調諧多埠放大器的製作方法

2023-12-02 16:33:56

專利名稱：調諧多埠放大器的製作方法
技術領域：
本發明涉及調諧多埠放大器(MPA)，具體涉及調整MPA中各 個放大器之間的相位和增益關係，以優化MPA的輸出埠之間的信 號隔離。
背景技術：
MPA是公知的功率放大器設備，用於可在1 GHz以上的微波頻率 處操作的衛星通信，並覆蓋具有1.5-2.6 GHz範圍內的頻率的L和S 頻帶以及具有12-20GHz區域內的頻率的Ku和Ka頻帶等。
MPA包括並聯的N個類似的放大器單元(TWT或固態)，每個具 有功率P，使得每個放大器對每個輸入信號進行放大，以將每個輸出 信號的功率增大因子N，達到PXN。提供了 N個輸入埠和N個輸 出埠，從而將一個輸入埠上的輸入信號路由至相對應的輸出埠。 輸入埠由低功率輸入網絡(INET)連接至放大器單元，可以使用適 合於環境的任何便利的傳輸線技術(例如微帶、帶線、同軸電纜或波 導)來實現INET，並且輸出埠由高功率輸出網絡(ONET)連接至 放大器單元，典型地，使用低損耗傳輸線技術來實現ONET。在數學 上，ONET是INET的互逆網絡，從而將呈現給第n個輸入的信號引 導至第n個輸出。每個網絡包括信號分割波導設備的陣列。僅包括混 合設備的Butler矩陣或網絡通常用於信號分割，這是由於其具有便利 的增益和相移屬性。 一種混合設備是4埠信號分割設備，包括兩個 輸入和兩個輸出，具有選擇性的90°相移；可以利用該相位差來改進 網絡的隔離特性。然而，可以使用可具有180°相位差的其他混合設 備和其他信號分裂設備。
具體地，本發明關於可在操作於Ku或Ka頻帶處的寬帶多波束有 效載荷中使用的8埠 MPA來討論。典型地，這些使用每束單饋(SFB,Single Feed per Beam)設計，SFB設計在所限定的區域上提供至多100 個或更多的窄波束的鄰接集合。MPA是SFB的一種有吸引力的方案， 這是由於其潛在地提供了在向波束分配功率方面的高度靈活性。MPA 已經成功應用在L和S頻帶，但是在波長短一個數量級的Ku和Ka 頻帶處遇到極具挑戰性的問題。我們研究了失配對MPA性能的影響， 並標識了可藉以減輕這些影響的特徵(尤其與隔離相關)。
一段時間以來，已經考慮將MPA用於多波束衛星有效載荷，見 S. Egami and M. Kawai， "An Adaptive Multiple Beam System Concept" IEEE Journal on Selected Areas in Communications, Vol. SAC5， No,4， May 1987。MPA已經成功用在L頻帶，見M. Mallison, R. Gill， S. Curtis, R. Manku, "Advanced Payload for Multibeam Satellites that Support High Data Rate Broadband Global Area Network", AIAA， 23rd International Communications Satellite Systems Conference, Rome, Sept 2005;以及S頻帶，見M. Tanaka and K. Yamamoto, "New Technologies in N-STAR Communications Payload", AIAA 17th International Communications Satellite Systems Conference, Yokohama, Feb. 1998，主 要針對移動服務。
更近以來，隨著對提供寬帶服務(如經由多波束衛星的網際網路訪 問禾口HDTV)的興趣持續增長，已經將注意力集中到在Kn和Ka頻帶 處提供MPA，見R. Kuramasu, T. Araki, M. Shimada, E. Tomita， T. Satoh， T. Kuroda， M. Yajima, T. Maeda, T. Mukai， "The Wideband Internetworking Engineering Test and Demonstration Satellite (WINDS)", AIAA 20th International Communications Satellite Systems Conference, Montreal, May 2002以及A. Anakabe, A. Mallet, F. Gizard， C. Laporte, T. Robert, C. Boulanger， J. Sombrin, L. Lapierre， P. Barretto-Da-Rocha, P. Frichot, F. Coromina, J. Collantes, "Ka-band Multi-port Amplifier Characteristics for Space Telecommunication Opereation，，, 6 International Vacuum Electronics Conference, Noordwijk， Netherlands, April, 2005。
最高效的多波束有效載荷是每束單饋(SFB)架構，SFB架構典型地使用3或4根天線來產生鄰接波束的規則集合。這些波束採用高
度頻率重用，例如使用4頻率"顏色"重用方案。SFB的本質缺點是 缺乏靈活性，尤其在對波束的功率分配方面。MPA的應用將提高這種
靈活性，通過使容量(傳輸功率)能夠動態跟隨覆蓋區上的需求變化 來顯著增強該架構的實用性。在向每個波束提供功率以及帶寬的靈活 分配以確保在每種情況下最優的鏈路參數的、寬帶的可變帶寬應答器
中，可以使用MPA。可以使用模擬或數位訊號處理來提供可變帶寬。 本質上，MPA包括輸入Butler矩陣，或僅由具有2" (N=l， 2，... 等)個信號輸入的混合設備組成的網絡，並向相同數目(2N)的放大 器均等地提供對這些輸入中每一個的接入。放大器的輸出被饋送至另 一 Butler矩陣或混合設備集合，該另一 Butler矩陣或混合設備集合對 輸入網絡的配置進行鏡像，並將放大器輸出重新組合為相同的但放大 了的原始信號集合。MPA的極大優點在於向每個放大器均等地提供對 每個輸入埠的接入，可用於每個埠的可接入功率為2NXP，其中 P是每個單個放大器的功率。因此，MPA實現了高度靈活性，提供了 可在2W個輸入之間動態地且以高度靈活的方式共享的多種輸出功率。 在Ku和Ka頻帶提供MPA的本質問題是在所涉及的頻率(Ku 頻帶12GHz， Ka頻帶20GHz)處放大器與其他單元之間的相位和幅 度跟蹤，以及這種跟蹤對埠間的隔離性能的影響(所謂的串擾問題)。 詳細研究了幅度/相位失配對MPA性能的影響，並且已經找到了 一種設計特徵/設置，通過這種設計特徵/設置，可以減小失配影響(尤 其與隔離相關)。公式和信號流圖示意了針對多波束有效載荷可以如何 優化MPA，提供了相同波束"顏色"的埠之間的最佳隔離。具體地， 參照使用僅包括混合設備的INET和ONET的、具有8個埠的MPA 來進行分析，這是通常最感興趣的配置。然而，由於MPA的對稱性 質及其可縮放性， 一般地，分析的基礎可適用於任何階數以及實現
Butler矩陣INET/ONET的方案。當前，4禾Q 8埠 MPA正在投入使 用。儘管MPA越複雜，本發明越有價值，但由於設計複雜度，具有 多於16個埠的MPA可能是不利的。
8

發明內容
根據本發明的第一方面，提供了一種調諧多埠放大器的方法， 所述多埠放大器包括並聯布置的偶數個功率放大器，每個放大器 與另一放大器配對； 一系列輸入埠和一系列輸出埠，所述輸入端
口由信號分割網絡連接至所述放大器，所述輸出埠由信號組合網絡 連接至所述放大器，使得任何給定輸入埠處的輸入信號由所有放大 器放大，然後，放大後的輸入信號被重新組合為給定輸出埠處的輸
出信號，所述方法包括以下步驟將每個放大器的信號相位和增益與 其配對放大器的信號相位和增益進行匹配至比非配對放大器之間的所 述匹配更嚴格的程度。
在用於衛星上和用於其他通信用途的情況下，功率放大器通常將 是微波功率放大器。
傳統調諧包括將所有放大器進行匹配至相同精度，並且是一種迭 代過程，該迭代過程涉及每個放大器的增益和相位調整，直到在針對 給定輸入埠的所有輸出埠處實現相同的所需隔離。在每次迭代中， 這包括在依次對每個輸入埠進行激勵的情況下，測量所有輸出端 口處的相位和增益值(即，對於8埠MPA，在每次迭代中總計進行
2X8X8次測量(相位和增益))。此外，調諧可以有多個階段，例如 確保在環境溫度、熱溫度和冷溫度下的所需性能。因此，導致一些端 口處隔離要求降低以及放大器調諧相應減少的、MPA的任何配置將提 供時間和成本的顯著節約。
已經估計出，對於本發明的方法，如果其僅需要放大器和混合設 備的部分匹配，則實際上很可能在調諧上高出20-30%的時間效率。
優選地，所述將每個放大器與其配對放大器進行匹配的步驟是通 過對相鄰配對的放大器進行相互匹配來執行的。
優選地，這些HPA對中的每一個與其關聯混合設備集成在一起， 作為自含式單元，並且優選地對於每個單元具有公共的電源。
信號分割網絡和信號組合網絡均可以包括一系列相應的信號分割 混合設備和信號組合混合設備，並且，所述對相鄰配對的放大器進行 相互匹配的步驟還包括對與每個所述放大器對最密切相關的相應輸入混合設備和輸出混合設備的信號相位和插入損耗進行匹配。
在每個放大器對是相鄰放大器對的情況下，該放大器對和與其最 密切相關的相應輸入混合設備和輸出混合設備可以包括具有公共電源 的自含式組件。
所述將每個放大器與其配對放大器進行匹配的步驟可以是通過對 交替配對的放大器進行匹配來執行的。在這種情況下，所述對交替配 對的放大器進行匹配的步驟還可以包括對與每個配對放大器最密切 相關和其次密切相關的相應輸入混合設備和輸出混合設備的信號相位 和插入損耗進行匹配。
將每個放大器與其配對放大器進行匹配還可以是通過對每第4個 位置配對的放大器進行匹配來執行的。當執行該步驟時，如果信號分 割網絡和信號組合網絡分別包括一系列相應的信號分割混合設備和信 號組合混合設備，則對配對放大器進行匹配的步驟還可以包括對與 每個配對放大器最密切相關、第二密切相關和第三密切相關的相應輸 入混合設備和輸出混合設備的信號相位和插入損耗進行匹配。
將每個放大器的信號相位和增益與其配對放大器的信號相位和增 益進行匹配的步驟可以被執行為實質上在10至15度的信號相位和1.0
至2dB的增益之內，更嚴格地，實質上在7至10度的信號相位和0.7 至1.0dB的增益之內，又更嚴格地，實質上在5至7度的信號相位和 0.5至0.7 dB的增益之內。如果在特定情況下需要甚至更好的匹配， 則可以獲得實質上在小於5度的信號相位和小於0.5 dB的增益之內的 匹配。可以認識到，這將比獲得前3個範圍的更寬鬆匹配更加耗時， 但是，在所有情況下，僅將配對放大器匹配至更窄的範圍，而在許多 情況下，非配對放大器可能根本不需要從其出廠狀態進行任何調整。 因此，對所述非配對放大器進行匹配的步驟可以進行為實質上在15 至20度的信號相位和1.5至2.5 dB的增益之間。
所有混合設備可以匹配至至少實質上IO度的信號相位和1 dB的 插入損耗。
混合設備輸出埠之間與90度相位差的偏差可以被設置為至少 實質上5度，混合設備輸入和輸出埠之間的插入損耗跟蹤可以被設置為至少實質上0.3 dB。
相鄰放大器對中每個放大器之間匹配至至少10度的信號相位和
l.OdB，將為以四頻率顏色重用進行操作的SFB架構提供最小24dB的 隔離。如果達到至少7度的信號相位和0.7dB，則將為相同架構提供 26dB的隔離，其中有2dB餘量以抵禦老化和熱變化。匹配至比這更 窄的程度，例如匹配至至少5度的信號相位和0.5dB，則在例如以四 顏色重用且以功率明顯不同的載波進行操作的SFB架構中可以是優 選的。但是其實現當然將會更加困難，並因此更加昂貴。
在非相鄰HPA之間也需要良好匹配，以確保不同顏色的埠之間 可接受的隔離以及可接受的組合效率，但是不需要匹配至與相同顏色 的埠之間的隔離相同的程度。示出了提供隔離估計和組合效率的處 理過的示例。這些是通過MPA仿真來確認的。
可以應用交替配對的放大器的匹配(對於具有24個埠的MPA)、 每第4個放大器的匹配(對於具有28個埠的MPA)或每第8個放 大器的匹配(對於具有216個埠的MPA)等等。這種匹配仍將匹配 至比非配對放大器之間的匹配更嚴格的程度。
根據本發明的第二方面，提供了一種多埠放大器，包括並聯 布置的偶數個功率放大器，每個放大器與另一放大器配對； 一系列輸 入埠和一系列輸出埠，所述輸入埠由信號分割網絡連接至所述 放大器，所述輸出埠由信號組合網絡連接至所述放大器，使得任何 給定輸入埠處的輸入信號由所有放大器單元放大，然後，放大後的 輸入信號被重新組合為給定輸出埠處的輸出信號，所述多埠放大 器是根據本發明第一方面的方法來調諧的。
信號分割網絡和信號組合網絡可以均包括8X8 Butler矩陣。
備選地，信號分割網絡可以包括一系列信號分割混合設備，而信 號組合網絡包括一系列信號組合混合設備。
多埠放大器可以包括8個埠，信號分割網絡和信號組合網絡 可以均包括與Butler矩陣等效的3列混合設備，而沒有混合設備間的 相移器。前4個輸入埠可以分別連接至不同的非重疊頻帶，而後4 個輸入埠分別連接至相同的4個頻帶之一。在備選實施例中，前4個輸入埠交替連接至兩個不同的非重疊 頻帶，後4個輸入埠分別連接至兩個不同的非重疊頻帶，其中用於
第一組4個輸入埠的兩個頻帶與用於第二組的兩個頻帶不同。
在另一備選實施例中，成對的相鄰輸入埠連接至相同頻率的頻
帶，其中每一對連接至4個不同非重疊頻帶之一。
每個輸出埠可以連接至每束單饋的多波束天線的相應天線饋 線，從而形成波束集合，所述波束集合具有根據所限定的頻率重用模 式的頻率。
這裡示出的隔離分析在多波束頻率重用方案中實現了針對最優隔
離的輸出埠選擇，並且，IM分析有助於將頻率分配至輸入埠以實 現最小IM幹擾。


現在將參照附圖通過示例來描述本發明，附圖中
圖1是使用完全由混合設備而不是Butler矩陣進行構造的INET 和ONET的、實現了混合設備和相移器的8埠 MPA的示意圖2是如本發明中所使用的混合設備的示意圖3是8埠 MPA中的信號流的圖，示出了匹配的相鄰放大器 對的零陷信號點；
圖4是MPA中的備選信號流的圖，示出了用於匹配交替的放大 器對的備選零陷信號點；
圖5是MPA中的備選信號流的圖，示出了用於匹配每第4個放 大器的備選零陷信號點；
圖6是用於匹配所有放大器的、MPA中的信號流的圖，示出了信 號的結構性相加；
圖7是對在限定每個輸出處的隔離中至關重要的MPA設備進行 概括的表；以及
圖8是示出8埠 MPA的3載波3階互調產物的輸出埠的表。
具體實施方式
圖1示出了 8埠 mpa的圖。它包括每列由4個輸入混合設備組成
的一組3列、由8個放大器組成的單列、以及每列由4個輸出混合設備組 成的一組3列。
圖2給出了混合設備元件(輸入或輸出混合設備)的定義。輸入 信號和輸出信號p,和P2以及q,和q2假定為複數。因此，混合設備轉移函 數表示為
1、
(1)
其中Cn、 C12、 C21、 C22均為不可變的復係數，可以表示如下
Cn - r".exp陶，C12 =j-r12.expj.ei2, C21-j.r21.expj.821， C22 = r22.expj.e22
(2)
理想地，對於完美的混合設備，所有r-1/々2並且所有e-0，
並且轉移矩陣變為
(3)
對於實際的混合設備，r和e將與理想情況有偏差，並且如果偏差 較小d2/『<0.2dB，e<10e)，則可以進行以下近似
C" - (oAfe) (1 + +〗.e"), C12 = j(oAfe) (1+ cr12 + j.6i2) (4) c21 = j(a/々2) (1 + <j21 + j.e21),g22 - (oc/々2) (1 + <J22 + j.922) (5)
其中(x是所有輸入混合設備或輸出混合設備共有的損耗因子(在0.2dB 至0.7dB之間，取決於例如混合設備是否處在波導或同軸電纜中)，並 且cr和e分別是與名義值的幅度和相位偏差(對於幅度和相位，名義值 分別等於1.0和0。)。
為了進行分析，假定放大器是完美線性的，具有復增益a， a由
以下函數表示
a = g.expJ, 0 (6)
如上所述，理想地，在mpa應答器中，所有放大器將是匹配的並
13具有相同的G和0值。然而，對於實際放大器，相對於某個均值增益
和相移值G。和0。，將分別有偏差A和S。對於較小的偏差(A<0.5dB，
S<10° )，增益函數可以寫為
A - G。.(1 + A + j.S).expj.0。 (7)
MPA的總轉移矩陣由以下給出
0-y',x',t'.A.y.x.t，或0-「,A.Q (8)
其中如圖l所定義的，t、 x和y是第一、第二和第三輸入混合設備列(具 有組合的總轉移函數Q)的轉移矩陣，t，、 x'和y'是相對應的輸出混合
設備列(組合的總轉移函數r)的轉移矩陣。
以下示出了每一列輸入混合設備的矩陣表示。混合設備轉移係數 的字母下標與圖l所示的混合設備字母標記相對應。
000000 、
hi八000000
00c0000
000000
0000Cue00
0000c加00
000000Cud
00000cG
000000 、
000000
000000
000000
00c加000
0c加0c加0000
000000
、o00000c加,
000000 、
000000
00Ci汰0000
000000
00000Ci比0
000000
00000C頭0c咖
、000000
(9)以下示出了輸出混合設備集合的矩陣表示:
formula see original document page 15(10)
對於理想
(11)給出
混合設備， 假定單位增益
即所有Cu， C22 二 1A/2並且所有
零相移放大器，則總轉移矩陣由等式
formula see original document page 15因此，q1=-j'p8, q2 = -j'p7 等等。
當假定了Ch、 C22、 C12、 C2,和A的實際值時，(D的完整矩陣表示 在數學上變得難以處理。為了示意MPA轉移函數的具體屬性，以下示 出了對該矩陣中元素的選擇。所有這些都與I/P埠1相關，但是等式 的選擇所顯示的一般特性同樣適用於任何其他I/P埠。
C2iA.Ci2j.〖G"G.G"gJi^gi￡iyj=i^;jj￡Ji^g1￡g3js￡i2s) + C2lG.Ci2gi&iSliyiQlMJLi^SaiMifil^)
。2》
C 1 f ,C fi.(A3.C11 K.C" h ， A4,C21 K.Gl2b)1 + + C21G.C22g-(^2jQllMi￡lLt±-6s￡23M￡l2fl)I (13)
。51 = CnA.C1"i.〖C1iE'C"f,(A1.C"j.C2ia + A2.C2u.G22a) +
G21E'c12f.(A3.c11K-c21b + A4.C21K-C22b)+
C21A-C卦〖G"G-C1化.(A5.G1化,C2化+ A6.C2化.C22c) + C2iG-C12h.(A7.C麵.C2id + Aa.G2iM.C22d)] (14)
= CiiA'Ciim.[C"hE-C2if,(Ai.C"j.G2la + A2.G2ij.C22a〉 +
C21E.C22f.(A3.CilK-C2化+ A4.C2iK-C22t))+
C2i:A'Ci2m-GlK3.C2ilv(A6.G1化.C2化+
Ae-C2化,C22c》+ C2iG.C22h,(A7.CfiM.C2M + A8,C2iM.C22d)] (15)
①81 = CiiA-C2lm'[CltE.C21f.(/Vt.G"j.C2la + A2,C2!J.C22a) +
C2〗e'G22f,(A3.C1化.C2ib +/WC21K'C22fa)+
G2iA.C2加.C悄.C2ih-(A5.C1化.C'2化+ AS.C21L.G22c) + C21G.G22h.(A7-C濯.C21d + As,C21M.C22d)
(化)
Ou (等式12)表示在0/P埠l處出現的、1/P埠l處的信號電平， 051 (等式14)表示0/P埠4處的信號電平，等等。
對於理想系統，0 至071應等於0 (完美隔離)，而0>81=-_)。然而， 實際組件產生埠之間的有限隔離。
對上述公式的觀察說明了以下內容
$n、 0>41 (也適用於031和041，未示出)根據本發明，通過成對 的相鄰放大器(A"A2、 A3/A4……等)之間的匹配和最內側混合設備J、 K、 L和M以及a、 b、 c和d的質量(插入損耗差分以及0/P埠之間與 90°的偏差)將相應0/P埠處的隔離摘定至一階近似。通過對等式12和13中相關因子加下劃線以及圖3中的信號流圖來示出該屬性。該流 圖示出，由於相鄰放大器及其關聯混合設備之間的匹配，在最內側輸 出混合設備的0/P處(點S處)出現信號的自抵消。可以參照例如具有 埠P,處的信號輸入的放大器對A5/A6來解釋這種影響。在放大器A6
的情況下，從最接近的輸入混合設備(L)的輸入至最接近的輸出混
合設備(C)的輸出的相對相移將比經由A5的相同埠之間的相移多出
180° 。該相位差是由放大器對的任一側的混合設備產生的兩個卯。偏
移所引入的，並產生所指示的抵消。因此，在這些情況下，中間和外 側混合設備的質量對隔離沒有顯著影響。實際上，對於這些情況，為 了獲得最佳匹配並因此獲得最佳隔離，可以將放大器對和關聯的混合
設備(例如A5/A6與混合設備L和c)構造為集成組件。
051 (也適用於061，未示出)。對於這些情況，本質上，隔離由成 對的交替放大器(A,/A3、 A2/A4……等)之間的匹配以及最內側和中 間混合設備集合的質量和匹配來確定。圖4示出了相對應的信號流圖。 這說明，在第一混合設備行的0/P處(在點S'處)出現信號的結構性相 加，而在中間行的0/P處(S處)出現抵消。抵消仍可以通過由放大器 對的任一側的混合設備(在這種情況下是中間列中的混合設備)引入2 X90°相移差分來解釋。例如，在放大器對A2/A4的情況下，並且信號 應用於輸入埠pl處，則相關混合設備是"E"和"f"。
071。在這種情況下，本質上，隔離由每第4個放大器(A，/As、 A2/A6……等)之間的匹配以及最內側、中間和最外側混合設備集合
(即，MPA中的所有組件)的質量和匹配來確定。如圖5所示，在最 外側混合設備的0/P處(點S處)出現這種情況下的信號抵消。在這種 情況下，最外側的混合設備列引入了2X90。的相移。例如，在放大器 對A2/A6的情況下，並且信號應用於輸入埠pl處，則相關混合設備是
"A"禾卩"m"o
081。這與想要的輸出相關聯，並表示組合損耗。這取決於所有單 元之間的匹配，但是沒有達到與針對隔離相同的關鍵程度。在這種情 況下，如圖6所示，在整個輸出網絡(在點S'處)出現結構性相加。
圖7中給出了對在限定每個0/P處的隔離中至關重要的MPA設備的概括。對於每個0/P埠，這標識了應當匹配的那些設備，以便實 現與對應的I/P埠處的信號的良好隔離。以下要點適用於該表
-X:匹配的相鄰放大器(A，/A2、 A3/A4……)以及匹配的關聯最 內側混合設備；
-Y:匹配的交替放大器(A,/A3、 A2/A4……)以及匹配的最內側
和中間混合設備集合；
-Z:匹配的每第4個放大器(A,/A5、 A2/A6……)以及匹配的最
內側、中間和最外側混合設備集合。
圖7中的條目"OP"標記了與給定I/P埠相對應的想要的0/P端□。
這裡將隔離定義為在給定輸出埠處想要的信號插入損耗與不 想要的信號插入損耗(包括任何組合損耗)之比，並且使用總MPA轉
移矩陣O將隔離定義為
(17)
其中m和n分別是幹擾信號和想要的信號的輸入埠。 (N-n+l)是想要 的信號的輸出埠， N是輸出埠總數或MPA階數(在本情況中為8)， 並且考慮了I/P和0/P埠編號之間的換位。
如等式(17)中所定義的，通過取相關矩陣元素0《N""+I》,m和 0(NH^),r的模數平方的比值，在各個混合設備和放大器性能參數的方
面，可以獲得隔離的精確表達式。
然而，以下所示的公式基於性能參數的rms值，並產生隔離的均
值。這裡使用的項包括混合設備的不完美性。
如果如等式(7)中分別由A和5來表示放大器的增益和相位關於 均值的偏差，並且如等式(4)和(5)中由a和e來表示混合設備偏差，
則假定
l>' = o,i^-0' t巧-o， |>'=0 (化)
/ 1 W
其中N是放大器數目，等於MPA輸入或輸出埠的數目，並且lv^混合 設備數目-Nlog2N。然後，△、 S等的均值定義如下
18formula see original document page 19
(19)
對於從等式(12)至等式(16)的一階近似，可以示出，8埠
MPA的均值隔離以分貝給出如下
lso - 10 Log /(8 -7f2)} dB (20)
其中S是放大器和混合設備幅度/相位偏差的rms和。該和中包括的因
子取決於針對給定I/P埠考慮哪個0/P瑞口。這些因子可以參照圖7來
標識，如下
由X表示的情況
formula see original document page 19 (21)
Z^^t分別是配對的相鄰放大器(A"A2、 A3/A4……等)之間的 rms幅度和相位失配，二j。與最內側混合設備集合的質量(即，給定混 合設備的0/P埠之間的均值插入損耗差分，以及其輸出埠之間與 卯°的偏差)相對應。
由Y表示的情況
formula see original document page 19
(22)
其中A。,'和5^分別是交替的放大器(A,/A3、A2/A4……等)之間的rms
幅度和相位失配，^一和^鄉分別是最內側集合中相鄰混合設備之間的
rms插入損耗和相位失配，S^和^與中間混合設備集合的質量(即，
給定混合設備的0/P埠之間的均值插入損耗差分，以及其輸出埠 之間與90°的偏差)相對應。 由Z表示的情況
其中SF和gp分別是每第4個放大器(A"As、 A2/A6……等)之間的rms幅度和相位失配，cr^和A&分別是最內側集合中交替的混合設備之
間的rms插入損耗和相位失配，^一和0耐分別是中間集合中相鄰混合 設備之間的rms插入損耗和相位失配，；和0。與最外側混合設備集合
的質量(即，給定混合設備的o/p埠之間的均值插入損耗差分，以
及其輸出埠之間與90。的偏差)相對應。
在上述等式中，相位和幅度失配不是表示為各個設備的偏差，而 是表示為設備之間的差分。
MPA的組合損耗(不包括歐姆損耗在內的插入損耗)的一階近似
可以示為
作為應用於成對的相鄰放大器的匹配的示例(其中與非配對放大 器的匹配較不嚴格)，假定以下為實際設備性能 配對的相鄰放大器之間的匹配0.7dB和5。； 非配對放大器之間的匹配2dB和15。；
混合設備的質量0/P埠之間0.3dB差分，與90。偏差5。；
不同混合設備之間的匹配ldB和10。。 如圖7所示，針對X、 Y和Z的3種情況，導出以下均值隔離 X: 27dB， Y: 18dB， Z: 17dB， 組合損耗0.30dB 因此，對於配對的相鄰放大器更好匹配的情況(圖7中由X表示的 情況)，獲得了約10dB的改進。因此，配對的相鄰放大器與其關聯最 內側混合設備一起可以有利地封裝為集成組件。在這種情況下，組件 中的每一對將被有利地布置為利用公共電源。組件內的兩個放大器使 用公共電源增強了該組件固有的跟蹤性能。這對行波管放大器尤其有 利，對於行波管放大器，相位跟蹤至關重要地取決於放大器之間的電 源匹配。
這種布置可以提供使用埠1至4的信號之間的最佳隔離和使用 埠5至8的信號之間的最佳隔離。因此，在多波束頻率重用方案中，如果例如在4顏色重用方案中，波束頻率F1僅在埠1至4的集合中使
用一次，並在埠5至8中重複一次，則可以實現最佳隔離。因此，這
種配置下的8埠MPA將理想地適於F1、 F2、 F3和F4分配給埠1至4
並在埠5至8中重複的4顏色重用方案。
不太關鍵地取決於跟蹤性能的性能包括不同頻率或"顏色"的輸
出埠之間的隔離以及MPA組合損耗。因此，不同自含式(self-contained)組件(或用於行波管放大器的相位組合後的管"PCT")的放大器之間的跟蹤要求可以放鬆，從而導致MPA設置和測
試時間減小。
參照圖7，可以斷定，通過對成對的交替放大器進行匹配(其中非配對放大器之間的匹配較不嚴格)，這種配置也適於F1應用於埠1和3、 F2應用於埠2和4、 F3應用於埠5和7、 F4應用於埠6和8的4顏色重用方案。類似地，通過對每第4個放大器進行匹配，這種配置同樣適於F1應用於埠1和2、 F2應用於埠3和4、 F3應用於埠5和6、F4應用於埠7和8的4顏色重用方案。然而，在這些情況下，失去了配對的相鄰放大器所具有的、能夠將放大器與關聯最內側混合設備集成為自含式組件的優點。此外，在這些情況下，更多混合設備單元被帶入定義隔離的等式(等式22和23)中。因此，假定與配對的相鄰放大器的情況相同的設備性能，但是現在在交替的放大器之間進行配對，則均值隔離現在變為
X: 20dB， Y: 21dB， Z: 17dB， 組合損耗0.34dB對於對每第4個放大器進行匹配的情況，結果為X: 20dB， Y: 18dB， Z: 20dB， 組合損耗0,38dB與針對匹配的交替配對的以及每第4個配對的放大器的上述結果相比，針對匹配的相鄰放大器的結果(X: 27dB， Y: 18dB， Z: 17dB)明顯更好，並可以作為許多應用的優選方案。
現在轉至MPA互調產物(IMP),這些是由HPA的非線性引起的，HPA的非線性可以由公知的級數展開來表示
L,=《+a2.K"2 +a3J^…" (25)
其中Vin和V。ut是HPA輸入信號電壓和輸出信號電壓，(X，、 (X2、 (X3……等是固定係數。在MPA的情況下，放大器A，、 A2……的輸入處的信號集
合V^、 Va2……由以下給出
formula see original document page 22
其中r是輸入混合設備集合的轉移矩陣(見等式(8))， pi、 p2……是
MPA輸入信號電壓。
在每個放大器輸出處出現的IMP IMal、 IMa2……由等式(25)確定。對於所選的互調產物(與等式(25)中被提升至與所關注的產物階數相同功率的項相對應)，在MPAO/P處出現的IMPIM" IM2……由以下給出
formula see original document page 22其中IMa,、 IMa2……是放大器A,、 A2……等的輸出處的所選IMP， Q是輸出混合設備集合的轉移矩陣(等式(8))。
通過分析(假定理想MPA混合設備和放大器跟蹤)，得出以下結
論
-如果將多於一個載波應用於單個I/P埠，則所有IM產物出現在相應0/P埠處，而任何其他埠處不出現任何產物。
-如果將頻率分別為Fa和Fb的兩個載波應用於兩個不同的I/P端
口，則兩載波、N階產物(N=m+n，m-n=l，艮卩3階、5階、7階……等)出現如下
如果m為偶數，則在具有Fb的0/P處出現IMP mFa-nFb，但如果m為奇數，則在具有Fa的0/P處出現IMPmFa-nFb;
如果m為偶數，則在具有Fa的0/P處岀現mFb-nFa，但如果m為奇數，則在具有Fb的0/P處出現mFb-nFa 。
如果將三個載波Fa、 Fb、 Fe應用於3個不同埠，則最高電平IMP，即，三載波、3階產物全部出現在與任何想要的信號埠不同的相同輸出埠處。總體上，這與其他分析一致，例如M. Tanaka, Y. Suzuki,"Nonlinear Distortion Analysis of Multiport Amplifier", AIAA 22International Communications Satellite System Conference, Monterey,May 2004,並在圖8中針對8埠MPA示出。針對3個單獨輸入載波的全部56種組合，這標識了出現3載波IMP的0/P埠。這些情況下IMP位置的標識可以有助於構造以將惱人的高電平IMP定位於遠離敏感業務量為目的的、多波束有效載荷的頻率規劃。
本發明尤其適用於Ku和Ka頻帶MPA，對於Ku和Ka頻帶MPA，頻率具有相應較短的波長(0.025至0.015米)。與已經成功結合迸有效載荷的L或S頻帶設計(波長0.2至0.14米)相比，這些短波長使得尤其難以實現所需的跟蹤性能。因此，Ku和Ka頻帶MPA的對準和測試時間更長且成本更高，因此，在這些頻率處使用本發明更加有效。
權利要求
1.一種調諧多埠放大器的方法，所述多埠放大器包括並聯布置的偶數個功率放大器，每個放大器與另一放大器配對；一系列輸入埠和一系列輸出埠，所述輸入埠由信號分割網絡連接至所述放大器，所述輸出埠由信號組合網絡連接至所述放大器，使得任何給定輸入埠處的輸入信號由所有放大器放大，然後，放大後的輸入信號被重新組合為給定輸出埠處的輸出信號，所述方法包括以下步驟將每個放大器的信號相位和增益與其配對放大器的信號相位和增益進行匹配至比非配對放大器之間的所述匹配更嚴格的程度。
2. 如權利要求1所述的調諧多埠放大器的方法，其中，所述將每個放大器與其配對放大器進行匹配的步驟是通過對相鄰配對的放大器進行相互匹配來執行的。
3. 如權利要求2所述的調諧多埠放大器的方法，其中，所述信號分割網絡和所述信號組合網絡分別包括一系列相應的信號分割混合設備和信號組合混合設備，並且，所述對相鄰配對的放大器進行相互匹配的步驟還包括對與每個所述放大器對最密切相關的相應輸入和輸出混合設備的信號相位和插入損耗進行匹配。
4. 如權利要求3所述的調諧多埠放大器的方法，其中，每個相鄰放大器對和與其最密切相關的相應輸入和輸出混合設備包括具有公共電源的自含式組件。
5. 如權利要求1所述的調諧多埠放大器的方法，其中，所述將每個放大器與其配對放大器進行匹配的步驟是通過所述對交替配對的放大器進行匹配來執行的。
6. 如權利要求5所述的調諧多埠放大器的方法，其中，所述信號分割網絡和所述信號組合網絡分別包括一系列相應的信號分割混合設備和信號組合混合設備，並且，所述對交替配對的放大器進行匹配的步驟還包括對與每個配對放大器最密切相關和其次密切相關的相應輸入和輸出混合設備的信號相位和插入損耗進行匹配。
7. 如權利要求1所述的調諧多埠放大器的方法，其中，所述將每個放大器與其配對放大器進行匹配的步驟是通過所述對每第4個位置配對的放大器進行匹配來執行的。
8. 如權利要求7所述的調諧多埠放大器的方法，其中，所述信號分割網絡和所述信號組合網絡分別包括一系列相應的信號分割混合設備和信號組合混合設備，並且，所述對每第4個位置配對的放大器進行匹配的步驟還包括對與每個配對放大器最密切相關、第二密切相關和第三密切相關的相應輸入和輸出混合設備的信號相位和插入損耗進行匹配。
9. 如之前任一權利要求所述的調諧多埠放大器的方法，包括以下步驟將每個放大器的所述信號相位和增益與其配對放大器的信號相位和增益進行匹配至實質上在10至15度的信號相位和1至2 dB的增益之內。
10. 如之前任一權利要求所述的調諧多埠放大器的方法，包括以下步驟將每個放大器的所述信號相位和增益與其配對放大器的信號相位和增益進行匹配至實質上在7至10度的信號相位和0.7至1.0dB的增益之內。
11. 如之前任一權利要求所述的調諧多埠放大器的方法，包括以下步驟將每個放大器的所述信號相位和增益與其配對放大器的信號相位和增益進行匹配至實質上在5至7度的信號相位和0.5至0.7dB的增益之內。
12. 如之前任一權利要求所述的調諧多埠放大器的方法，包括以下步驟將每個放大器的所述信號相位和增益與其配對放大器的信號相位和增益進行匹配至實質上在小於5度的信號相位和小於0.5 dB的增益之內。
13. 如之前任一權利要求所述的調諧多埠放大器的方法，包括以下步驟將所述非配對放大器匹配至實質上在15至20度的信號相位和1.5至2.5 dB的增益之間。
14. 如權利要求3、 4、 6或8中任一項所述的調諧多埠放大器的方法，包括以下步驟將所有混合設備進行匹配至至少實質上10度的信號相位和1 dB的插入損耗。
15. 如權利要求3、 4、 6或8所述的調諧多埠放大器的方法，包括以下步驟將混合設備輸出埠之間與90度相位差的偏差設置為至少實質上5度，並將混合設備輸入和輸出埠之間的插入損耗跟蹤設置為至少實質上0.3 dB。
16. 如之前任一權利要求所述的調諧多埠放大器的方法，其中，所述功率放大器是微波功率放大器。
17. —種多埠放大器，包括並聯布置的偶數個功率放大器，每個放大器與另一放大器配對； 一系列輸入埠和一系列輸出埠，所述輸入埠由信號分割網絡連接至所述放大器，所述輸出埠由信號組合網絡連接至所述放大器，使得任何給定輸入埠處的輸入信號由所有放大器放大，然後，放大後的輸入信號被重新組合為給定輸出埠處的輸出信號，所述多埠放大器是根據之前任一權利要求所述的方法來調諧的。
18. 如權利要求17所述的多埠放大器，包括8個埠，其中，所述信號分割網絡和所述信號組合網絡均包括8X8 Butler矩陣。
19. 如權利要求n所述的多埠放大器，其中，所述信號分割網絡包括一系列信號分割混合設備，所述信號組合網絡包括一系列信號組合混合設備。
20. 如權利要求19所述的多埠放大器，包括8個埠，其中，所述信號分割網絡和所述信號組合網絡均包括與Butler矩陣等效的3列混合設備，而沒有混合設備間的相移器。
21. 如權利要求18、 19或20所述的多埠放大器，其中，前4個輸入埠分別連接至不同的非重疊頻帶，而後4個輸入埠分別連接至相同的4個頻帶之一。
22. 如權利要求18、 19或20所述的多埠放大器，其中，前4個輸入埠交替連接至兩個不同的非重疊頻帶，後4個輸入埠分別連接至兩個不同的非重疊頻帶，其中用於第一組4個輸入埠的兩個頻帶與用於第二組的兩個頻帶不同。
23. 如權利要求18、 19或20所述的多埠放大器，其中，成對的相鄰輸入埠連接至相同頻率的頻帶，每一對相鄰輸入埠連接至4個不同的非重疊頻帶之一。
24. 如權利要求21、 22或23所述的多埠放大器，其中，每個輸出埠連接至每束單饋的多波束天線的相應天線饋線，從而形成波束集合，所述波束集合具有根據所限定的頻率重用模式的頻率。
25. 如權利要求17至24中任一項所述的多埠放大器，其中，所述功率放大器是微波功率放大器。
全文摘要
本發明提供了一種調諧多埠放大器的方法和一種多埠放大器。所述多埠放大器包括並聯布置的偶數個微波功率放大器(A1-A8)；一系列輸入埠(p1-p8)和一系列輸出埠(q1-q8)，所述輸入埠由一系列輸入混合設備(A-M)連接至所述放大器，所述輸出埠由一系列輸出混合設備(A-M)連接至所述放大器，使得任何給定輸入埠處的輸入信號由所有放大器放大，然後，放大後的輸入信號被重新組合為給定輸出埠處的輸出信號。所述方法包括以下步驟將一對相鄰放大器中的每個放大器與另一個放大器進行匹配至比非配對放大器之間的匹配更大的程度，同時仍能夠確保所有輸出埠之間可接受的信號隔離。所述調諧方法產生了非常適於特定頻率重用方案要求的MPA，所述MPA具有顯著減小的設置和測試時間。
文檔編號H03F3/60GK101682303SQ200880014583
公開日2010年3月24日 申請日期2008年5月2日 優先權日2007年5月4日
發明者艾倫·大衛·庫奇曼, 達裡爾·理察·瓊斯 申請人:阿斯特裡姆有限公司