通信設備的製作方法

2023-10-31 06:56:12 3

專利名稱：通信設備的製作方法
背景技術：
在當今的RF收發信機中，從石英晶體參考元件得到的參考時鐘或振蕩器的使用幾乎是普遍存在的。該方法的性能優勢在於壓電石英晶體諧振器的高頻準確性(百萬分之幾的數量級)以及設備所產生低噪聲信號。對於許多應用，用於實現該方法的參考頻率發生硬體的成本和尺寸僅僅組成通信裝備的總成本的一小部分。
但是，對於其他設備，包括，但不限於，新種類的接收機、發射機和收發信機，其發展為短程、低碼率應用，諸如無線感應、後勤和遊戲控制，晶體參考的成本可佔到收發信機的總成本的相當大比例(例如10％到30％)。而且，儘管收發信機的集成部分的成本期望隨著時間而大大降低，但晶體成本不可能以同樣快的速度降低。這樣，晶體的成本作為收發信機總成本的比例實際上將隨著時間而趨向於增加。
晶體參考元件當前不會將自己與其他電路元件集成在矽襯底上。這是因為參考元件中使用的這一類型的高質量因數(Q)諧振器是從諸如石英的壓電材料構建出來的，其與半導體中使用的基於矽的材料不兼容。因此，晶體實現為用於實現設備其他元件的集成電路之外的離散的元件。晶體實現為離散元件這一因素負面上影響了收發信機的成本和尺寸。
對頻率穩定性，若干通信技術採用了不依賴晶體的電路，如下所述LC調諧接收機。儘管晶體參考電路是現代通信裝備中普遍使用的，但1980年前製造的裝備有時使用調諧的LC(電感-電容)電路來用於頻率生成。幾個例子是廣播電視接收機、廣播無線電接收機和短波無線電接收機。所有這些系統中的共有特點是模擬傳輸格式和高比率的信號帶寬對載波頻率。這樣的應用僅用於模擬格式。
寬帶頻移鍵控(FSK)。儘管只有少數的商業應用在使用，具有高調製索引的數字FSK系統展示了對頻率偏移的容許度。這類系統支持數字調製，並且可以使其支持任意高比率的載波頻率對數據速率。但是，採用寬帶FSK的系統在其頻譜利用方面不夠有效，因為佔用的信號頻帶僅可由單獨一個用戶同時使用。而且，因為寬帶FM信號的能量密度在頻帶上分布不均勻，隨著峰值功率密度將可能出現調整的問題。
DSSS信號基於XOR的處理。在該方法中，如美國專利No.5,559,828中所述，使用XOR(異或)門和延遲線來解擴DSSS(直接序列擴頻)序列。儘管這在增加對頻率偏移的容許度方面有效，但不產生編碼增益，並且不區分代碼，平等地解碼所有的信號。這樣，DSSS系統的幾個優勢，包括編碼增益、碼分多址、和正交調製方案中的多代碼的使用，就會在使用XOR處理時喪失。
上述這些技術都不完全適用於諸如兼容IEEE 802.15.4的特定數字通信系統。


結合附圖參考詳細說明，將最好地理解說明了組織、操作方法及目的和優勢的特定實施例，在附圖中圖1是與特定實施例相一致的射頻接收機的框圖；圖2是與特定實施例相一致的射頻收發信機的框圖；圖3是與特定實施例相一致的另一射頻收發信機的框圖；圖4是與特定實施例相一致的示例振蕩器的框圖；和圖5是與特定實施例相一致的用於對差分碼片檢測器的噪聲性能建模的通信系統的框圖。
具體實施例方式
儘管本發明容易受到許多不同形式實施例的影響，但將在附圖中示出並將在這裡用特定實施例說明這樣的理解，這樣的實施例的本公開被視作原理的示例，而非將本發明限制於所示出和描述的特定實施例。在下面的描述中，類似的參考標號用於描述附圖的幾個視圖中的相同、類似或相應的零件。
術語「一」(a或an)，如這裡所使用的，定義為一個或多於一個。術語「多個」，如這裡所使用的，定義為兩個或多於兩個。術語「另一」，如這裡所使用的，定義為至少第二或更多。術語「包括」(including)和/或「具有」(having)，如這裡所使用的，定義為包括(comprising)(即，開放語言)。術語「連接」(coupled)，如這裡所使用的，定義為連接(connected)，儘管不必是直接地也不必是機械地。術語「程序」，如這裡所使用的，定義為設計用於在計算機系統上執行的指令序列。「程序」或「電腦程式」可包括子程序、函數、流程、對象方法、對象實現、可執行應用程式、applet、servlet、原始碼、對象代碼、共享庫/動態加載庫和/或設計用於在計算機系統上執行的其他指令序列。
晶體由於其高準確度和低噪聲水平而用作諸如收發信機的各種設備中的頻率確定元件。如果開發出使收發信機能夠在其頻率參考容許相對寬頻率變化和高噪聲水平的技術，將允許不使用高Q壓電材料而實現頻率參考。如果需要的話，形成的電路可以實現在集成電路上，給用於特定應用的發射機、接收機和收發信機帶來顯著的成本與尺寸節省。
圖1描繪了與特定實施例相一致的接收機設備100的框圖。在這個示例實施例中，在天線104接收DSSS信號並將其傳遞到變頻器電路108進行下變頻。變頻器(例如混頻器)108使用形式上為基於非晶體的頻率發生器112的本地振蕩器，其產生與從天線104進入的信號混頻的信號，從而產生變頻器108的輸出。這個變頻器的輸出連接到差分碼片檢測器116，該差分碼片檢測器116在此被定義為檢測器電路，其根據2001年12月21日提交的題為「Low Cost DSSS CommunicationSystem」的美國專利No.6,563,857操作。本專利申請所述的差分碼片檢測還在Q.Shi，R.J.O』Dea，and F.Martin，「A New Chip-LevelDetection System for DS-CDMA，」2002 IEEE International Conference onCommunications，vol.1，pp.544-547，2002中有詳細的描述。這些文件證明差分碼片檢測可以增加接收機對頻率偏移的容許度。但是，沒有認識到，相同機制也可以用來減輕接收本地振蕩器(LO)或發射載波信號上的低頻噪聲(相位噪聲/封閉噪聲(close-in noise))的效應，由此有助於利用無晶體的振蕩器。本地振蕩器或載波振蕩器上的低頻噪聲的減輕將在附圖5的討論中解釋並證明。
應該注意到，除DSSS之外的其他信號類型也可用於與本發明相一致的特定實施例中，包括，但不限於，通用頻率調製信號，相位調製信號或線性調頻脈衝擴頻信號。這裡，差分碼片檢測模塊更一般地被描述為差分檢測模塊，其延遲元件(參看圖5的278)表示某些需要的檢測時間差。在相關(碼元匹配濾波)之前的差分檢測信號的過程基本上負責減輕頻率偏移和封閉LO相位噪聲。
簡短地說，在差分碼片檢測的特定實施例中，下變頻器的輸出共軛並延遲一段等於N個直接序列碼片的時間，這裡N優選為1。然後對原始和延遲共軛的信號進行復乘，以產生檢測器輸出(參看圖5的270)。
可以看出，差分檢測過程處理之後得到的信號具有幾個感興趣的屬性(1)接收本地振蕩器(LO)和發射載波頻率之間的頻率差的影響基本上被消除了；和(2)來自發射載波和接收LO的低頻(頻率低於碼片速率)相位噪聲產物基本上被消除了。
通過利用屬性(1)，有可能增加接收機對發射載波和接收LO之間的頻率偏移的容許度。通過利用屬性(2)，有可能放鬆對接收和發射振蕩器的封閉噪聲要求。這兩個屬性結合起來，允許省略基於某些通信環境中的壓電晶體元件的高性能振蕩器，諸如低功率、短程相對低碼率、相對低佔空比的通信系統。
再參看圖1，在下變頻操作(單或多變頻)中，通過使用正交混頻器108，射頻(RF)DSSS信號被變換為復基帶I/Q表示。混頻器108的本地振蕩器(LO)頻率發生器112是直接產生的，或者從RF振蕩器通過頻率合成而產生的。由於同常規接收機相比，放鬆了對頻率準確性和接收機100內的封閉噪聲的要求，頻率發生器112可以由LC(電感/電容)型振蕩器、RC(電阻/電容)型振蕩器、弛張振蕩器、環形振蕩器或不需要高穩定性壓電諧振器元件的任何其他合適振蕩器電路構造而成，只要振蕩器具有相當好的穩定性。
下變頻操作的輸出是具有直接序列擴頻碼的序列的復基帶信號，其中序列在發射機上在RF載波上進行調製。復基帶信號還可以具有頻率偏移項，其代表發射載波和接收本地振蕩器的頻率差。此外，復基帶信號可以展示低頻噪聲的產物，其出現在發射載波或接收本地振蕩器上。
差分碼片檢測模塊116的輸出信號是從發射機發送到接收機的DSSS信號的復基帶表示。頻率偏移和振蕩器引入的低頻相位噪聲基本上被消除了。所剩餘的是要通過解擴DSSS信號來恢復在發射機調製的信息。這是通過相關的過程來完成的，由相關器120實施。
如果DSSS代碼在發射機調製之前進行差分編碼(參看圖5的220和224)，則差分碼片檢測模塊116在其輸出產生DSSS代碼，相關器120將與DSSS代碼相關。如果DSSS代碼沒有在發射機進行差分編碼(如Shi等的論文)，則差分碼片檢測模塊116在其輸出產生修改的DSSS代碼，相關器120將與修改的DSSS代碼相關。可以通過將DSSS代碼傳遞通過差分檢測模塊116所使用的相同差分碼片檢測操作而預先計算修改的代碼(參看圖5的270)。
這樣，與特定實施例相一致的直接序列擴頻接收機100具有頻率發生器112，其不使用壓電晶體而生成本地振蕩器信號。變頻器108接收本地振蕩器信號並將本地振蕩器信號與接收的DSSS信號進行混頻，以產生下變頻的信號。使用至少一個第一DSSS代碼對接收的DSSS信號進行編碼。差分碼片檢測器116接收下變頻的信號並產生檢測信號，同時消除頻率偏移和低頻相位噪聲。相關器120接收差分檢測的信號並將差分檢測的信號與一個或多個DSSS代碼進行相關，以產生決策統計，用於確定發射的信息。
該配置提供了一種用於處理數字調製無線電信號的方法，有助於對頻率偏移和振蕩器噪聲的高容許度，同時保持通過碼分多址(CDMA)的頻譜再利用、信號帶寬上的均勻能量密度以及任意高比率的載波頻率對碼率。這樣，與特定實施例相一致的直接序列擴頻(DSSS)通信方法包括生成本地振蕩器信號，而不使用壓電晶體；將本地振蕩器信號與接收的DSSS信號進行混頻以產生下變頻信號，其中使用第一組的DSSS代碼來編碼接收的DSSS信號；差分解碼下變頻信號以產生差分解碼信號；以及將解碼信號與第二組的DSSS代碼進行相關。
在特定實施例中，上面的無線接收機可以使用用於接收信號並在108將其轉換為基帶表示的RF接收機來實現。RF接收機具有基於不用壓電晶體元件的振蕩器的本地振蕩器頻率發生器112。處理模塊116(例如差分碼片檢測器)產生輸出碼片，其是輸入信號的連續碼片的函數。相關器模塊120將處理模塊輸出的DSSS信號與從發射碼字得到的DSSS碼字進行相關。
一般來說，但並不是限制，碼長度可以確定系統性能有多好。為了諸如如上所述的系統中的更好的性能，碼長度趨向於稍長。頻率偏移容許度經過試驗大約為0.12/T，其中T是擴頻碼序列中的碼片的周期。對於給定數據速率，更高的碼片速率導致更小的碼片周期以及對頻率偏移的更高的容許度。此外，注意到，差分碼片檢測機制可導致接收機靈敏度的下降。對於特定示例實現來說，可以觀察到這個下降相比常規接收機約為3到10dB。靈敏度損失主要是差分碼片檢測模塊116的乘操作的結果，其提高了負信噪比情況下的噪聲。這樣，在將本教導用作通信系統的基礎時應該考慮這些因素。
除了提供接收機設備之外，發射機可以類似地產生，例如如圖2所描繪的，使用頻率發生器126，用作用於生成發射機RF載波信號的RF源。在這個例子中，頻率發生器126可包括基於沒有壓電元件的振蕩器的頻率發生器，諸如IC或RC(電阻-電容)受控頻率發生器。DSSS調製器130用於以已知的DSSS碼字在由頻率發生器126所生成的RF載波上調製要發射的消息。RF上變頻器134使用RF頻率發生器126(用作RF源)所生成的載波信號將來自DSSS調製器130的信號變換到所需射頻，並且，在所示的例子中，提供通過天線140發射所需的放大。在此實施例中，頻率發生器126是在收發信機的接收機和發射機部分之間共享的。
這裡提出的發射機趨向於產生具有均勻能量密度的頻譜。因為使用直接序列擴頻技術，有可能支持在單獨頻率空間的多用戶。
圖3描繪了另一種變化，其中發射機和接收機的頻率發生器獨立分開地保持(發射機和接收機可以共有一個外殼以組成收發信機，或者可以是獨立分開的物理設備)。在這個例子中，頻率發生器112生成用於接收機下變頻處理的本地振蕩器信號。頻率發生器150用作RF源，生成由發射機的上變頻器134使用的RF載波信號。
這樣，與特定實施例相一致的直接序列擴頻(DSSS)通信發射機具有RF源，其生成發射機載波信號，其中RF源使用生成RF發射機載波信號而不採用壓電元件的振蕩器。DSSS調製器在發射機載波信號上利用至少一個已知DSSS碼字調製要發射的消息。
所示基本結構的許多變化都是有可能的。例如，頻率發生器可以是基於任意合適類型的非壓電諧振器的振蕩器，諸如LC型振蕩器、RC型振蕩器、弛張振蕩器或壓控振蕩器、或者前面提及的任何其它類型的振蕩器或者不依賴於高Q壓電晶體元件的其他振蕩器，只要該振蕩器產生足夠穩定的用於系統定義的信號。
除這裡所述的差分碼片檢測之外還可有其他形式的差分檢測。為了本文件的目的，差分碼片檢測包括任意形式的處理，包括1)DSSS序列，2)操作在不同延遲時間的接收信號版本上的處理器，和3)相關操作。這個處理產生數字調製信號，其中信息首先以任意高編碼速率編碼，然後編碼比特或「碼片」用於調製發射信號的相位或頻率。接收機差分處理接收信號，以確定相位調製的(或頻率調製的)碼片信息。差分相位檢測導致穩定性和相位噪聲要求的放鬆。最終，使用解碼器來從碼片序列恢復信息比特。
接收機中的下變頻處理可以由許多技術實現，諸如使用多變頻接收機技術而不是示例的單一的變頻。而且，通過使用欠採樣技術，可以使得差分碼片檢測操作在IF信號上而不是純基帶信號上。通過認識到常規系統中載波頻率和超寬帶(UWB)系統中脈衝定時之間的對偶性，該方法可以擴展到UWB系統而沒有明顯的載波信號。
圖4描繪了廣義振蕩器電路，其可以用作基於非晶體設計的發射機或接收機振蕩器。振蕩器本身作為頻率發生器170而示出，並且可以結合任何合適的機制，例如，可變諧振器174，用於基於RC的振蕩器(或者可變電容、可變電感、或二進位碼輸入等等)。頻率發生器可以結合用於溫度補償的補償電路178和補償用於電源變化的電路的補償電路182。
生成接收機本地振蕩器(LO)或發射載波的一種替換是使用壓控振蕩器(VCO)。VCO可能包括D/A變換器或其他用於頻率調整的機制。頻率調整可以用於設置振蕩器的初始頻率，從而降低或消除振蕩器中的製造容差。還可以結合用於頻率補償的電壓或溫度傳感器使用，如圖4所一般性說明的。
另一種替換是使用鎖相環(PLL)作為頻率發生器。頻率發生器可以配置為具有從晶體獲得的參考或其他合適參考的PLL合成器(包括VCO)。PLL鎖定機制可以用來初始調諧VCO。一旦調諧完成，PLL的剩餘部分可以關閉，VCO將操作為頻率發生器，生成本地振蕩器信號而不使用壓電晶體。這將不會節省PLL的成本，但將節省在正常操作中操作PLL的功率。這個方法還可以修改以使用無晶體振蕩器作為參考頻率發生器。與晶體相比，這將節省成本。這個方法的優勢在於允許無晶體參考在低頻實現，以便更好的組件匹配以及由此而帶來的更好的頻率準確性。
當頻率偏移出現在接收機的頻率容許度之外時，可以採用Callaway等在2003年10月3日提交的題為「Sync Bursts for FrequencyOffset Compensation」的美國專利申請No.10/678,416所述的獲取方案(摩託羅拉代理卷號CML01150J)。在該技術中，使用分組之前或多分組的交換之前的短同步突發的序列來實現傳輸協議。同步突發可以順序發送，每一突發具有從發射機中心頻率的固定頻率偏移。同步突發的組將跨越發射機和接收機之間頻率偏移的期望範圍，使得活動接收機將接收至少一個突發。接收機隨後根據頻率突發中包含的信息修改其中心頻率，從而使得發射機和接收機中心頻率之差在調製格式的可接收容許度之內。
為了證明相位噪聲的消除，考慮使用如圖5所示的差分碼片檢測器的示例系統的電路圖。圖5示出了用於建模DSSS BPSK(二進位相移鍵控)系統模型的框圖，其調製器具有差分碼片編碼，簡單AWGN(加性高斯白噪聲)信道具有本地振蕩器(LO)減損，其解調器具有差分碼片檢測。在調製器中，來自源204的二進位數據碼元αn∈{±1}在上採樣器208以因子M進行上採樣(up-sample)，其中M表示DSSS擴頻因子。上採樣後的數據序列在乘法器212乘以由擴頻碼發生器216生成的周期擴頻序列bk∈{±1}，從而形成調製碼片序列ck。不失一般性地，假設bk的周期等於M，由此每一數據碼元包含完整周期的擴頻序列。接著，使用乘法器220和224對碼片值差分編碼，並映射以在脈衝整形器228使用單位能量的平方根升餘弦(SRRC)脈衝整形p(t)和滑落(rolloff)因子α來發射脈衝。在放大器232施加2Ec的平方根的增益因子，從而使得發射信號的復包絡可以表示如下s(t)=2Eckdkp(t-kTc)---(1)]]>其中Tc是碼片周期，Ec是碼片能量，Eb＝MEc是每數據比特的能量。注意到，圖2的DSSS調製器130對應於模塊208、212、216、220、224、228和232。RF上變頻器134包括244，而振蕩器240對應於頻率發生器126。這樣，從上採樣器208到圖5的放大器232的任何東西都屬於圖2-3的DSSS調製器130內。圖5中的振蕩器240和混頻器244表示組合的RF上變頻器134和變頻器108二者的頻率偏移以及相位噪聲貢獻。圖5中的模塊270表示圖1-3中的差分碼片檢測器116。
圖5中的其他部件(248、252、258和262)可以被視為圖1-3的變頻器108的部分。
為了進行分析，發射信號s(t)經受本地振蕩器減損，包括從振蕩器模型240到乘法器244的頻率偏移ω，相位偏移，和相位噪聲θ(t)，結果在加法器248與來自AWGN發生器252的噪聲信號n(t)相加。(注意，振蕩器模型240對圖1-4中的非晶體頻率發生器112、126、150、170建模。)接收信號的復包絡為r(t)＝s(t)ej(ax+θ(t)+)+n(t)＝s(t)ejβ(t)+n(t)(2)其中，β(t)表示本地振蕩器模型的複合相位信號。加性噪聲n(t)是具有雙邊帶功率譜密度No/2的帶通噪聲的復包絡。一般n(t)表示接收機熱噪聲，但在特定條件下，其也可以包括多址幹擾。接收信號r(t)由碼片匹配濾波器(CMF)258以脈衝整形p(t)進行濾波並最優地在採樣器262每碼片(t＝kTc)一次地進行採樣，以產生接收序列rk。
接收序列rk傳遞通過差分碼片檢測器270，其具有的乘法器274將接收序列rk乘以通過取接收序列rk的延遲版本(在延遲278，延遲Tc)、然後在復共軛器282取該信號的復共軛而生成的信號。在模塊286取上述得到的信號的實部，以產生對調製碼片序列的估計 其隨後在乘法器290使用來自擴頻碼發生器292的擴頻序列bk的同步本地副本進行解擴。最後，解擴序列在模塊294在每一數據碼元周期上積分，在下採樣器296進行下採樣，結果γn被傳遞到決策閾值298以獲得對二進位數據碼元的估計 差分碼片檢測器270可用於實現參看圖1-3所述的差分碼片檢測器(處理器)116。
為了估計圖5的系統的BER性能，做出幾個假設和近似，以保持示例模型的簡單。模型的有效性可以隨後通過對系統方針結果的比較來得到測試。
首先從CMF 258的採樣輸出開始。對SRRC脈衝整形的使用，以及理想碼片定時的假設，通常導致接收碼片採樣rk沒有碼片間幹擾(ICI)。為了在頻率偏移和相位噪聲存在的情況下保持該屬性，將假髮相位信號β(t)關於碼片速率緩慢地變化。這樣，接收序列可以表示為
rk=2EcdkejK+nk---(3)]]>噪聲採樣nk假設是不相關零均值復高斯隨機變量，方差為n2=2No.]]>噪聲還可以使用實部和虛部表示為nk＝xk+jyk，其中，xk和yk是實數的、不相關的、零均值高斯隨機變量，方差為x2=y2=No.]]>給出接收序列(3)，差分碼片檢測的輸出可表示為c~k=Re{rkrk-1*}]]>=Re2Ecdkdk-1*ej(k-k-1)+2Ecnkdk-1*e-jk-1+2Ecdkejknk-1*+nknk-1*---(4)]]>使用所需的差分檢測結果ck=dkdk-1*,]]>以及觀察到碼片序列ck和dk是實數值的，公式(4)縮減為c~k=2Ecckcos(k)+zk---(5)]]>其中，Δβk是連續碼片間的相位差，zk是總體噪聲分量。
碼片相位差Δβk是頻率偏移和相位噪聲的函數。
Δβk＝βk-βk-1＝ωTc+θk-θk-1(6)＝ωTc+Δθk加上差分相位噪聲Δθk，成為零均值高斯隨機變量，方差為σΔθ2。這樣，Δβk是均值等於頻率偏移項ωTc的高斯變量。(5)中的複合加性噪聲如下給出zk=xkxk-1+ykyk-1]]>+2Ec{dk-1(xkcosk-1+yksink-1)---(7)]]>+dk(xk-1cosk+yk-1sink)}]]>其中，zk是零均值隨機變量，其方差可以估計為
z2=x4+y4+2Ecx2cos2k-1+y2sin2k-1+x2cos2k+y2sin2k---(8)]]>=2No2+4EcNo]]>通過較小的努力，可以使噪聲採樣zk顯示為不相關的。
在M採樣數據碼元周期上解擴和集成之後，決策統計變為rn=2anEb1Mk=1Mcos(k)+k=1Mzk---(9)]]>=2anEbn+k]]>其中，αn是所需二進位數據值，εn是頻率偏移和相位噪聲帶來的能量損失因子，ηk是方差為2=Mz2]]>的積分噪聲。在沒有頻率偏移和相位噪聲的情況下，ε＝1；否則，ε＜1，這有效地降低了每比特的能量。雖然採樣zk不是高斯變量，但集成噪聲ηk可以近似為高斯變量(使用中心極限定理)。該近似對於M為大數值的情況更加準確。
使用條件概率密度函數(PDF)f(γn|an＝1)和f(γn|an＝-1)的知識來規定最大似然度(ML)決策規則。在沒有相位噪聲的情況下，εn將是確定性的，條件PDF將是高斯函數。但是，相位噪聲使得εn成為隨機的，得到的PDF將難於(如果有可能)封閉地獲得。對於大數值的M，通過用均值ε來代替(9)中的εn，可以得到簡單近似。
=1Mk=1Mcos(k)=cos(k)]]>(10)
其中，fΔβ(Δβk)是Δβk的高斯PDF。(10)中的積分可以使用高斯分布的特徵函數ψ(υ)簡單地估算。
=Re{(1)}=cos(Tc)e-2/2---(11)]]>這個結果表明整體能量損失是頻率偏移和相位噪聲造成的單獨損失的積。
在(9)中把εn用其均值替換後，條件PDF變為高斯PDF，ML決策規則將是Choose:a~n=1ifn0]]>(12)a~n=-1ifn0]]>該二進位決策的誤碼概率為[5]Pb=Q(4Eb)---(13)]]>將2=Mz2]]>和(8)代入(13)得到Pb=Q(22(Eb/No)2M+2(Eb/No))]]>(14)=Q(2(EbNo)DCD)]]>(14)中最後的表達式是相干BPSK的誤碼概率，(Eb/No)DCD表示差分檢測後的有效比特能量與噪聲密度比。
為了估算上面給出的解析模型，應該指定相位噪聲特徵。特別地，(11)中定義的平均能量降低εn將取決於差分相位噪聲Δθk的方差。給出本地振蕩器相位噪聲的功率譜密度Pθ(f)，Δθk的方差可以計算為2=20P(f)|H(f)|2df]]>(15)
其中，HΔθ(f)是差分碼片檢測所產生的相位傳輸函數。這裡將考慮簡單的1/f2相位噪聲特徵，功率譜密度(PSD)給出為P(f)=P(fo)(fof)2---(16)]]>
其中，Pθ(fo)是在參考頻率fo的雙邊PSD水平。這表示在頻率生成單元中的相位噪聲的保守上界，其中相對有噪聲的振蕩器受到鎖相環控制。而且，假定CMF有效地將相位噪聲的帶寬限制為±1/2Tc，從而使得24P(fo)fo201/2Tc[1-cos(2fTc)]f2df---(17)]]>在上面的積分界限內，HΔθ(f)具有高通特性，其解釋了差分檢測為什麼有助於抑制封閉本地振蕩器相位噪聲。增加碼片速率將有效地使相位噪聲更接近該傳輸函數的低端，由此實現更高程度的噪聲抑制。
使得變量變化x＝fTc＝f/Rc，並且解數值積分，給出24TcP(fo)fo200.5[1-cos(2x)]x2dx---(18)]]>=30.5Tcfo2P(fo)]]>將這個結果代入(11)，頻率偏移和相位噪聲產生的平均能量損失近似為=cos(Tc)exp{-15.25Tcfo2P(fo)}---(19)]]>公式(14)和(19)表示簡單解析模型，其允許我們快速預測擴頻因子和碼片速率的寬範圍的性能。
對圖5的系統進行了計算仿真。仿真採樣速率是八倍碼片速率，碼片同步是理想的。為擴頻碼選擇最大長度序列(m序列)，SRRC脈衝整形給出滑落因子α＝1.0。當擴頻因子隨著解析模型與仿真相比僅稍稍優化而增長，解析模型的準確性也得到改善。對於每一雙倍的擴頻因子，仿真的和解析的結果漸進地接近1.5dB的Eb/No的增長。這個斜率還可以在(14)中觀察到，其中，對於大的M，差分檢測後的有效比特能量與噪聲密度比變為
(EbNo)DCD1M(EbNo)2---(20)]]>這樣，為了保持(14)中的常數誤碼概率，每一雙倍的M伴隨著Eb/No的(或1.5dB)的增長。更一般地，每一K倍的M的增長，伴隨著Eb/No的 的增長。
接下來，考慮相位噪聲和頻率偏移的效應。為了歸一化結果，定義下面的比率用於(19)K=fo2P(fo)Rc=fo2P(fo)MRb---(21)]]>其中，Rc＝1/Tc＝MRb是系統的碼片速率，Rb是系統的碼率。根據(19)，相位噪聲造成的能量損失與K成比例。這樣，對於給定的可接受損失水平，增加碼片速率將允許相位噪聲的成比例的增長。
為了正確地推出結果，考慮這樣的示例系統Rb＝100kb/s，M＝100，Rc＝10Mc/s。對於10-3的BER，該系統在fo＝1MHz應該具有15.7dB的Eb/No和-70dBc/Hz的相位噪聲PSD。這個相位噪聲水平容易使用低成本集成VCO設備在合理的頻率獲得。
接下來，對相位噪聲增加0.05Rc和0.1Rc的頻率偏移。對於仿真和解析結果，由於頻率偏移而增加的損失是大約0.2dB。由於頻率偏移的損失的範圍為1.0dB到1.5dB，模型準確性由於相位緩慢變化的假設而輕微變化。使用同前面一樣的示例系統，Rb＝100kb/s且M＝100，並且進一步假設載波頻率為2.4GHz，這些結果表明，對於增加的1dB的損失，系統可以容許1MHz的頻率偏移(～400ppm)。
這樣，考慮到上面的情況，很明顯，DSSS信號的碼片級差分檢測有助於減輕振蕩器相位噪聲以及頻率偏移的效應。當系統帶寬靈活時，增加擴頻因子改善相位噪聲容許度，並且允許使用更低成本的、有更多噪聲的頻率參考。增加擴頻因子同時會降低SNR性能，但這個折中對於極低設備尺寸和成本至上的應用來說是可以接受的。
儘管仿真和解析模型聚焦於具有1/f2相位噪聲模型的DSSS BPSK系統，但基本結論同樣適用於具有其他數據調製格式(例如M元正交)以及更一般相位噪聲特性的DSSS系統。顯示了簡單的解析模型以便於預測系統性能，尤其是對於仿真時間會非常長的大擴頻因子，而且其可以容易地擴展到其他系統。
考慮到上面的公開，本領域技術人員將認識到，與本發明相一致的特定實施例可以使用專用硬體實現或者可以使用編程的處理器(專用或通用)來實現。通用計算機、基於微處理器的計算機、微控制器、光學計算機、模擬計算機、專用處理器、專用集成電路(ASIC)和/或專用硬連線邏輯都可用來構建等價的本發明的實施例。
儘管描述了特定說明性實施例，但很明顯，本領域技術人員根據上面的描述可以認識到許多替換、修改、置換和變化。
權利要求書(按照條約第19條的修改)(根據PCT條約第19條的修改)1.一種直接序列擴頻(DSSS)通信設備，包括頻率發生器，其生成本地振蕩器信號而不使用壓電晶體；變頻器，其接收所述本地振蕩器信號，將所述本地振蕩器信號與接收的DSSS信號混頻，以產生下變頻信號，其中，所述的接收的DSSS信號是使用第一組DSSS代碼進行編碼的；差分檢測器，其接收所述下變頻信號並將所述下變頻信號轉換成差分檢測信號；以及相關器，其接收所述差分檢測信號並將所述差分檢測信號與差分檢測的一組DSSS代碼進行相關。
2.根據權利要求1所述的DSSS通信設備，其中，所述的差分檢測的一組DSSS代碼是由所述第一組DSSS代碼時移整數個碼片周期得到的。
3.根據權利要求1所述的DSSS通信設備，其中，所述的差分檢測信號包括輸出碼片，該輸出碼片是所述的接收的DSSS信號的多個連續碼片的函數。
4.根據權利要求1所述的DSSS通信設備，其中，所述的頻率發生器具有小於約0.12/T的頻率容許度，其中T是碼片周期。
5.根據權利要求1所述的DSSS通信設備，其中，所述的頻率發生器包括電感-電容(LC)型振蕩器、電阻-電容(RC)型振蕩器、弛張振蕩器、環形振蕩器和壓控振蕩器中的一個。
6.根據權利要求5所述的DSSS通信設備，進一步包括用於初始調整所述本地振蕩器信號的頻率的裝置。
7.根據權利要求5所述的DSSS通信設備，進一步包括補償電路，其補償所述頻率發生器在溫度或工作電壓中至少一個上的變化。
8.根據權利要求1所述的DSSS通信設備，其中，所述的變頻器包括多轉換變頻器。
9.根據權利要求1所述的DSSS通信設備，其中，所述的下變頻信號包括基帶信號。
10.根據權利要求1所述的DSSS通信設備，其中，所述的下變頻信號包括中頻(IF)信號。
11.根據權利要求1所述的DSSS通信設備，進一步包括RF源，用於生成RF發射機載波信號；以及DSSS調製器，其使用至少一個已知DSSS代碼，將要發射的消息調製到所述發射機載波信號上。
12.根據權利要求11所述的DSSS通信設備，其中，所述的RF源包括生成所述RF發射機載波信號而不使用壓電元件的振蕩器。
13.根據權利要求1所述的DSSS通信設備，其中，所述的差分檢測器包括接收所述下變頻信號並從中產生輸出碼片的處理器，所述輸出碼片是所述接收的DSSS信號的多個連續碼片的函數。
14.根據權利要求13所述的DSSS通信設備，其中，所述的相關器將所述處理器的輸出處的輸出碼片與已經從所述接收的DSSS信號獲得的至少一個DSSS代碼進行相關。
15.一種直接序列擴頻(DSSS)通信設備，包括RF源，其生成發射機載波信號，其中，所述RF源包括生成所述RF發射機載波信號而不使用壓電元件的振蕩器；補償電路，其補償所述RF源在溫度或工作電壓中至少一個上的變化；以及DSSS調製器，其使用至少一個已知DSSS碼字，將要發射的消息調製到所述發射機載波信號上。
16.根據權利要求15所述的DSSS通信設備，其中，所述的頻率發生器包括電感-電容(LC)型振蕩器、電阻-電容(RC)型振蕩器、弛張振蕩器、環形振蕩器和壓控振蕩器中的一個。
17.根據權利要求15所述的DSSS通信設備，進一步包括用於初始調整所述RF發射機載波信號的頻率的裝置。
18.一種直接序列擴頻(DSSS)通信方法，包括生成本地振蕩器信號而不使用壓電晶體；將所述本地振蕩器信號與接收的DSSS信號混頻，以產生下變頻信號，其中，所述的接收的DSSS信號是使用第一組DSSS代碼進行編碼的；差分解碼所述下變頻信號，以產生差分檢測信號；以及將所述差分檢測信號與第二組DSSS代碼進行相關。
19.根據權利要求18所述的DSSS通信方法，其中，所述的第二組DSSS代碼是由所述第一組DSSS代碼時移整數個碼片周期得到的。
20.根據權利要求18所述的DSSS通信方法，其中，所述的差分檢測信號包括輸出碼片，該輸出碼片是所述的接收的DSSS信號的多個連續碼片的函數。
21.根據權利要求18所述的DSSS通信方法，進一步包括生成RF發射機載波信號；以及使用至少一個已知DSSS代碼，將要發射的消息調製到所述發射機載波信號上。
22.根據權利要求21所述的DSSS通信方法，其中，所述的RF發射機載波信號是不使用壓電元件而生成的。
權利要求
1.一種直接序列擴頻(DSSS)通信設備，包括頻率發生器，其生成本地振蕩器信號而不使用壓電晶體；變頻器，其接收所述本地振蕩器信號，將所述本地振蕩器信號與接收的DSSS信號混頻，以產生下變頻信號，其中，所述的接收的DSSS信號是使用第一組DSSS代碼進行編碼的；差分檢測器，其接收所述下變頻信號並將所述下變頻信號轉換成差分檢測信號；以及相關器，其接收所述差分檢測信號並將所述差分檢測信號與差分檢測的一組DSSS代碼進行相關。
2.根據權利要求1所述的DSSS通信設備，其中，所述的差分檢測的一組DSSS代碼是由所述第一組DSSS代碼時移整數個碼片周期得到的。
3.根據權利要求1所述的DSSS通信設備，其中，所述的差分檢測信號包括輸出碼片，該輸出碼片是所述的接收的DSSS信號的多個連續碼片的函數。
4.根據權利要求1所述的DSSS通信設備，其中，所述的頻率發生器具有小於約0.12/T的頻率容許度，其中T是碼片周期。
5.根據權利要求1所述的DSSS通信設備，其中，所述的頻率發生器包括LC型振蕩器、RC型振蕩器、弛張振蕩器、環形振蕩器和壓控振蕩器中的一個。
6.根據權利要求5所述的DSSS通信設備，進一步包括用於初始調整所述本地振蕩器信號的頻率的裝置。
7.根據權利要求5所述的DSSS通信設備，進一步包括補償電路，其補償所述頻率發生器在溫度或工作電壓上的變化。
8.根據權利要求1所述的DSSS通信設備，其中，所述的變頻器包括多轉換變頻器。
9.根據權利要求1所述的DSSS通信設備，其中，所述的下變頻信號包括基帶信號。
10.根據權利要求1所述的DSSS通信設備，其中，所述的下變頻信號包括中頻(IF)信號。
11.根據權利要求1所述的DSSS通信設備，進一步包括RF源，用於生成RF發射機載波信號；以及DSSS調製器，其使用至少一個已知DSSS代碼，將要發射的消息調製到所述發射機載波信號上。
12.根據權利要求11所述的DSSS通信設備，其中，所述的RF源包括生成所述RF發射機載波信號而不使用壓電元件的振蕩器。
13.根據權利要求1所述的DSSS通信設備，其中，所述的差分檢測器包括接收所述下變頻信號並從中產生輸出碼片的處理器，所述輸出碼片是所述接收的DSSS信號的多個連續碼片的函數。
14.根據權利要求13所述的DSSS通信設備，其中，所述的相關器將所述處理器的輸出處的輸出碼片與已經從所述接收的DSSS信號獲得的至少一個DSSS代碼進行相關。
15.一種直接序列擴頻(DSSS)通信設備，包括RF源，其生成發射機載波信號，其中，所述RF源包括生成所述RF發射機載波信號而不使用壓電元件的振蕩器；以及DSSS調製器，其使用至少一個已知DSSS碼字，將要發射的消息調製到所述發射機載波信號上。
16.根據權利要求15所述的DSSS通信設備，其中，所述的頻率發生器包括LC型振蕩器、RC型振蕩器、弛張振蕩器、環形振蕩器和壓控振蕩器中的一個。
17.根據權利要求15所述的DSSS通信設備，進一步包括用於初始調整所述RF發射機載波信號的頻率的裝置。
18.根據權利要求15所述的DSSS通信設備，進一步包括補償電路，其補償所述RF源在溫度或工作電壓上的變化。
19.一種直接序列擴頻(DSSS)通信方法，包括生成本地振蕩器信號而不使用壓電晶體；將所述本地振蕩器信號與接收的DSSS信號混頻，以產生下變頻信號，其中，所述的接收的DSSS信號是使用第一組DSSS代碼進行編碼的；差分解碼所述下變頻信號，以產生差分檢測信號；以及將所述差分檢測信號與第二組DSSS代碼進行相關。
20.根據權利要求19所述的DSSS通信方法，其中，所述的第二組DSSS代碼是由所述第一組DSSS代碼時移整數個碼片周期得到的。
21.根據權利要求19所述的DSSS通信方法，其中，所述的差分檢測信號包括輸出碼片，該輸出碼片是所述的接收的DSSS信號的多個連續碼片的函數。
22.根據權利要求19所述的DSSS通信方法，其中，所述的本地振蕩器信號是使用LC型振蕩器、RC型振蕩器、弛張振蕩器、環形振蕩器和壓控振蕩器中的一個來生成的。
23.根據權利要求19所述的DSSS通信方法，進一步包括生成RF發射機載波信號；以及使用至少一個已知DSSS代碼，將要發射的消息調製到所述發射機載波信號上。
24.根據權利要求23所述的DSSS通信方法，其中，所述的RF發射機載波信號是不使用壓電元件而生成的。
全文摘要
與特定實施例相一致的一種直接序列擴頻(DSSS)接收機(100)具有頻率發生器(112)，其生成本地振蕩器信號而不使用壓電晶體。變頻器(108)接收本地振蕩器信號，將本地振蕩器信號與接收的DSSS信號混頻，以產生下變頻信號。接收的DSSS信號是使用第一組DSSS代碼進行編碼的。差分碼片檢測器(116)接收下變頻信號並將下變頻信號轉換成差分檢測信號。相關器(120)接收差分檢測信號並將差分檢測信號與從第一組DSSS代碼時移的一組DSSS代碼進行相關。本摘要不視為限制，因為其他實施例可能與本摘要中所述的特徵相比有所改變。
文檔編號H04B7/216GK1871785SQ200480030658
公開日2006年11月29日 申請日期2004年11月3日 優先權日2003年11月17日
發明者弗雷德裡克·L·馬丁, 埃德加·H·卡拉維, 保羅·E·戈爾達伊, 戴維·B·塔烏本海姆 申請人:摩託羅拉公司(在德拉瓦州註冊的公司)