數字通信系統中16級正交幅度調製的解調方法及裝置的製作方法

2023-10-09 01:12:14 1

專利名稱：數字通信系統中16級正交幅度調製的解調方法及裝置的製作方法
技術領域：
本發明涉及數字通信系統中16級QAM(Quadrature Amplitude Modulation，正交幅度調製)的解調方法和裝置，更具體而言是在無線通信系統中如何對16QAM進行軟輸出的解調方法和裝置。
背景技術：
在數字通信系統中，對信源數據進行信道編碼之後，通常會使用16QAM來對數據進行調製，通過這種方法來提高頻譜利用效率。在接收端，就相應的需要提供16QAM解調器來實現信號的解調，傳統的16QAM的解調器一般直接根據其星座圖量化輸出進行硬判決，得到結果0或1。但是由於接收機對信號進行獨立的硬判決，使接收信號產生不可恢復的信息損失，因此現在很多通信系統中使用軟判決的信道解碼。正常情況下，軟判決的維特比(Viterbi)要比硬判決的Viterbi解碼性能好2-3dB。
Turbo碼因為其卓越的性能而得到通信界的關注，並被作為信道編碼而在很多通信系統中廣泛應用。而其解碼器是一種典型的軟輸入軟輸出方式，因此就需要解調器輸出軟信息作為其輸入。美國專利(US 6,594,318B1)中提出通過計算LLR(Log-Likelihood Ratio，對數似然比)的方法進行計算解碼的軟信息，用下面的公式來近似運算LLR值，LLR(c0)=1.2649|YI|-0.8(CI)]]>LLR(c1)＝1.2649YILLR(c2)=1.2649|YQ|-0.8(CI)]]>LLR(c3)＝1.2649YQ
其中 是載波信幹比，該值是通過測量導頻信號得到的，YI，YQ分別是接收到的調製信號的實部和虛部按照 進行歸一化後的結果，c0，...，c3是對應於一個調製信號的4個輸入比特。該方法的主要問題是對LLR公式的近似太簡單，會導致解調輸出的軟信息和實際的LLR值誤差比較大，這會嚴重影響解調之後的信道解碼性能。另一方面是使用參數信幹比 來參與計算軟信息，由於引入幹擾估計值，增加了噪聲對軟信息的影響。本發明就是在不提高接收機複雜度的情況下，提出一種能夠更加準確輸出軟信息的解調方法，從而可以提高後面信道解碼的性能。

發明內容
本發明的目的是通過計算解調之後數據的LLR，並進行一定近似的情況下，作為解調信號的軟信息，提高16QAM解調器輸出軟信息的精度，從而提高瑞克接收機的整體性能。
為了實現上述目的，本發明所採用的技術方案為利用LLR函數計算所接收調製信號的實部和虛部的每個比特的LLR值，將計算結果作為解調器輸出的軟信息，其特徵在於求LLR值的過程包括以下步驟將LLR函數在區間[-∞，-2a]，[-2a，2a]和[2a，+∞]上進行分段，其中a是調製信號的幅度值；對每一段用一階函數進行擬合；通過一階函數來計算每個比特的LLR值。
所述的調製信號的幅度值是通過以下步驟獲得的利用接收到的導頻信號，計算導頻信號的強度，再根據導頻信號和數據信號的能量關係得出數據信號的幅度大小。
本發明所述的解調方法還包括用a對所接收的調製信號的實部和虛部進行歸一化處理，使得歸一化後的實部和虛部的調製信號單位幅度等於1。
同時本發明還對歸一化後的結果進行實部虛部分離，得到實部Xk和虛部Yk；然後分別將實部和虛部送入如下的公式中，得到相應信號的軟輸出結果
LLR(sk,0)=7.876Xk+7.488Xk[-,-2]4.17XkXk[-2,2]7.876Xk-7.488Xk[2,+]]]>k=0,...,KLLR(sk，1)＝-8+4.1abs(Xk)k＝0，...，KLLR(sk,2)=7.876Yk+7.488Yk[-,-2]4.17YkYk[-2,2]7.876Yk-7.488Yk[2,+]]]>k=0,...,KLLR(sk，3)＝-8+4.1abs(Yk)k＝0，...，K其中Xk和Yk分別表示接收的調製信號的實部和虛部，sk，0sk，1，sk，2，sk，3是對應於第k個調製信號的4個輸入比特。
本發明的另一個方面在於提供一種數字通信系統中16級正交幅度調製的解調裝置，利用LLR函數計算所接收調製信號的實部和虛部的每個比特的對數似然比值，將計算結果作為解調器輸出的軟信息，其特徵在於用以下裝置求對數似然比值歸一化模塊，其使用調製信號的幅度值a對所接收的調製信號進行歸一化處理，使得歸一化後調製信號實部和虛部的調製單位幅度等於1；虛部實部分離模塊，對歸一化後的調製信號進行實部虛部的分離，得到實部Xk和虛部Yk；一階函數擬合模塊，用一階函數在區間[-∞，-2]，[-2，2]和[2，+∞]擬合對數似然比函數。
所述的歸一化模塊是乘法器。
由於本方案中使用近似公式替代了原有複雜的LLR公式，大大降低了解調方法的複雜度，可以在實際系統中進行應用，和前面提到美國專利相比，在基本不增加解調方法複雜度的前提下，大大提高LLR計算值的精度，接收機性能得到改善。同時通過歸一化操作，使計算LLR公式的係數固定，免除了計算係數的複雜運算，提高接收機的靈活性。


圖1調製信號單位幅度a是1時16QAM的星座圖；圖2調製信號單位幅度a是1時sk，0的LLR函數曲線圖；
圖3調製信號單位幅度a是1時sk，1的LLR函數曲線圖；圖4調製信號單位幅度a是1時Log1+e4aXk-8a21+e-4aXk-8a2]]>函數曲線圖；圖5本發明的流程圖；圖616QAM解調部分的功能框圖；圖716QAM解調部分的硬體框圖；圖8本發明與現有技術的解調方法性能比較圖。
具體實施例方式
下面結合附圖和具體實施例對本發明所述技術方案作進一步詳細說明，根據這些結構圖，同一領域的技術人員可以很容易實現本發明。
在無線通信系統中，經常使用16QAM調製的方法來提高頻譜利用率，其星座圖參見圖1。原數據中4個比特信號sk，0sk，1，sk，2，sk，3均分成兩組，分別對應星座圖中的實部和虛部，圖1中的映射方式是sk，0sk，1對應實部，sk，2，sk，3對應虛部，其對應方式可用公式表示為Xk＝(2sk，0-1)*2a+(2sk，1-1)*aYk＝(2sk，2-1)*2a+(2sk，3-1)*a其中Xk和Yk分別表示接收的調製信號的實部和虛部，sk，0sk，1，sk，2，sk，3是對應於第k個調製信號的4個輸入比特，a是調製中的幅度單位。其映射方式參見圖2。
Turbo碼因為其卓越的性能而得到通信界的關注，並被作為信道編碼而在很多通信系統中廣泛應用。而其解碼器是一種典型的軟輸入軟輸出方式，因此就需要解調器輸出軟信息作為其輸入。由於現在通用的Turbo編解碼器都是採用二進位的方式，因此這就要求16QAM解調器輸出各比特的軟信息。這裡就涉及到如何得到各比特的軟信息，最優的方法就是計算各比特的LLR值。
LLR(sk,i)=Logp(sk,i=1|Xk,Yk)p(sk,i=0|Xk,Yk)]]>i＝0，..，3，k＝0，...，K-1其中sk，i是第k個16QAM接收覆信號對應的第i個比特信號，Xk是接收的第k覆信號實部，Yk是接收的第k覆信號虛部。由於實部和虛部分別對應兩個比特的信號，相互獨立的，上式就可以變為LLR(sk,i)=Logp(sk,i=1|Xk)p(sk,i=0|Xk)]]>i＝0，1，k＝0，...，K-1LLR(sk,i)=Logp(sk,i=1|Yk)p(sk,i=0|Yk)]]>i＝2，3，k＝0，...，K-1由於實部和虛部分別對應兩個比特的信號，並且對應方式相同，我們這裡可以僅討論實部的LLR公式。由於假定噪聲是加性高斯噪聲，將概率分布函數帶入上式就可以得到LLR(sk,0)=Loge-(Xk-3a)2+e-(Xk-a)2e-(Xk+3a)2+e-(Xk+a)2]]>k＝0，...，K-1LLR(sk,1)=Loge-(Xk-a)2+e-(Xk+a)2e-(Xk-3a)2+e-(Xk+3a)2]]>k＝0，...，K-1圖2和圖3分別是sk，0和sk，1的LLR函數曲線。由於公式中存在指數運算，複雜度很大，實際中不可能使用。經過公式的推導，上面的公式可以簡化如下LLR(sk,0)=4aXk+Log1+e4aXk-8a21+e-4aXk-8a2]]>k＝0，...，K-1LLR(sk,1)=-8a2+Loge8aXk+e-4aXk1+e4aXk]]>k＝0，...，K-1上面兩個公式仍然存在指數運算，但我們可以進行近似。對於sk，0的LLR函數，其後一項是複雜的指數運算，其函數曲線參見圖4。可以看出該函數在[-2a，2a]區間基本變化很小，而在剩餘位置都近似服從一階函數。為了簡化運算，我們對sk，0的LLR函數進行分段，[-∞，-2a]，[-2a，2a]和[2a，+∞]，對每一段用一階函數進行擬合。而從圖3可以看出對sk，1的LLR函數也可以用一階函數進行很好的擬合。
為了減少實際實現中對不同的調製信號單位幅度a值要分別計算擬合函數的問題。我們用a對接收到調製信號的實部和虛部進行歸一化，使得歸一化後實部和虛部的調製信號單位幅度等於1，這樣就不需要每次都計算擬合函數的係數了。經過擬合運算，可以得到LLR函數的公式如下
LLR(sk,0)=7.876Xk+7.488Xk[-,-2]4.17XkXk[-2,2]7.876Xk-7.488Xk[2,+]]]>k＝0，...，K-1LLR(sk，1)＝-8+4.1abs(Xk)k＝0，...，K-1圖5是在得到調製信號單位幅度a後的解調流程圖，基本過程如下1.對接收的調製信號用a進行歸一化。
2.對歸一化後的結果進行實部虛部的分離，得到Xk，Yk。
3.計算sk，1和sk，3的LLR值LLR(sk，1)＝-8+4.1abs(Xk)LLR(sk，3)＝-8+4.1abs(Yk)4.首先判斷實部Xk是否大於-2，如果小於，LLR(sk，0)＝7.876Xk+7.488，轉入步驟6，否則轉入步驟5。
5.判斷Xk是否小於2，如果小於，LLR(sk，0)＝4.17Xk，否則LLR(sk，0)＝7.876Xk-7.488。
6.首先判斷虛部Yk是否大於-2，如果小於，LLR(sk，2)＝7.876Yk+7.488，轉入步驟8，否則轉入步驟7。
7.判斷Yk是否小於2，如果小於，LLR(sk，2)＝4.17Yk，否則LLR(sk，2)＝7.876Yk-7.488。
8.LLR值計算結束。
圖6是16QAM解調部分的模塊框圖，輸入接收的調製覆信號Zk和1/a，通過調製幅度歸一化模塊601，虛部實部分離模塊603和一階函數擬合模塊602、604，就可以得到軟信息輸出LLR(Sk，0)，LLR(Sk，1)，LLR(Sk，2)和LLR(Sk，3)。圖7是16QAM解調部分的硬體功能框圖，在本實施例中，上述的歸一化模塊601，為一乘法器701，通過乘法器701，即可實現對調製覆信號的歸一化操作。通過虛部實部分離器714，實現對調製覆信號實部和虛部的分離操作。由於實部和虛部的處理過程類似，這裡僅描述通過實部Xk獲得LLR(Sk，0)和LLR(Sk，1)的過程。
Xk首先送入到絕對值計算器704中得到|Xk|，然後把它和-2送入加法器705中得到|Xk|-2，再送入到最高位提取器706中，得到|Xk|-2的正負，0時表示正值，1為負值，作為兩路選擇器708的控制輸入。
Xk送入到乘法器702中得到4.17Xk，作為兩路選擇器708的一路輸入。
Xk送入到乘法器703中得到7.876Xk，作為加法器707的一路輸入。
Xk送入到最高位提取器710中得到Xk的正負，0時表示正值，1為負值。正負值送入到兩路選擇器709選擇-7.488或者7.488，再送入到加法器707中，和7.876Xk相加，作為兩路選擇器708的一路輸入。
從而就實現了如下公式LLR(sk,0)=7.876Xk+7.488Xk[-,-2]4.17XkXk[-2,2]7.876Xk-7.488Xk[2,+]]]>k＝0，...，K-1Xk首先送入到絕對值計算器713中得到|Xk|，然後把它和4.1送入乘法器711中得到4.1Xk，再送入到加法器712中，得到4.1Xk-8從而實現了如下公式LLR(sk，1)＝-8+4.1abs(Xk)k＝0，...，K-1圖8是本發明與現有技術的解調方法性能比較圖，仿真中使用16QAM作為調製方式和三倍編碼速率的Turbo碼作為信道編碼，數據長度是630。兩條性能曲線分別表示現有技術採用的方法和本發明的方法，從圖中可以看出，新方法可以實現0.1dB的性能提高。
本方案中使用近似公式替代了原有複雜的LLR公式，可以大大降低方法的複雜度，可以在實際系統中進行應用。同時通過歸一化操作，使計算LLR公式的係數固定，免除了計算係數的複雜運算，提高接收機的靈活性。
權利要求
1.一種數字通信系統中16級正交幅度調製的解調方法，利用對數似然比函數計算所接收調製信號的實部和虛部的每個比特的對數似然比值，將計算結果作為解調器輸出的軟信息，其特徵在於求對數似然比值的過程包括以下步驟將對數似然比函數在區間[-∞，-2a]，[-2a，2a]和[2a，+∞]上進行分段，其中a是調製信號的幅度值；對每一段用一階函數進行擬合；通過一階函數來計算每個比特的對數似然比值。
2.根據權利要求1所述的解調方法，其特徵進一步在於調製信號的幅度值是通過以下步驟獲得的利用接收到的導頻信號計算導頻信號的強度，再根據導頻信號和數據信號的能量關係得出數據信號的幅度大小。
3.根據權利要求1或2所述的解調方法，其特徵在於該方法進一步包括用調製信號的幅度值a對所接收的調製信號的實部和虛部進行歸一化處理，使得歸一化後實部和虛部的調製信號單位幅度等於1。
4.根據權利要求3所述的解調方法，其特徵在於對歸一化後的結果進行實部和虛部分離，得到實部Xk和虛部Yk。
5.根據權利要求4所述的解調方法，其特徵在於歸一化處理後的對數似然比函數如下LLR(sk,0)=7.876Xk+7.4884.17Xk7.876Xk-7.488Xk[-,-2]Xk[-2,2]Xk[2,+],k=0,...,K-1]]>LLR(sk，1)＝-8+4.1abs(Xk) k＝0，...，K-1LLR(sk,2)=7.876Yk+7.4884.17Yk7.876Yk-7.488Yk[-,-2]Yk[-2,2]Yk[2,+],k=0,...,K]]>LLR(sk，3)＝-8+4.1abs(Yk) k＝0，...，K其中sk，0sk，1，sk，2，sk，3是所接收的第K個調製信號中的4個輸入比特。
6.根據權利要求5所述的解調方法，其特徵在於計算sk，0sk，1，sk，2，sk，3各個比特的LLR值的步驟包括(1)計算sk，1和sk，3的LLR值LLR(sk，1)＝-8+4.1abs(Xk)LLR(sk，3)＝-8+4.1abs(Yk)(2)首先判斷實部Xk是否大於-2，如果小於，LLR(sk，0)＝7.876Xk+7.488，轉入步驟(4)，否則轉入步驟(3)；(3)判斷Xk是否小於2，如果小於，LLR(sk，0)＝4.17Xk，否則LLR(sk，0)＝7.876Xk-7.488；(4)首先判斷虛部Yk是否大於-2，如果小於，LLR(sk，2)＝7.876Yk+7.488，轉入步驟(6)，否則轉入步驟(5)；(5)判斷Yk是否小於2，如果小於，LLR(sk，2)＝4.17Yk，否則LLR(sk，2)＝7.876Yk-7.488；(6)對數似然比值計算結束。
7.一種數字通信系統中16級正交幅度調製的解調裝置，利用對數似然比函數計算所接收調製信號的實部和虛部的每個比特的對數似然比值，將計算結果作為解調器輸出的軟信息，其特徵在於用以下所述裝置求對數似然比值歸一化模塊，其使用調製信號的幅度值a對所接收的調製信號進行歸一化處理，使得歸一化後調製信號實部和虛部的調製單位幅度等於1，並得到實部Xk和虛部Yk；虛部實部分離模塊，將歸一化後的調製信號進行實部和虛部分離；一階函數擬合模塊，用一階函數在區間[-∞，-2]，[-2，2]和[2，+∞]擬合對數似然比函數。
8.根據權利要求7所述的解調裝置，其中所述歸一化模塊是乘法器。
9.根據權利要求7所述的解調裝置，其中所述一階函數擬合模塊包括絕對值計算器、加法器最高位提取器、兩路選擇器、乘法器，該一階函數擬合模塊所包括的這些元件以邏輯運算關係進行連接，從而實現如下公式的運算LLR(sk,0)=7.876Xk+7.4884.17Xk7.876Xk-7.488Xk[-,-2]Xk[-2,2]Xk[2,+],k=0,...,K]]>LLR(sk，1)＝-8+4.1abs(Xk) k＝0，...，KLLR(sk,2)=7.876Yk+7.4884.17Yk7.876Yk-7.488Yk[-,-2]Yk[-2,2]Yk[2,+],k=0,...,K]]>LLR(sk，3)＝-8+4.1abs(Yk) k＝0，...，K其中sk，0sk，1，sk，2，sk，3是所接收的第K個調製信號中的4個輸入比特。
全文摘要
本發明提供了一種數字通信系統中16級正交幅度調製的解調方法，包括步驟將對數似然比(LLR)函數在區間上進行分段；對每一段用一階函數進行擬合；通過一階函數來計算每個比特的LLR值。通過對LLR計算公式的推導和簡化，得到簡化的近似公式。本發明提供的解調裝置包括以下幾個部分歸一化模塊，虛部實部分離模塊和一階函數擬合模塊。本發明使用近似公式替代了原有複雜的LLR公式，可以大大降低算法的複雜度，可以在實際系統中進行應用。同時通過歸一化操作，使計算LLR公式的係數固定，免除了計算係數的複雜運算，提高接收機的靈活性。
文檔編號H04L27/38GK1787510SQ20041006601
公開日2006年6月14日 申請日期2004年12月10日 優先權日2004年12月10日
發明者楊奕 申請人:中興通訊股份有限公司