1136將兩路信號等幅同相，從而實現高效率放大，必須採用高速自適應控制，其實現方 法是兩路信號分別經耦合採樣1124及耦合採樣1143的輔支路輸出採樣信號到分路1133與 分路1135，它們各自分成兩路，分別輸入到Doherty匹配自鎖檢測1132與Doherty匹配對 銷檢測1134， Doherty匹配對銷檢測1134輸出匹配對銷殘留信號DCD到微處理單元51，形 成微處理控制信號U52與V52輸入到運算控制單元52， Doherty匹配自鎖檢測1132輸出自鎖 控制信號U53與V53到運算控制單元52，與手動控制信號U51及V51—起作運算，輸出總的 矢量控制信號U5與V5控制幅相的反變化，從而實現嚴格幅相匹配。所述功率合成型DOHERTY幅相鎖定放大檢測單元，其特徵在於-它由DOHERTY幅相鎖定放大前級單元U1 、n個DOHERTY幅相鎖定放大主體單元112、 功率分配113與功率合成114組成，它的作用在於實現大功率狀態下高峰均比信號的高效率 放大，其實現方法如下來自耦合分路24的信號經DOHERTY幅相鎖定放大前級單元111放大並進行IPD與Vg檢 測；通過功率分配113分成n路，每路經DOHERTY幅相鎖定放大主體單元112進行高效率放 大，並對每路進行DCDD與U53及V53檢測，每路的放大信號輸入到功率合成114進行功率合成，輸出大功率信號。功率合成與分配要求每路DOHERTY幅相鎖定放大主體單元112放大幅 相一致，這可通過調節每路的U5與V5實現。
5、根據權利要求2，所述失真產生鎖定檢測單元，其特徵在於它由耦合分路250、延時分路251、溫補放大252、矢量調製253、分路254、失真產生 自鎖檢測255、耦合對銷256、耦合採樣257與鎖定檢測258組成，它的主要作用是產生穩定 的失真信號，其實現方法如下-來自耦合分路24的信號經耦合分路250分成兩路，其上支路經延時分路251、輸入到耦 合對銷256的一端；其上支路經溫補放大252進行溫補放大，輸入到矢量調製253，在控制 信號U2與V2的控制下調節幅相，經分路2S4輸入到耦合對銷256的另一端；兩路信號在耦 合對銷256中對銷掉載波信號，留下失真信號，輸入到耦合採樣257中，主路輸出失真信號 至失真鎖定放大檢測1單元，採樣信號輸入到鎖定檢測258，檢測出對銷殘留載波信號SCD2到微處理單元51;延時分路251與分路254的另一路信號輸入到失真產生檢測256中，檢測 出自鎖控制信號U23與V23到運算處理單元52。
6、 根據權利要求2，所述失真鎖定放大l檢測單元，其特徵在於它由耦合分路261、矢量調製262、溫補失真功率放大263、耦合採樣264、延時265、 失真放大自鎖檢測266及衰減267組成，它的主要作用是對失真信號進行穩定放大，其實現 方法如下來自失真產生鎖定檢測單元25的失真信號經耦合分路261分成兩路，其上支路信號輸入 到矢量調製262，在控制信號U3與V3的控制下調節幅相，經溫補失真功率放大263進行功 率放大，經耦合採樣264輸出主信號到失真耦合對銷i檢測單元，採樣信號經衰減267輸入 到失真放大自鎖檢測266;其上支路信號經延時265輸入到失真放大自鎖檢測266;失真放大 自鎖檢測266根據兩路輸入信號產生自鎖控制信號U33與V33到運算處理單元52。為實現高分均比信號的高效放大，所述失真放大自鎖檢測266也可採用Doherty放大； 所述失真鎖定放大2檢測單元的組成與實現方法與所述失真鎖定放大1檢測單元的一致。
7、 根據權利要求2，所^信號對銷1自鎖檢測單元，其特徵在於它由IQ解調321、雙路精密運放322、低通濾波323、低通濾波325、幅度相位運放運算 324組成，它的主要作用在於產生自鎖控制信號，其實現方法如下-來自分路31與來自衰減33的信號，通過IQ解調321解調出兩路信號的幅相差異IQ矢量信號ui與uq，分別經低通濾波輸出ui3與n^。當矢量調製器為iq調製器時，ELi與IM直接對應自鎖控制信號U13與V13 ;當矢量調製器為幅相調製器時，通過幅度相位運放運算 324作運算，U13=U13與V13的均方根，V13為相位控制量，當相位變化較小時，V13=V13/U13; 當矢量調製器為反射型調製器時，須通過査表方式將U13與V13轉化為U13與V13。所述其它自鎖檢測單元的組成及產生自鎖控制信號U23與V23 、 U33與V33、 U43與V43 及U53與V53的方法與所述信號對銷1自鎖檢測單元的一致。
8、 根據權利要求2，所述導頻音頻產生調製單元，其特徵在於為了更好的實現自鎖控制信號的提取及殘留失真信號的檢測，把兩個音頻信號以IQ調製 的方式調製在導頻信號上，從而增加了提取自鎖控制信號及殘留失真信號的抗帶外幹擾能力。所述導頻音頻發生調製模塊其組成與實現方法是它產生用於模擬失真信號的導頻信號、兩個音頻信號及將兩個音頻信號IQ式調製在導頻信號上，它由頻率合成器4U、 IQ調製器41.2 、 IQ調製器413、偏置1414、單音頻發生器 416、偏置Q41S及單音頻發生器417組成。頻率合成器411在微處理控制信號CP的控制下， 產生一個與失真信號頻率接近的信號LOl，輸入到IQ調製器412，同時還輸出一路與L01 — 樣的混頻信號；IQ調製器412在偏置I 414及偏置Q415的作用下對L01進行IQ調製，輸出 信號DPI到IQ調製器413; IQ調製器4133在單音發生器416輸出的音頻i及單音發生器417 輸出的音頻2兩信號的作用下，對L02進行IQ調製，輸出進行了雙音頻IQ調製的導頻信號 DP2。微處理控制信號CP主要用於改變導頻的頻率。
9、 根據權利要求2，所述失真耦合)^銷2檢測單元，其f寺徵在於它由耦合對銷器151、雙向耦合器152、隔離器153、反向功率檢測154、分路155、失 真對銷檢測156、正向功率檢測157組成。它主要實現第2次失真對銷、殘留失真信號檢測、正向功率檢測及反向功率檢測，其實現方法如下 '來自延時14輸出的主功放信號與來自失真鎖定放大2檢測單元39輸入到耦合對銷器151 中，在此進一步對銷失真信號，結果輸入到雙向耦合器152，其主信號通過隔離器153輸出 高效率超線性放大了的功率信號；雙向耦合器的反向耦合支路輸出到反向功率檢測154，檢 測出反向功率信號RPD;其正向耦合支路輸出到分路155，分出一路到正向功率檢測157，檢 測出正向功率信號OPD，分出另一路OP到失真對銷檢測156，對殘留失真信號進行檢測，也 可形成失真耦合對銷2自鎖自適應控制信號。所述失真對銷檢測156有乘法器型與IQ解調型 兩種組成與實現方法。所述乘法器型失真耦合對銷檢測單元，其特徵在於它由濾波1561、混頻濾波1562、乘法濾波1563、乘法濾波1564、運算1565、運算器1566 組成及均方根1567組成。它主要實現殘留失真信號檢測及失真耦合對銷2自鎖自適應控制信 號的形成，其實現方法如下正向功率耦合信號OP輸入到濾波1561，濾波得到殘留導頻信號，此信號的大小代表殘 留失真信號的大小；延時導頻與經濾波後的OP信號輸入到混頻濾波1562，輸出中頻信號； 分路輸入到乘法濾波1563與乘法濾波1564,再分別輸入到運算1565、及運算器1566，得到 U43與V43信號，當U43與V43很小時，M3與V43直接代表失真耦合對銷2檢測單元檢測的 自鎖信號U43與V43，較大時通過對二者進行均方根運算的到殘留失真信號NCD2。由於殘留導頻信號與主功率信號頻差很近，常規方法很難提取殘留導頻信號的強度，本 方法進行了頻差很近的混頻低通濾波及頻差很近的乘法濾波，在提取頻與V43時具有很強 的雜波抑制能力，通過均方根運算很好的解決了傳統前饋放大殘留導頻檢測的難題。所述失 真耦合對銷1檢測單元也可採用所述乘法器型失真耦合對銷檢測單元的組成與實現方法。 所述IQ解調型失真耦合對銷檢測單元，其特徵在於它由導頻濾波器1560、混頻中頻濾波1561、 IQ解調1562、雙路精密運算器1563、低通濾 波1564、低通濾波1565、均方根運算1566、本振1567、混頻中頻濾波1568及延時導頻本振 1569組成，它主要實現殘留失真信號檢測及失真耦合對銷2自鎖自適應控制信號形成，其實 現方法如下-殘留導頻信號模擬殘留失真信號，正向功率耦合信號0P輸入到導頻濾波器1560，提取殘 留導頻信號送到混頻中頻濾波器1561,與本振信號1567作混頻降成中頻，輸入到IQ解調器 1562作輸入信號，採用中頻濾波以加大濾去高頻雜波信號的能力；延時導頻本振1569與本振 信號1567通過混頻中頻濾波器1568下變頻為中頻，輸入到IQ解調器1562作本振；IQ解調器 1562解調出了殘留導頻信號的幅相信號UI與UQ，此信號一般很小，通過雙路精密運算器進行 運算放大，每一路經低通濾波濾去高頻分量，分別輸出純淨的幅相信號M3與V43，送入到均 方根運算1566進行均方根運算得到殘留導頻信號的強度比列信號NCD2= V(墜)2+ (巡)2， 由於採用了與輸入中頻信號同頻的中頻本振信號作IQ解調，解調輸出信號UI與UQ為直流性 質的信號，它們與高頻信號頻差很遠，很容易通過低通濾波的方法濾去夾雜在UI與UQ中的高 頻分量，得到純淨的幅相信號U43與V43，從而檢測出殘留導頻信號的強度比值信號NCD2，解 決了現有前饋線性功率放大器中檢測殘留失真信號的難題。U43與V43也可作為失真耦合對銷 2自鎖自適應控制信號。所述失真耦合對銷1檢測單元也可採用所述乘法器型失真耦合對銷 檢測單元的組成與實現方法。
10、根據權利要求2，所述軟體總流程與軟體査找表，其特徵在於總軟體流程由自癒合調節部分1、 Doherty匹配調節部分2與FFA自適應調節3組成。 所述自癒合調節部分l，它建立一個不斷循環檢測控制工作狀態的工作流程，它分別設置 過流、過輸出功率、過溫度、過反向功率及失鎖報警功能，當高效率超線性DFFA功率放大器 分別處於這些狀況時，微處理器單元51能輸出控制信號IPC，加大步進衰減器213的衰減度， 降低輸入功率，以解除報警使其處於正常工作狀態；當輸入功率降低到一定程度時，所述高效 率超線性DFFA功率放大器無法滿足使用要求，則欠功率報警終止關機，這裡設置的是下降6dB，實際中可根據需要靈活設置。所述Doherty匹配調節部分2主要調節峰值功放鏈路與載波功放鏈路的幅相匹配，使之在不同的輸入功率與工作溫度條件下處於良好的匹配狀態，如圖所示為四級置換式或四級並聯式 Doherty自適應高效率匹配功率放大器軟體流程圖，依次調用査找表中的U52與V52，當匹配 差值DCD達標時，直接使用査找表中的參數，其程序運行時間很短，這樣就能實現快速'微處理 自適應控制；査找表的產生由尋優算法尋優後存儲得到；實際中，由於器件的老化，原査找表 中的最佳U52與V52會不一樣，這時仍需尋優算法尋找此時的最佳U52與V52並及時更新査找 表。其他各種類型的Doherty自適應高效率匹配功率放大器軟體流程可銀此推導。所述FFA自適應調節部分3主要調節各信號對銷放大單元與失真放大對銷單元的幅相，使 之在不同的輸入功率與工作溫度條件下處於良好的對銷狀態，如圖l為三環型高效率超線性 DFFA功率放大器軟體流程圖，依次調用查找表中的U12、 V12、 1122、 V22、 U32、 V32、 U42及 V42，當各對銷結果檢測值NCD2、 NCD1、 SCD2及SCD1達標時，直接使用査找表中的參數，其 程序運行時間很短，這樣就能實現快速微處理自適應控制；査找表的產生由尋優算法尋優後存 儲得到；實際中，由於器件的老化，原查找表中的最佳U12、 V12、 U22、 V22、 U32、 V32、 U42 及V42，會不一樣，這時仍需尋優算法尋找此時的最佳U12、 V12、 U22、 V22、 U32、 V32、 U42 及V42並及時更新查找表。所述預失真型高效率超線性DFFA功率放大器軟體流程可依此推導。它在採用尋優算法時，根據矢量調製器的特點，利用公式或數學查表把複雜的二維尋優 簡化為簡單的內插法一維尋優，由於兩路對銷信號儘管其幅度不同，但只要相位匹配越好時， 其對銷程度就越好，所以兩個一維尋優時，先尋優最佳相位控制信號Vxy，再尋優最佳幅 度控制信號Uxy，利用公式或數學査表將Uxy與Vxy轉化為對應的Uxy及Vxy 。所述軟體內插法流程，其實現方法是採用最快的速度根據因變量最小或達標尋找到最佳的自變量，它有軟體循環式內插法與軟體搖擺式內插法兩種類型，它根據矢量調製器的不同，將複雜的二維尋優轉化為兩個簡單的一維內插法尋優時，其參數要進行不同的轉換。在矢量調製器採用幅相型調節時，X表示幅度控制信號LH2、 U22、 U32、 U42與相位控制 信號V12、 V22、 V32、 V42中的一個，Z表示SCD1 、 SCD2、 NCD1、 NCD2 、 DCD中的一個，由 於兩路對銷信號儘管其幅度不同，但只要相位匹配越好時，其對銷程度就越好，所以內插法 調節時先調相位控制信號V12、 V22、 V32、 V42中的一個，再調幅度控制信號'U12、 U22、 U32、 U42中相應的一個，這樣就把複雜的二維尋優簡化為兩個簡單的內插法一維尋優，本實現方 法列出的是步長減半法，還可使用步長加半方法；本實現方法只列出了正向尋優調節，要實 現正反向尋優調節時，可通過減法運放實現，本實現方法中的0-l範圍，如通過運放減1/2則為-1/1一+1,/2變化；尋優範圍也可通過運放乘一個係數進行擴大或縮小；本實現方法只列出了尋優範圍為0—1時，尋優精度為1/16，所述軟體內插法流程圖還可依據所述規律向下 延伸，到1/32或l/2n (n》6)。在矢量調製器採用IQ型調節時，要採用公式運算，將複雜的二維尋優算法轉化為簡單得一維內插法，它略比所述幅相型調節複雜，它的通過功率小，但控制範圍寬及控制精度高； 在矢量調製器採用反射型調節時，要採用査表，將複雜的二維尋優算法轉化為簡單得一維內插法，它比所述幅相型調節及IQ型調節複雜，但它的通過功率大、控制範圍寬及控制精度高。所述軟體循環式內插法採用循環語句結構，它所需的存儲器容量小但尋優速度慢。 所述軟體搖擺式內插法採用轉折語句結構，它所需的存儲器容量大但尋優速度快。
全文摘要
一種高效率、超線性、高速自適應及自癒合控制的DFFA移動數位電視與移動寬帶通信功率放大器，它採用三環型與預失真型兩種前饋結構實現超線性放大；它採用溫補衰減、線性溫補與等功率、不等功率及功率合成型DOHERTY自適應高效匹配技術實現高穩定高效率放大；它採用微處理器內插法及查找表寬範圍尋優與自鎖高速自適應控制矢量調製器，實現對各信號與失真環及Doherty匹配的精密、寬範圍、穩定平衡及高速自適應控制；它可採用雙音IQ調製解調高抑制實現控制信號與殘留失真信號的純淨提取；它實時檢測工作狀態，異常時報警並可自癒合調節解除異常。
文檔編號H03F1/32GK101594117SQ20081003138
公開日2009年12月2日 申請日期2008年5月26日 優先權日2008年5月26日
發明者陳意輝 申請人:陳意輝