發光顯示裝置及其驅動控制方法
2023-10-05 13:11:49
專利名稱：發光顯示裝置及其驅動控制方法
技術領域：
本發明涉及具有通過例如TFT(薄膜電晶體，thin filmtransistor)有源驅動構成像素的發光元件的顯示面板的發光顯示裝置，並且涉及可以有效地防止例如因疊加於所述顯示面板的驅動電源上的紋波成分而造成顯示質量下降的發光顯示裝置及其驅動控制方法。
背景技術：
隨著使用將發光元件以矩陣狀排列而構成的顯示面板的發光顯示裝置的開發的廣泛推進，作為這種顯示面板所用的發光元件，例如發光層使用了有機材料的有機EL(電致發光，electro-luminescence)元件，受到關注。另外，其背景還在於，通過在EL元件的發光層中使用可預期具有良好的發光特性的有機化合物，促進了可耐受實際應用的高效率化和長壽命化。
作為使用這種有機EL元件的顯示面板，簡單地將EL元件呈矩陣狀排列的單純矩陣型顯示面板以及呈矩陣狀排列的每個EL元件分別配置有由所述TFT構成的有源元件的有源矩陣型顯示面板的方案被提出。後者的有源矩陣型顯示面板與前者的單純矩陣型顯示面板相比，具有可實現低功耗化、且像素間的串擾少等特點，特別適於構成大畫面的高清晰度顯示屏。
圖1為發光顯示裝置的一例的示意圖，包括對應於現有的有源矩陣型顯示面板上的1個像素的基本電路結構及其驅動電路；和向具有多個所述像素的顯示面板提供驅動電源的電源電路。另外，根據紙面的尺寸，示出了顯示面板1上的1個像素2的電路結構，並且所示的該像素2的電路結構是在以被稱為電導控制(ConductanceControlled)方式的有機EL元件作為發光元件的情況下的最基本的像素結構。
即，由TFT構成的N溝道掃描選擇電晶體Tr1的柵電極(以下稱為柵極)連接於掃描線(掃描線A1)相連接，源電極(以下稱為源極)連接於數據線(數據線B1)，並且該掃描選擇電晶體Tr1的漏電極(以下稱為漏極)連接於P溝道發光碟機動電晶體Tr2的柵極、同時與電荷保持電容器Cs的一個端子相連接。
所述發光碟機動電晶體Tr2的源極連接於電容器Cs的另一個端子，並且通過配置於顯示面板1的電源供給線P1接受下述的DC-DC變換器的驅動電源Va(以下也稱為驅動電源Va)的供電。另外，發光碟機動電晶體Tr2的漏極連接於有機EL元件E1的陽極端子，該有機EL元件E1的陰極端子與圖1所示的基準電位點(接地線)相連接。
在所述像素2的電路結構中，如果在地址期間(數據寫入期間)通過掃描線A1向掃描選擇電晶體Tr1的柵極施加選擇電壓Select，則掃描選擇電晶體Tr1變為開啟狀態。由於受到從數據線B1向掃描選擇電晶體Tr1的源極施加的數據寫入所對應的數據電壓Vdata，故與數據電壓Vdata相應的電流從掃描選擇電晶體Tr1的源極流向漏極。因此，在電晶體Tr1的柵極被施加選擇電壓Select的期間，所述電容器Cs被充電，其充電電壓為對應於所述數據電壓Vdata的電壓。
另一方面，所述電容器Cs上所充的充電電壓被作為柵極電壓施加於所述發光碟機動電晶體Tr2，並且根據在發光碟機動電晶體Tr2中、由柵極電壓和通過電源供給線P1所提供的作為源極電壓的驅動電壓Va的電流從漏極流向EL元件E1，EL元件E1從而由發光碟機動電晶體Tr2的漏極電流所驅動發光。
如果對應於1行掃描線的尋址操作結束且所述掃描選擇電晶體Tr1的柵極電位變為截止電壓，該電晶體Tr1為所謂的截止狀態，電晶體Tr1的漏極一側為開路狀態。然而，通過在電容器Cs上積蓄的電荷而使發光碟機動電晶體Tr2的柵極電壓被保持，從而在隨後的地址期間數據電壓Vdata被改寫之前維持相同的驅動電流，使基於該驅動電流的EL元件E1的發光狀態也得以維持。
將多個所述像素2的結構以矩陣狀排列於圖1所示的顯示面板上，構成點陣型顯示面板，其中各像素2被分別形成於各掃描線A1、……以及各數據線B1、……的各個交叉位置上。
在所述發光顯示面板2上所顯示的圖像信號被供給圖1所示的發光控制電路4。在發光控制電路4中，根據圖像信號中的水平同步信號和垂直同步信號，輸入的圖像信號經採樣處理等、逐像素地被轉換為相應的像素數據，並順序寫入未圖示的幀存儲器中。在完成向幀存儲器中寫入1幀圖像數據的處理之後的地址期間，將按照所述掃描線逐行從幀存儲器中讀出的串行圖像數據和移位時鐘信號順次供給數據驅動器5中的移位寄存器和數據鎖存電路5a。
在移位寄存器和數據鎖存電路5a中，利用所述移位時鐘信號讀取並鎖存對應於1行水平掃描線的圖像數據，並使對應於1行水平掃描線的鎖存輸出作為並行數據供給電平轉換器5b。據此，對應於所述像素數據的數據電壓Vdata被分別地供給構成各像素2的掃描選擇電晶體Tr1的源極。而後，對地址期間的掃描線逐行地重複所述動作。
另外，在地址期間，從所述發光控制電路4向掃描驅動器6供給對應於水平同步信號的掃描移位時鐘信號。掃描移位時鐘信號被供給移位寄存器6a，用於順次產生寄存器輸出。然後，寄存器的輸出通過電平轉換器6b轉換為預定的動作電平，並輸出至各掃描線A1、……。據此，所述選擇電壓Select被逐掃描線地順次施加於構成各像素2的掃描選擇電晶體Tr1的柵極。
這樣，通過掃描驅動器6，在地址期間逐掃描行地，向排列於掃描線上的顯示面板1上的各像素2供給所述選擇電壓Select。與此同步地，通過數據驅動器5中的電平轉換器5b，向配置於每行掃描線上的各像素2提供數據電壓Vdata，並且將對應於所述數據電壓Vdata的柵極電壓分別寫入對應於該掃描線的各像素上的所述電容器Cs。通過對全部掃描線執行所述動作，在顯示面板1上再生對應於1幀的圖像。
另一方面，經所述電源線P1、……，向排列於所述顯示面板1上的各像素2提供通過符號8所表示的DC-DC轉換器的驅動電壓Va。在如圖1所示的結構中，DC-DC轉換器8利用PWM(脈衝寬度調製)控制，將一次側DC電壓源Ba的輸出進行升壓。
在DC-DC轉換器8中，根據開關穩壓電路9所輸出的PWM波，以預定的佔空循環(duty cycle)控制作為開關元件的MOS型功率FETQ1的開啟。即，通過功率FET Q1的開啟動作，來自一次側DC電壓源Ba的電能被積蓄在電感器L1中；隨著功率FET Q1的截止動作，積蓄在所述電感器L1中的電能經二極體D1被積蓄於平滑電容器C1。通過所述功率FET Q1的反覆的開啟/截止動作，可獲得作為電容器C1的端子電壓的升壓DC輸出。
所述DC輸出的電壓被用於溫度補償的熱敏電阻TH1、電阻R11和R12分壓後，供給開關穩壓電路9中的誤差放大器10。在誤差放大器10中，所述分壓輸出被與基準電壓Vref相比較，其比較輸出(誤差輸出)被供給PWM電路11。在PWM電路11中，根據來自振蕩器12的振蕩信號，產生PWM所用的三角波，根據該三角波和所述比較輸出產生PWM波。由該PWM波使所述功率FET Q1執行開關動作，並且對所述輸出電壓進行反饋控制以保持規定的驅動電壓Va。這樣，所述DC-DC轉換器的輸出電壓、即所述驅動電壓Va可用以下式1表示。
Va＝Vref×[(TH1+R11+R12)/R12] ……(式1)另外，如圖1所示的像素結構及其驅動電流的結構已公開於本案申請人所申請的專利文獻1中；並且，如圖1所示的DC-DC轉換器也已公開於本案申請人所申請的專利文獻2中。
專利文獻1特開2003-316315號公報專利文獻2特開2002-366101號公報在如圖1所示的像素2的結構中，驅動有機EL元件使之發光的漏極電流Id由經電源供給線P1所提供的驅動電壓Va與由積蓄於電容器Cs上的電荷所決定的驅動電晶體Tr2的柵極電壓之間的電壓差(電晶體Tr2的柵極-源極間電壓＝Vgs)所決定。圖2所示為該像素結構的等價電路，其中已述掃描選擇電晶體Tr1被替換為開關SW1。另外，在圖2中，經數據線B1所傳送的所述數據電壓Vdata被等價地表示為由可調電壓源構成的柵極電壓Vgate。
在此，供給所述電晶體Tr2的源極的驅動電壓Va是所述由DC-DC轉換器產生的升壓電壓。在工作原理上，由於在該DC-DC轉換器中伴有開關動作，在其電壓Va上不可避免地疊加有一定的紋波噪聲(紋波成分)。另外，在所述DC-DC轉換器中，雖然可以通過使用大容量的平滑電容器C1來降低紋波成分的水平，但無法期望所述紋波成分的降低效果與容量增大的比例相比較。
特別地，隨著行動電話設備以及便攜信息終端設備(PDA)等的普及，如圖1所示的顯示面板和驅動所述顯示面板的所述DC-DC轉換器的需求日益增大。但是，如果在這種設備中使用大容量的平滑電容器，則不僅會提高成本，而且增大電容器所佔的體積。因此，實際上還存在著必須將所述平滑電容器的容量抑制在一定的限度內的設計約束。
這樣，在如圖2所示的等價電路中，如圖3中的Va所示，疊加有對應於DC-DC轉換器的開關周期(升壓周期Si)的紋波成分的驅動電壓被供給發光碟機動電晶體Tr2的源極。另一方面，在尋址期間(數據寫入時)開關SW1導通，基於圖像信號的柵極電壓Vgate被供給驅動電晶體Tr2的柵極。
在此，圖3中的Ls表示在顯示面板上的一行掃描(行)的期間，Fs表示一幀的期間。由於DC-DC轉換器中，開關動作是獨立的，與所述顯示面板的掃描期間無關，故受到所述紋波成分影響而使柵極-源極電壓Vgs隨各掃描線逐行不同的寫入電壓被寫入各像素的電容器Cs中。
即，如圖3所示，例如基於Vgs1所表示的柵極-源極電壓的數據被寫入對應於第1掃描線的各像素的電容器Cs中，基於Vgs2以及Vgs3所表示的柵極-源極電壓的數據分別被寫入對應於第2掃描線以及對應於第3掃描線的各像素的電容器Cs中。
圖4是所述電晶體Tr2所代表的TFT的Vgs/Id特性(柵極-源極電壓對漏極電流特性)，在柵極-源極電壓在ΔVgs的範圍變化的情況下，漏極電流也隨之在ΔId的範圍變化。已知的是，所述有機EL元件具有與流過該元件的電流值大致成比例的發光亮度特性。
因此，如上所述，由於受到對應於尋址時序的紋波成分的影響而造成Vgs的值不一致，從而導致了發光顯示面板上的各EL元件的每條掃描線的發光亮度的不一致。因此，顯示面板上會出現諸如細紋、閃爍等造成圖像的顯示質量顯著下降的問題。
為了避免所述問題，可以考慮採用如圖5所示的穩壓電路。即，在所述DC-DC轉換器的輸出端和顯示面板1上的電源供給線P1、……之間插入圖5所示的穩壓電路。圖5所示的穩壓電路包括NPN電晶體Q2、由運算放大器OP1構成的誤差放大器、和基準電壓源Vref1。NPN電晶體Q2的發射極電位供給運算放大器OP1的同相輸入端，基準電壓源Vref1的電位供給運算放大器OP1的反相輸入端。
根據該結構，在電晶體Q2的發射極一側所產生的紋波成分被輸出至由運算放大器OP1構成的誤差放大器。而由於電晶體Q2的基極電位根據誤差放大器的輸出而變化，其結果是，在電晶體Q2的發射極一側、即Vout一側可以獲得基本消除紋波成分的輸出電壓。然而，在所述穩壓電路中，始終伴有(Vin-Vout)×Iout＝P[w]的功率損耗。因此，由於電池的持續使用時間會被大幅度縮短的問題，該結構實際上很難被所述的便攜設備所採用。
所以，本案的申請人就通過使PWM方式的DC-DC轉換器中的升壓頻率與掃描信號同步(同步於行頻率的n倍頻)、而使即使在有諸如由開關動作產生的紋波成分疊加於動作電源之上的情況下、也可以始終向每行掃描線的發光碟機動電晶體提供一致的柵極-源極電壓Vgs的發光顯示裝置，提出了特願2004-34401號申請。據此，可以防止掃描線之間的發光亮度的不一致，從而有效地消除了在顯示面板上出現的諸如細紋、閃爍等造成圖像的顯示質量下降的問題。
然而，根據所述構成的發光顯示裝置，由於DC-DC轉換器中的開關動作是以PWM方式進行的，即使在例如顯示屏的點亮像素較少的輕負載狀態下，轉換器也必須周期地進行開關動作。因此，會產生由開關動作所造成的不必要的功率損耗，造成輕負載時的功率效率下降的問題。
發明內容
本發明進一步解決了在本案申請人此前所申請的發光顯示裝置中的所述問題，既有效地消除了由以DC-DC轉換器為代表的電源電路所產生的例如紋波成分而造成所接收圖像的顯示質量下降的問題，也提供了一種可以提高輕負載時的功率效率的發光顯示裝置及其驅動控制方法。
如第一技術方案所述，以解決所述問題為目的的本發明所涉及的發光顯示裝置是一種含有在多條掃描線與多條數據線的各交叉位置上配置多個分別含有發光元件的像素的顯示面板的發光顯示裝置，其特徵是，所述顯示面板電連接於伴有開關動作的電路構成部；所述電路構成部中的開關動作與所述顯示面板上的掃描線的掃描選擇動作同步，且所述開關動作的頻率是可調節的。
另外，如技術方案17所述，以解決所述問題為目的的本發明所涉及的發光顯示裝置的驅動控制方法是一種對含有在多條掃描線與多條數據線的各交叉位置上配置多個分別含有發光元件的像素的顯示面板的發光顯示裝置的驅動方法，其特徵是，所述顯示面板電連接於伴有開關動作的電路構成部；對所述電路構成部中的開關動作進行控制，使其與所述顯示面板上的掃描線的掃描選擇動作同步，同時使所述開關動作的頻率可調節。
圖1為表示具有對應於現有的有源矩陣型顯示面板上的1個像素的基本的電路結構以及對其進行發光碟機動的電源電路等的一例的電路結構圖。
圖2為圖1所示的顯示面板的像素結構的等價電路圖。
圖3為說明在如圖2所示的等價電路中、施加於發光碟機動電晶體的源極的驅動電壓的信號波形圖。
圖4為由圖2所示的發光碟機動電晶體所代表的TFT的Vgs/Id特性圖。
圖5為解決圖1所示的現有結構的問題的一例的電路結構圖。
圖6為採用電導控制驅動方式的像素結構的本發明的第1實施方式的電路結構圖。
圖7為說明在圖6所示的結構中、開關轉換器的負載順序減輕時的動作的時序圖。
圖8為說明同一開關轉換器的負載順序加重時的動作的時序圖。
圖9為說明施加於根據圖6所示的結構的每行掃描線的驅動電晶體的源極的驅動電壓的信號波形圖。
圖10為採用實現時分灰階顯示的SES驅動方式的像素結構的本發明的第2實施方式。
圖11為對開關轉換器的穩壓電路進行改進後的本發明的第3實施方式的電路結構圖。
圖12為對發光控制電路進行改進後的本發明的第4實施方式的電路結構圖。
具體實施例方式
以下根據從圖6開始的附圖所示的實施方式，就本發明所涉及的發光顯示裝置進行說明。另外，在以下所說明的各附圖中，同一符號表示具有與已經說明的各部分功能相同的各部分，其詳細說明在適當的情況下從略。
首先，圖6所示是第1實施方式，本例使用了圖1和圖2所示的含有電導控制方式的像素結構的顯示面板1。在本實施方式中，顯示面板1電連接於伴有開關動作的電路構成部、即DC-DC轉換器8，並接受由該DC-DC轉換器8所供給的動作電源Va，這一點也與所述圖1的示例相同。
另一方面，在圖6所示的實施方式中，施加於DC-DC轉換器8的PWM的開關動作被同步於所述顯示面板上的掃描線的掃描選擇動作，且所述開關動作的頻率可調節。即，向圖6所示的DC-DC轉換器8中的開關穩壓電路9供給對應於由發光控制電路4向顯示面板1所施加的掃描頻率(也稱為行頻率)的時鐘信號(也稱為掃描移位時鐘)。
然後，所述時鐘信號被供給分頻電路14，由該分頻電路14分頻的輸出被供給振蕩器12。據此，產生所述PWM所用的三角波的振蕩器12的振蕩輸出與所述行頻率同步，因此施加於DC-DC轉換器8中的所述功率FET Q1的PWM波的基準信號也與所述行頻率同步。
另一方面，來自所述PWM電路11的PWM信號既作為開關信號供給所述功率FET Q1的柵極，同時也供給作為負載檢測裝置的佔空比檢測電路13。佔空比檢測電路13監視PWM信號的佔空比；當該佔空比為預先設定的規定值或更高(轉換器負載較大)時，佔空比檢測電路13向所述分頻電路14發送指令，發出下調分頻電路14的分頻比的指令。這樣，來自振蕩器12的振蕩輸出與所述行頻率同步，同時可將其輸出頻率切換為例如2倍頻的頻率。
另外，當PWM信號的佔空比為預先設定的規定值或更低(轉換器負載較小)時，佔空比檢測電路13同樣向所述分頻電路14發送指令，發出上調分頻電路14的分頻比的指令。這樣，來自振蕩器12的振蕩輸出與所述行頻率同步，同時可將其輸出頻率切換為例如整數分之1倍頻的頻率。
根據該動作，隨著負載的減輕，對DC-DC轉換器8中的PWM信號進行控制，以減小PWM方式的開關動作的頻率。因此，可以降低由DC-DC轉換器中的開關動作所造成的不必要的功率損耗，從而提高輕負載時的功率效率。
圖7和圖8是所述動作的示例，其中圖7中的(a)～(d)所表示的是DC-DC轉換器8中的負載逐漸減輕時的狀態，而圖8中的(e)～(h)所表示的是DC-DC轉換器8中的負載逐漸加重時的狀態。
在說明圖7和圖8所示的動作例之前，考察所述行頻率與施加於DC-DC轉換器8的開關動作的頻率(也稱為升壓頻率)之間的關係，可得到以下的結果。首先，在假設使用QVGA(240RGB×320點)尺寸的面板作為顯示面板1，灰階控制採用10級子幀灰階方式、幀頻率為60Hz的情況下，一行頻率＝幀頻率×行(掃描線)數×子幀數(灰階數)＝60×320×10＝192KHz一子幀頻率＝幀頻率×子幀數(灰階數)＝60×10＝600Hz。
根據所述計算，升壓頻率優選設定為與192KHz的行頻率同步的頻率；考慮到DC-DC轉換器的電流輸出能力，所述升壓頻率的最大值優選設定為192KHz的2倍頻384KHz。因此，在如圖6所示的所述方式中，以由發光控制電路4向分頻電路14提供行頻率的2倍頻384KHz的時鐘信號為條件，在以下對其作用進行說明。
基於所述條件，就圖7和圖8所示的動作例進行說明。圖7(a)所示為升壓頻率設定為最大值384KHz時，PWM方式的開關動作例。在圖7(a)所示的狀態中，所述佔空比檢測電路13監視PWM信號的佔空比，當該佔空比為預先設定的規定值或更低(在本例中，如陰影部分所示，為10％或更低)時，向所述分頻電路14發送指令，發出上調分頻電路14的分頻比的指令。
據此，來自振蕩器12的振蕩輸出與所述行頻率同步，同時將其輸出頻率切換為(1/2)倍頻、即分頻電路14的n＝2。其結果是，圖6所示的PWM電路11的升壓頻率變為192KHz，由此產生的PWM信號被供給功率FET Q1的柵極。在此狀態下，檢測電路13監視如圖7(b)所示的佔空比，當該佔空比進一步為如陰影部分所示的10％或更低時，再次切換所述分頻電路14的分頻比。
如圖7(c)所示，為了將所述升壓頻率切換為低於行頻率(192KHz)的次頻率，設定所述分頻電路14的分頻比，使升壓頻率為子幀頻率的600Hz。然後，在此狀態下，檢測電路13監視如圖7(c)所示的佔空比，當該佔空比進一步為如陰影部分所示的10％或更低時，重新設定分頻電路14的分頻比，使升壓頻率設定為如圖7(d)所示的與幀頻率相同的60Hz。
所述60Hz的升壓頻率是本實施方式可使用的最小頻率，即使當負載比此更輕時，也將保持如圖7(d)所示的升壓頻率，根據以該方式的PWM控制執行升壓動作。如上所述，在升壓頻率為60Hz的情況下，與所述最大升壓頻率(384KHz)相比，開關動作的周期(升壓周期)被極大地延長，從而可以降低由DC-DC轉換器中的開關動作所造成的不必要的功率損耗，提高輕負載時的功率效率。
另一方面，圖8中的(e)～(h)所示為DC-DC轉換器的負載由最輕狀態開始加重時的動作。即，如圖8(e)所示，在PWM信號的升壓頻率為60Hz的狀態下，當所述佔空比檢測電路13檢測到為預先設定的規定值或更高(在本例中，如陰影部分所示，為80％或更高)的佔空比時，向所述分頻電路14發送指令，發出下調分頻電路14的分頻比的指令。
據此，如圖8(f)所示，設定所述分頻電路14的分頻比為一子幀頻率600Hz。在此狀態下，佔空比檢測電路13監視PWM信號的佔空比，當該佔空比進一步為如陰影部分所示的80％或更高時，設定分頻電路14的分頻比為如圖8(g)所示的行頻率192KHz。
進而在此狀態下，當佔空比檢測電路13檢測到PWM信號的佔空比為80％或更高時，設定分頻電路14的分頻比為如圖8(h)所示的最大升壓頻率384KHz。這樣，根據施加於DC-DC轉換器的負載的大小，圖7(a)～(d)和圖8(e)～(h)的動作被反覆執行。
另外，在所述圖8所示的例中，當轉移到(e)～(f)時，也可以不設定為1子幀的頻率，而是設定為例如行頻率/2或者行頻率。而且，當轉移到(f)～(g)時，也可以不設定為行頻率，而是設定為例如行頻率/2，且這些頻率模式的切換可在設計上適當地選擇。
圖9是說明當使DC-DC轉換器的升壓動作同步於顯示面板1上的掃描線的掃描選擇動作時的時序圖。另外，圖9所示的時序圖與已說明的圖3所示的時序圖相同，Va為疊加有對應於來自DC-DC轉換器的升壓周期Si的紋波成分的驅動電壓。Vgate表示根據尋址時(數據寫入時)供給驅動電晶體Tr2的柵極的圖像信號的柵極電壓。Ls為顯示面板上的一掃描(行)期間，Fs為一幀期間。
圖9中所示例為本實施方式中的最大升壓頻率(384KHz)的情況，其中設定行周期對升壓周期Si是2倍的關係，換言之，如圖7(a)和圖8(h)所示，升壓頻率設定為行頻率的2倍頻的關係。在本例的情況下，例如基於表示為Vgs1的柵極-源極電壓的數據被寫入對應於第1掃描線的各像素的電容器Cs中，基於表示為Vgs2以及Vgs3的柵極-源極電壓的數據分別被寫入對應於第2掃描線以及對應於第3掃描線的各電容器Cs中。
由圖9可知，每行掃描線的數據寫入時序與疊加於驅動電壓Va的紋波成分的相位同步。因此，即使在驅動電壓Va上疊加由DC-DC轉換器的開關動作產生的紋波成分，也可以始終向每行掃描線的發光碟機動電晶體Tr2提供相同的柵極-源極電壓Vgs，從而解決如圖3所示的現有結構中每行掃描線的發光亮度不一致的問題。據此，可以有效地防止在以具有電流相關的發光亮度特性的所述EL元件作為像素的顯示面板的發光碟機動動作中、由於受到電源紋波的影響而造成圖像的顯示質量下降的問題。
另外，即使在如圖7(b)和圖8(g)所示的升壓周期Si與行周期Ls相同(升壓頻率＝行頻率)的情況下，由於每行掃描線的數據寫入時序與疊加於驅動電壓Va的紋波成分的相位同步，故寫入對應於各掃描線的各像素的電容器Cs的所述柵極-源極電壓是穩定的，而不受電源紋波的影響，從而可獲得與上述相同的效果。
如圖7(c)，(d)和圖8(e)，(f)所示，當升壓頻率為子幀頻率(600Hz)或者幀頻率(60Hz)時，對應於由一次開關動作所產生的紋波變化量的略微不同的電位(Vgs)被有規律地逐一寫入對應於從第1掃描線開始到最後的第320掃描線的各像素的電容器Cs。因此，就避免了如圖3所示的向對應於相鄰掃描線的各像素電容器Cs寫入的柵極-源極電壓(Vgs)的不規則並且極端變化的狀態，從而與上述相同地，可以有效地防止由於受到電源紋波的影響而造成圖像的顯示質量下降。
圖10是利用本發明的第2實施方式，本例所表示的是採用實現時分灰階顯示的所謂同時擦除法(SES，simultaneous erasingscan)的點亮驅動方式的由3TFT構成的像素結構。雖然根據紙面尺寸，在圖10中只代表性地示出了1個顯示像素的電路結構，但在圖6所示的顯示面板1上有多個該電路結構呈矩陣狀排列。
圖10所示的像素的電路結構是在根據圖1和圖6已說明的所謂電導控制方式的點亮驅動方式的像素結構的基礎上，還包括由TFT構成的擦除電晶體Tr3。在圖10中，與根據圖1和圖6所說明的各部分相對應的部分用相同的符號表示，並且省略了圖1和圖6所示的數據驅動器5和掃描驅動器6的方框圖結構。
而且，如圖10所示，所述擦除電晶體Tr3的源極連接於發光碟機動電晶體Tr2的源極，其漏極連接於發光碟機動電晶體Tr2的柵極。即，擦除電晶體Tr3的源極和漏極分別連接於電容器Cs的兩端，通過排列於顯示面板1上的擦除信號線R1由擦除驅動器7提供擦除信號Erase。
該擦除驅動器7在構成各像素的EL元件E1的發光期間，例如1幀期間中，通過擦除驅動器7提供使擦除電晶體Tr3開啟的擦除信號Erase。據此，電容器Cs所充電荷被擦除(放電)。換言之，在每1幀期間或者1子幀期間，通過控制擦除驅動器7所輸出的柵級開啟電壓(擦除信號Erase)的時序，即可控制EL元件E1的發光期間，據此可以實現多灰階顯示。
所述可實現多灰階顯示的所述擦除驅動器7包括移位寄存器7a，由圖6所示的發光控制電路4向該移位寄存器7a提供移位時鐘和擦除數據信號。供給該移位寄存器7a的移位時鐘是同步於根據圖1所說明的供給掃描驅動器6的移位寄存器6a的掃描移位時鐘的信號。因此，來自移位寄存器7a的移位輸出被供給對應於根據掃描驅動器6所掃描選擇的各掃描線的擦除信號線R1、……。
此時，所述擦除數據信號被以PWM(脈衝寬度調製)的方式疊加於來自移位寄存器7a的輸出上。即，通過移位寄存器7a，將由圖6所示的由發光控制電路4向移位寄存器7a提供的串行的擦除數據信號為每條擦除信號線R1、……轉換為並行信號，並通過電平轉換器7b轉換為規定的電平，供給對應於發光狀態的像素的擦除電晶體Tr3的柵極。
在所述結構中，根據擦除電晶體Tr3的柵極開啟動作，電荷保持電容器Cs所積蓄的電荷依據擦除電晶體Tr3的Vgs/Id特性(柵極-源極電壓對漏極電流特性)而放電。此時，含有來自所述DC-DC轉換器的紋波成分的驅動電壓Va被施加於擦除電晶體Tr3的源極，而且基於所述擦除數據信號的固定的柵極電壓被供給擦除電晶體Tr3的柵極。
因此，根據圖10所示的SES結構，根據擦除電晶體Tr3柵極開啟時疊加在動作電源Va上的紋波成分的電平，擦除電荷保持電容器Cs的電荷的放電電流逐行改變。在該放電電流逐行改變的情況下，基於灰階顯示的各像素的熄滅時序逐行改變，從而導致了因紋波成分而使實際發光亮度逐行不同的結果。
因此，根據所述動作，圖10所示的SES在進行擦除動作時，也會像所說明的電導控制方式的像素結構一樣，在顯示面板上發生諸如細紋、閃爍現象等造成圖像的顯示質量下降的同樣問題。
為了解決所述問題，在圖10所示的結構中，也使用已述示例的與圖6所示的DC-DC轉換器8的升壓動作同步的384KHz的時鐘信號的2分頻的192KHz時鐘信號，作為自發光控制電路4供給擦除驅動器7的移位寄存器7a的移位時鐘信號。
據此，DC-DC轉換器8的開關動作和所述擦除電晶體的擦除開始動作是基於相同的時鐘信號，其結果是，可使擦除電晶體Tr3的擦除動作時的紋波成分的電位對每行掃描線都一致。這與基於圖9所說明的作用是相同的。
因此，即使在驅動電壓Va上疊加由DC-DC轉換器的開關動作所產生的紋波成分，也可以使擦除電晶體Tr3的擦除動作時的Vgs是固定值，而電荷保持電容器Cs的電荷放電電流逐行改變，其結果是，可以解決實際發光亮度逐行改變的問題。
圖11所示是對DC-DC轉換器中的開關穩壓器電路實施改進後的本發明的第3實施方式。在圖11中，與根據圖1和圖6已說明的DC-DC轉換器8的各部分相對應的部分用相同的符號表示。而且，圖11所示的DC-DC轉換器中的振蕩器12由PLL(鎖相環，phase lockedloop)電路構成。
來自發光控制電路4的384KHz的時鐘信號經分頻器14分頻，分頻後的信號被供給構成所述振蕩器12的PLL電路。與圖6所示的結構相同，來自作為負載檢測裝置的佔空比檢測電路13的指令信號輸入於所述分頻器14，以改變分頻比。即，與圖6所示的佔空比檢測電路13相同，在如圖11所示的佔空比檢測電路13中監視來自PWM電路11的開關信號的佔空比，當該佔空比為預先設定的規定值或更高(佔空比為80％或更高)或者為規定值或更低(佔空比為10％或更低)時，按照預先設定的程序，改變分頻器14的分頻比。
構成所述振蕩器12的PLL電路包括，比較來自所述分頻器14的時鐘信號與來自構成PLL電路的分頻器12d的分頻輸出的相位、並輸出與相位差相對應的誤差信號的鑑相器(PD)12a；接收鑑相器12a的輸出並提取直流分量的低通濾波器(LPF)12b；根據從該低通濾波器12b獲得的直流分量確定振蕩頻率的壓控振蕩器(VCO)12c；將所述壓控振蕩器12c的輸出進行分頻並供給所述鑑相器12a的分頻器12d。
因此，如圖11所示，通過使用PLL電路構成DC-DC轉換器8的振蕩器12，可以從壓控振蕩器12c獲得與來自所述分頻器14的時鐘信號同步的振蕩輸出，據此，PWM電路11可以產生根據按照DC-DC轉換器的負載狀態而優化的升壓頻率的開關信號。
通過適當設定構成所述PLL電路的分頻器12d的分頻比，可以將PLL電路作為倍頻器使用，即使施加於該PLL電路的時鐘信號的頻率較低，也易於通過所述壓控振蕩器12c獲得用於產生所述最大升壓頻率(384KHz)的基準信號。另外，在本實施方式中，雖然以384KHz作為最大升壓頻率，但也可以通過設定所述PLL電路的分頻器12d，獲得進一步倍頻的768KHz的升壓頻率。
圖12為包括另一種檢測DC-DC轉換器負載狀態的裝置的本發明的第4實施方式。在圖12所示的結構中，根據顯示面板在單位幀期間或子幀期間的像素點亮率，來檢測出DC-DC轉換器的負載狀態。
圖12中的符號4所示為已說明的發光控制電路，在本實施方式中，發光控制電路4內含有分頻器4f，用於分頻根據DC-DC轉換器的負載狀態而施加於開關穩壓電路9的時鐘信號。即，該發光控制電路4內所含有的分頻器4f具有與基於圖6和圖11已說明的分頻器14相同的功能。
如所述說明，顯示於顯示面板上的圖像信號被供給發光控制電路4。該圖像信號輸入於發光控制電路4中的驅動控制電路4a和模擬/數字(A/D)轉換器4b。據此，根據圖像信號中的水平同步信號和垂直同步信號，所述驅動控制電路4a產生針對所述A/D轉換器4b的採樣信號SP、針對幀存儲器4c的寫入信號W和讀出信號R、以及針對點亮像素計數器4d的計數指令信號F。
所述A/D轉換器4b根據自驅動控制電路4a提供的採樣信號SP，對輸入的圖像信號進行採樣、並轉換為對應於每1像素的像素數據，並供給幀存儲器4c。所述幀存儲器4c根據來自驅動控制電路4a的寫入信號W，將自A/D轉換器4b提供的各像素數據順次寫入幀存儲器4c。
如果根據該寫入動作完成了顯示面板上的一幅圖像的像素數據的寫入，則幀存儲器4c根據自驅動控制電路4a所提供的讀出信號R，將例如從第1行至第n行逐行讀出的串行像素數據順次供給圖6所示的數據驅動器5的數據鎖存電路5a。
此時，時鐘產生電路4e根據所述圖像信號中的水平同步信號和垂直同步信號產生時鐘信號，該時鐘信號被供給所述分頻器4f。另一方面，產生基於所述時鐘信號供給數據驅動器5的移位時鐘信號、開始信號、鎖存信號等，還產生供給掃描驅動器6的掃描時鐘信號、掃描開始信號等。
在根據驅動控制電路4a的每個單位幀期間、即每1幀期間或者每1子幀期間，計數指令信號F被供給設置於所述發光控制電路4內的點亮像素計數器4d，並據此對寫入所述幀存儲器4c中的一幅圖像的像素數據中的點亮像素進行計數。因此，每次計數時顯示面板1上的像素的點亮率都可以通過所述計數器4d獲得。該像素點亮率可以被認為是DC-DC轉換器的負載程度，因此所述計數器4d的功能是作為轉換器的檢測裝置。
根據負載的程度，由所述計數器4d向分頻器4f提供改變分頻比的指令信號，進行控制，負載重時減小分頻器4f的分頻比、負載輕時增大分頻器4f的分頻比。該分頻器4f的輸出脈衝被供給圖12所示的開關穩壓電路9中的振蕩器12。
據此，與根據圖7和圖8的說明相同，PWM波的開關頻率隨施加於DC-DC轉換器的負載的大小而改變。當轉換器的負載較輕時增大轉換器的開關動作周期(升壓周期)，以降低由DC-DC轉換器的開關動作造成的不必要的功率損耗，從而提高輕負載時的功率效率。
在所述實施方式中，以使用QVGA尺寸的面板作顯示面板、並且灰階控制採用例如10階子幀灰階方式的情況為例，並以此時作為1行頻率的192KHz作為升壓頻率(開關動作的頻率)的基礎。即，根據負載情況，分別對升壓頻率進行切換設定為同步於作為1行頻率的192KHz的各個頻率。
但是，本發明也適用於不採用如上所述的子幀灰階方式的結構。在不採用這樣的子幀灰階方式的結構中，優選同步於(施加於顯示面板的幀頻率)×(顯示面板的掃描線數)的整數倍、即60×320＝19.2KHz的整數倍的頻率的開關動作的頻率，作為升壓頻率的基礎。所以在此情況下，根據負載情況，分別對升壓頻率進行切換設定為同步於19.2KHz的整數倍頻率的各個頻率。
另外，雖然在所述所說明的各實施方式中，是利用有機EL元件作為發光元件，但也可以利用其它的發光亮度相關於驅動電流的發光元件。而且，所述所說明的各像素的結構所表示的是典型的結構，本發明還適用於使用所述像素結構以外的例如電流鏡驅動方式、電流程序驅動方式、電壓程序驅動方式、或者閾值電壓補償方式等像素電路結構的發光顯示裝置。
權利要求
1.一種發光顯示裝置，含有在多條掃描線與多條數據線的各交叉位置上配置有多個分別含有發光元件的像素的顯示面板，其特徵在於所述顯示面板電連接於伴有開關動作的電路構成部；所述電路構成部中的開關動作與所述顯示面板上的掃描線的掃描選擇動作同步，且所述開關動作的頻率是可調節的。
2.如權利要求1所述的發光顯示裝置，其特徵在於其結構使將所述電路構成部的開關動作的頻率選定為施加於所述顯示面板的幀頻率與所述顯示面板的掃描線數之積的整數倍的動作得以執行。
3.如權利要求1所述的發光顯示裝置，其特徵在於其結構使將所述電路構成部的開關動作的頻率選定為施加於所述顯示面板的幀頻率、所述顯示面板的掃描線數與所述顯示面板上點亮驅動的子幀數三者之積的整數倍的動作得以執行。
4.如權利要求1所述的發光顯示裝置，其特徵在於其結構使將所述電路構成部的開關動作的頻率選定為施加於所述顯示面板的幀頻率與所述顯示面板上點亮驅動的子幀數之積的動作得以執行。
5.如權利要求1所述的發光顯示裝置，其特徵在於其結構使將所述電路構成部的開關動作的頻率選定為施加於所述顯示面板的幀頻率的動作得以執行。
6.如權利要求1至5任意一項所述的發光顯示裝置，其特徵在於排列在所述顯示面板上的各像素至少包括與該發光元件串聯連接的發光碟機動電晶體，用於驅動所述發光元件發光。
7.如權利要求6所述的發光顯示裝置，其特徵在於所述發光碟機動電晶體的柵極與用於保持該發光碟機動電晶體的柵極電位的電荷保持電容器相連接。
8.如權利要求1所述的發光顯示裝置，其特徵在於其結構使所述電路構成部的開關動作與所述顯示面板上的掃描選擇動作基於共同的時鐘信號得以實施。
9.如權利要求8所述的發光顯示裝置，其特徵在於其結構使各像素還分別含有可擦除所述電荷保持電容器上的電荷的擦除電晶體；所述電路構成部的開關動作與所述擦除電晶體的擦除開始動作基於共同的時鐘信號得以實施。
10.如權利要求1所述的發光顯示裝置，其特徵在於伴有所述開關動作的電路構成部是DC-DC轉換器。
11.如權利要求10所述的發光顯示裝置，其特徵在於所述DC-DC轉換器以PWM方式進行開關動作。
12.如權利要求11所述的發光顯示裝置，其特徵在於當所述DC-DC轉換器的負載較大時，控制PWM方式的開關動作的頻率使其為較高的頻率；當所述DC-DC轉換器的負載較小時，控制PWM方式的開關動作的頻率使其為較低的頻率。
13.如權利要求12所述的發光顯示裝置，其特徵在於其結構為通過PWM方式的開關動作的佔空比求出所述DC-DC轉換器的負載。
14.如權利要求12所述的發光顯示裝置，其特徵在於其結構為通過所述顯示面板的單位幀或者子幀期間的像素點亮率求出所述DC-DC轉換器的負載。
15.如權利要求11至14任意一項所述的發光顯示裝置，其特徵在於其結構為通過與執行所述顯示面板上的掃描選擇動作的時鐘信號相位同步的PLL電路的壓控振蕩器的輸出來獲得使所述PWM方式的開關動作執行的基準信號。
16.如權利要求1所述的發光顯示裝置，其特徵在於構成排列於所述顯示面板上的像素的發光元件是在發光功能層中使用了有機化合物的有機EL元件。
17.一種發光顯示裝置的驅動控制方法，所述發光顯示裝置含有在多條掃描線與多條數據線的各交叉位置上配置有多個分別含有發光元件的像素的顯示面板，其特徵在於進行控制，以使所述顯示面板電連接於伴有開關動作的電路構成部；所述電路構成部中的開關動作與所述顯示面板上的掃描線的掃描選擇動作同步，且所述開關動作的頻率是可調節的。
18.如權利要求17所述的發光顯示裝置的驅動控制方法，其特徵在於伴有所述開關動作的電路構成部是DC-DC轉換器；當所述DC-DC轉換器的負載較大時，控制PWM方式的開關動作的頻率使其為較高的頻率；當所述DC-DC轉換器的負載較小時，控制PWM方式的開關動作的頻率使其為較低的頻率。
全文摘要
由所述發光控制電路(4)向掃描驅動器(6)供給的同步於各掃描線的數據寫入信號的時鐘信號經分頻器(14)供給產生PWM方式的DC－DC轉換器(8)的基準開關信號的振蕩器(12)。據此，即使在驅動電壓(Va)上例如疊加由轉換器的開關動作產生的紋波成分，也可以始終向每行掃描線的發光碟機動電晶體(Tr2)提供一致的柵極－源極電壓(Vgs)，從而解決每行掃描線的發光亮度不一致的問題。另外，通過檢測電路(13)檢測來自PWM電路(11)的開關信號的佔空比從而掌握轉換器的負載狀態，當負載輕時上調分頻器(14)的分頻比，以低頻率執行開關動作。據此，轉換器的開關動作周期(升壓周期)被增大，從而可以降低由轉換器的開關動作造成的不必要的功率損耗，提高輕負載時的功率效率。
文檔編號H02M3/155GK1691111SQ20051006706
公開日2005年11月2日 申請日期2005年4月27日 優先權日2004年4月27日
發明者早藤晶紀 申請人:東北先鋒電子股份有限公司