一種軟開關dc-dc變換電路的製作方法
2023-11-04 15:38:27 4
一種軟開關dc-dc變換電路的製作方法
【專利摘要】本發明公開了一種軟開關DC-DC變換電路，包括直流輸入端、直流輸出端。直流輸入端(Uin)的正極性與負載(R)之間串聯的有主開關管(S1)和濾波電感(L)；主開關管(S1)與濾波電感(L)的連接點與直流輸入端(Uin)的負極性之間連接的有續流二極體(D)、電感(Lr)和二極體(D2)和電容(C3)的串聯支路，電阻(R)與電容(C)並聯；主開關管(S1)並聯的有電容(C1)、二極體(D1)，輔助開關管(S2)與電容C2並聯；主開關管(S1)和輔助開關管(S2)都為軟開關。主開關管(S1)是ZCS且ZVS開啟和ZVS關斷，輔助開關管(S2)是ZVS開啟和ZVS關斷，續流二極體(D)是ZVS開啟和ZCS關斷；在佔空比調節範圍內都能實現軟開關。
【專利說明】—種軟開關DC-DC變換電路
【技術領域】
[0001]本發明涉及一種DC-DC變換電路，尤其涉及一種降壓斬波變換電路。
【背景技術】
[0002]無刷直流電動機具有體積小、效率高等優點，在許多領域已經得到了廣泛的應用。在過去的十幾年裡，無刷直流電機的發展主要集中在控制方法的研究和拓撲結構的設計及優化上，然而，大部分無刷直流電機的變換電路拓撲結構都是利用硬開關技術，這就相應的導致很大的開關損耗和電磁幹擾，同時為了使變換電路的體積減小，增加開關頻率是唯一的辦法，但這也相應的帶來損耗增大，而軟開關技術可以解決這些問題。雖然設計出各種各樣的軟開關變換電路，比如零電壓開關諧振電路、零電壓開關電路、零電流轉換電路等，但是針對無刷直流電機的特點，要求電流小，響應快，轉矩脈動平穩、諧波成分少，損耗低，負載變化範圍大及佔空比調節範圍寬等要求，各種軟開關變換電路都有各自的缺點，並沒有在無刷直流電機上得到廣泛應用。零電壓開關準諧振電路(ZVS-QRC)，電流應力雖然小，但是電壓應力大，而且電壓應力與負載成正比關係，它只適合應用於輸入電壓和負載變化範圍窄的電路。零電壓開關多諧振電路(ZVS-MRC)，雖然電壓應力小，負載範圍寬，但是導通損耗較大。諧振直流環電路(RDCLI)雖然電壓電流應力小,負載範圍大,但是它的控制原理複雜，存在電磁轉矩脈動和非導通相續流的現象，而且輸出電路中含有分頻諧波。零電壓轉換電路(ZVT)，諧振迴路不在主迴路上，雖然這樣可以有效的減少損耗，但是對功率管的選擇有一定的限制。零電流轉換電路(ZCT)，開關導通和關斷損耗都很小，可以實現ZCS，電流電壓應力也很小，但是它使用的器件多，控制過程複雜。
【發明內容】
[0003]本發明的技術解決問題是:針對無刷直流電動機的特點和變換電路的不足，提供一種損耗低、效率高、控制簡單的軟開關DC-DC變換電路。
[0004]本發明解決技術問題所採用的技術方案是:
[0005]本發明軟開關DC-DC變換電路，包括直流輸入端和直流輸出端，其特徵在於直流輸入端(Uin)的正極性與第一開關管(S1)的集電極、第二開關管(S2)的集電極相連，第一開關管(S1)與第一電容(C1)、第一二極體(D1)並聯，第二開關管(S2)與第二電容(C2)並聯，電感(LJ的兩端與第一開關管(S1)的發射極和第二開關管(S2)的發射極相連，第二二極體(D2)與第三電容(C3)和電感(Lr)串聯，第一二極體(D1)的陰極與直流輸入端(Uin)的正極性相連，第二二極體(D2)的陽極與第三電容(C3)相連，第三二極體(D)的陰極與第一開關管(S1)的發射極相連，第三二極體(D)的陽極與直流輸入端(Uin)的負極性相連，電感(L)的兩端與第一開關管(S1)的發射極和負載(R)相連，第四電容(C)與負載(R)並聯。
[0006]本發明軟開關DC-DC變換電路拓撲結構如圖1所示，下面對本發明的工作原理做詳細的描述:
[0007]為簡化分析過程，先做一下基本假設:
[0008](I)變換電路工作在穩定狀態；
[0009](2)所有功率開關、二極體都為理想器件；
[0010](3)電感、電容均為理想儲能元件；
[0011](4)輸入電壓恆定；
[0012](5)輸出濾波電感足夠大，使得流過濾波電感的電流可以看成恆流I。;
[0013](6)諧振電感遠遠小於濾波電感；
[0014]在一個開關周期，假設該電路工作在連續工作模式下，本發明可分為7個工作狀態，其各個工作狀態的等效電路圖如圖2a — 2g所示。
[0015]工作階段Utci, tj:在h時刻之前，開關管Sp S2都處於關斷狀態，其等效電路如圖2a所示，電感L通過二極體D續流,此時，isl = O、iS2 = O、iLr = O、Uc2 = Uin0 t = tQ時亥lj，S1導通，由於電感L的存在，開關管S1的電流受到限制，不能立即突變，實現零電流導通，同時，電感L中的電流U線性上升。因為電感L的取值相對較大，其電流k近似恆定，即有^ = Itl,所以主二極體D中的電流隨著isl的上升而線性下降，isl與iD可表示為:
[0016]is,U) =YlU-^o)(O
[0017](O = h(2j
L丨
[0018]這一階段持續時間為:
[0019]T01 =^-(3)
U in
[0020]在這個階段開關管S1零電流導通，即開關管S1開通損耗為零。
[0021]工作階段2Iit1, t2]:t = 時刻,= 10, iD(t!) = O,其等效電路如圖2b所示，二極體D為零電流關斷。此後，電容C2和電感L發生串聯諧振，諧振電感L的電流和電容C2端電壓表達式如下:
[0022]I, V) =-11)(4)
zP
[0023]uC2 (t) = UinCos ω (t-tj(5)
[0024]其中，
[0025]當Uc2降為零時，Lr上的電流達到最大值&■ = ，此時電容C2上的儲能全部
乙P
轉移到諧振電感L上，諧振電感L上的電流增量Λ k滿足下面方程:
[0026]*C2Ul2 (O = iC2Ul = ^LrAll(6)
[0027]在這個階段二極體D為零電流關斷，所以二極體D關斷損耗為零。
[0028]工作階段3[t2，t3]:當t = t2時,隊2降為零,其等效電路如圖2c所示,此時輔助開關管S2的導通為ZVS開啟。
[0029]在這個階段開關管S2為零電壓開通，所以開關管S2的開通損耗為零。
[0030]工作階段4[t3，t4]:在t = t3時,關斷開關S1,其等效電路如圖1d所示。
[0031]此時，由等效電路圖可知，電容C1和主開關S1是並聯的，並且電容C1兩端的電壓是緩慢上升的，所以開關S1是ZVS關斷。
[0032]在這個階段開關管S1是ZVS關斷，所以開關管S1關斷損耗為零。
[0033]工作階段5 [t4, t5]:在這個階段，該電路和傳統的BUCK電路工作狀態相同，電路通過一個開關管S2進行工作，其等效電路如圖2e所示。
[0034]工作階段6[t5，t6]:當t = t5W，關斷開關管S2，其等效電路如圖1f所示，此時開始向電容C2充電，其端電壓緩慢上升，所以開關管S2近似實現了 ZVS關斷。當Uci (t) +Uc3⑴=Uin 時,二極體 D2 是 ZVS 開啟。在 t = t6 時，Ucl(t6) =Uin, Uc3 (t6) =0，二極體 D2 實現了ZVS關斷。
[0035]在這個階段開關管S2為ZVS關斷，所以開關管S2關斷損耗為零，同時二極體D2為零電壓開通和關斷，所以二極體D2的開通和關斷損耗也為零。
[0036]工作階段7[t6，t7]:t = t6時，CpC2X3的兩端電壓都為零，其等效電路如圖2g所示，此時續流二極體D續流，實現了 ZVS開啟，這個階段和傳統的BUCK電路工作狀況相同。t = &時，開關管S2再次開啟，開始進入下一個開關周期循環。
[0037]在這個階段二極體D為ZVS開啟，所以二極體D開通損耗為零。
[0038]本發明的優點是在實現電路功能的同時，所有功率開關管均為軟開關，大大的降低了開關管的開通和關斷損耗，並且功率開關管的電流、電壓應力較小，開關管的導通損耗也得到降低，同時該電路結構簡單、控制方便，能在整個佔空比調節範圍內實現軟開關。
【專利附圖】
【附圖說明】
[0039]圖1為本發明軟開關DC-DC變換電路的拓撲結構；
[0040]圖2a為本發明軟開關DC-DC變換電路工作階段I的等效電路圖；
[0041]圖2b為本發明軟開關DC-DC變換電路工作階段2的等效電路圖；
[0042]圖2c為本發明軟開關DC-DC變換電路工作階段3的等效電路圖；
[0043]圖2d為本發明軟開關DC-DC變換電路工作階段4的等效電路圖；
[0044]圖2e為本發明軟開關DC-DC變換電路工作階段5的等效電路圖；
[0045]圖2f為本發明軟開關DC-DC變換電路工作階段6的等效電路圖；
[0046]圖2g為本發明軟開關DC-DC變換電路工作階段7的等效電路圖；
[0047]圖3為本發明軟開關DC-DC變換電路中主開關管S1及輔助開關管S2的驅動信號波形圖；
【具體實施方式】
[0048]本發明軟開關DC-DC變換電路較佳的實施方式如圖1所示，包括直流輸入端、直流輸出端，直流輸入端與直流輸出端之間設有正極線路和負極線路，正極線路上串聯的有主開關管S1和濾波電感L，輔助開關管S2並聯的有電容C2,主開關管S1並聯的有二極體D1,主開關管S1與濾波電感L的連接點與直流輸入電源Uin的負極性之間連接的有續流二極體D，續流二極體D並聯的有濾波電感L與濾波電容C組成的串聯支路、諧振電感L和二極體D2和電容C3組成的串聯支路。主開關管S1和輔助開關管S2分別為軟開關。
[0049]在圖1中，L是濾波電感，Lr是諧振電感，且L>>L A1是主開關管，S2是輔助開關管，D是續流二極體，R是無刷直流電機的穩態等效負載。在該拓撲結構中主開關管S1實現了 ZCS (零電流開關)且ZVS (零電壓開關)開啟和ZVS關斷，輔助開關管S2實現了 ZVS開啟和ZVS關斷，續流二極體D實現了 ZVS開啟和ZCS關斷。
[0050]如圖3所示，分別為主開關管S1和輔助開關管S2的驅動信號波形，從圖中可知主開關管S1提前輔助開關管S2開啟，為輔助開關管S2的ZVS開啟創造條件，當主開關管S1開啟時，由於有濾波電感L和諧振電感L的存在，主開關管S1的電流不能立即突變，所以主開關管S1為ZCS開啟；當諧振電感L和諧振電容C2發生諧振時，這一時刻輔助開關管S2兩端電壓為零，此時打開輔助開關管S2為ZVS開啟，又由於輔助開關管S2的電流也為零，所以輔助開關管S2也為ZCS開啟；當主開關S1關斷時，電容C1兩端電壓緩慢上升，所以主開關S1為ZVS關斷；當關斷輔助開關S2時，開始向電容C2充電，電容C2兩端電壓緩慢上升，所以輔助開關S2為ZVS關斷。
[0051]總之，本發明拓撲結構中的功率開關管S1、S2都為軟開關，所以具有較小的功率損耗，較高的效率。
[0052]下面對本發明軟開關的實現條件做詳細描述:
[0053](I)要實現該電路從空載到負載整個負載範圍內能實現軟開關條件，就必須滿足不等式:
[0054]4.^—(9)
[0055]Ianiax為輸出濾波電感電流最大值。
[0056](2)如果二極體D1不存在導通延時以及開關S1不存在漏電流的話，在模態3的任何時間開啟開關S2都為零電壓和零電流導通。
[0057](3)開關管S1應該在t5時刻之前關斷，如果在t5時刻仍然不關斷，則在電感L和電容C3上則出現電路振蕩，同時開關管S2的電流快速增加，顯著的增加了開關管S1的導通損耗和關斷損耗。
[0058]下面對本發明軟開關電路參數的設計做詳細的描述:
[0059](I)電感L的選擇
[0060]要求電路工作在連續工作模式下，高頻狀況下電感中大部分諧波電流都被濾波電容C吸收，因此，輸出濾波電感不能選的太小，否則，會使電感電流脈動急劇增大，流過開關管的最大電流也會增加，使開關管的工作狀態惡化。在給定許可的最大電感電流脈動為Aipp，輸出濾波電感L需要滿足:
[0061](10)
[0062]1 -1J' °('')
PP J ^
[0063]fs為開關頻率，D為佔空比。
[0064](2)電容C的選擇
[0065]輸出電容C由下式求出:
_6] C~iu^u:(]-D)(12)
[0067]AUtl為輸出紋波分量。
[0068](3)諧振電感Lr的選擇
[0069]首先，Lr不應該取得過大，否則會使工作階段2的時間過長，這樣就限制了開關的工作頻率，它也不能取得太小，L太小時，ΛΙ&會很大，這樣就增加了開關管的導通損耗。
在工程設計中，一般At1 = (tft) = 0.02DS1TS,這樣可以根據⑴式計算出Lr的值:
【權利要求】
1.一種軟開關DC-DC變換電路，包括直流輸入端和直流輸出端，其特徵在於直流輸入端(Uin)的正極性與第一開關管(S1)的集電極、第二開關管(S2)的集電極相連，第一開關管(S1)與第一電容(C1)、第一二極體(D1)並聯,第二開關管(S2)與第二電容(C2)並聯，電感(LJ的兩端與第一開關管(S1)的發射極和第二開關管(S2)的發射極相連，第二二極體(D2)與第三電容(C3)和電感(Lr)串聯，第一二極體(D1)的陰極與直流輸入端(Uin)的正極性相連，第二二極體(D2)的陽極與第三電容(C3)相連，第三二極體(D)的陰極與第一開關管(S1)的發射極相連，第三二極體(D)的陽極與直流輸入端(Uin)的負極性相連，電感(L)的兩端與第一開關管(S1)的發射極和負載(R)相連，第四電容(C)與負載(R)並聯。第二電容(C2)與諧振電感(LJ組成諧振電路。
2.如權利要求1所述的軟開關變換電路，其特徵在於:開關器件SpS2S可控性功率器件，D、Dp D2、為快恢復性二極體。
3.如權利要求1所述的軟開關變換電路，其特徵在於:濾波電感L大於諧振電感LJOO倍以上。
【文檔編號】H02M3/155GK104201884SQ201410468763
【公開日】2014年12月10日 申請日期:2014年9月15日 優先權日:2014年9月15日
【發明者】馮佳佳 申請人:北京航天新風機械設備有限責任公司