無刷電動機的驅動電路的製作方法

2023-10-09 19:47:54

專利名稱：無刷電動機的驅動電路的製作方法
技術領域：
本發明涉及無刷電動機的驅動電路。
在現有技術中，無刷電動機的旋轉驅動控制可以大致分為兩種控制功能。一種是控制通入各相電樞線圈的電流的通電時間的換向控制，另一種是用於使轉速保持恆定的速度控制。對於換向控制，需要有表示電樞線圈同轉子相對位置的轉子位置信號，另一方面，對於速度控制，需要有表示轉子轉速的速度信號。
在現有的典型無刷電動機的換向轉換控制中，使用了霍爾元件等轉子位置檢測元件。但是，由於轉子位置檢測元件並不便宜而且還需要很多的引線，就有因為複雜而引起成本增加的缺點。
而且，由於安裝了轉子位置檢測元件，就限制了電動機的小型薄型化。由於轉子位置檢測元件的輸出會隨溫度溼度而變化，因而在可靠性上也存在問題。
為了克服上述缺點，提出了幾種由電樞線圈中所感應的反應電壓信號來檢測轉子位置的無刷電動機驅動方式。作為由反應電壓信號進行位置檢測的驅動方式的典型方案是如在特公昭58-25038中所記載的那樣。其中披露了兩種方案通過比較端電壓相互的大小來進行位置檢測；和通過比較電樞線圈的中點電壓與端電壓的大小來進行位置檢測。
其中通過比較中點電壓和端電壓的大小來進行位置檢測方式的全部結構由

圖120所表示。在圖120中，12、13、14是星形接法的無刷電動機電樞線圈，11是切換流通在電樞線圈12、13、14中的通電電流的電橋電路。比較器500分別對不在電樞線圈中點上的各相端電壓U、V、W同中點電壓M進行比較，從而檢測轉子位置。換向控制裝置501根據由比較器500所檢測的轉子位置來控制電橋電路11，通過使預定相的電樞線圈通電來使轉子旋轉。
而且，作為補償在該端電壓比較時產生的相位滯後，在特開昭51-100216中揭示了一種把電樞線圈中的電阻降程度看作為恆定值而由分壓電阻來補償相位滯後的方法。
但是，在利用電樞線圈中所感應的反應電壓而檢測轉子位置的驅動方式中，當轉子的轉速達到預定值以上而在電樞線圈端上不產生預定反應電壓時，就不能檢測轉子的位置。由此，在起動時不能得到轉子位置，因而就需要從外部強制地施加旋轉磁場的裝置。但是，在從外部強制施加旋轉磁場的情況下，轉子和電樞線圈的相對位置並不一定會停在能夠向正轉方向旋轉的位置上，則由於轉子的位置會使轉矩在起動開始時向反轉方向作用，就有不能正常起動的問題。
為了解決這個問題，在例如特開昭57-173385和特開平2-237490等中提出了改進方案。在特開昭57-173385中揭示了這種起動方式設置有在起動時使電樞線圈的特定相以預定時間通電的裝置和從外部強制地給電樞線圈施加旋轉磁場的裝置，在起動時把轉子固定在預定位置上，然後才使轉子開始旋轉。用圖121來對特開昭57-173385的方式進行說明。在圖121(a)中，固定計時電路512和3相DC無刷電動機的電樞線圈12(U相)、13(V相)、14(W相)通過電源開關511被連接到電源510上。電樞線圈12、13、14分別同三極體515、516、517的集電極相連接，這些三極體的發射極接地，而構成驅動電路518。
切換計時電路513和旋轉磁場發生電路514同固定計時電路512相連接，而且該切換計時電路513同切換電路519相連接。切換電路519把從旋轉磁場發生電路514所輸出的驅動電路518的驅動電流同根據從電樞線圈12、13、14所檢測的感應電壓而得到的驅動電流進行切換以提供給驅動電路518。各相的三極體515、516、517的基極連接在該切換電路519的輸出端上。感應電壓檢測電路520連接在切換電路519的輸入端上。電樞線圈12、13、14連接在該感應電壓檢測電路520的輸入端上。3相輸出信號從旋轉磁場發生電路514分別輸入該切換電路519的輸入端。
由於這種結構，當電源開關511接通時，電樞線圈12、13、14的一端連接到電源上，同時固定計時電路512工作，給電樞線圈12、13、14的某一相例如W相進行勵磁的如圖121(b)所示的控制信號512就被定時輸出到旋轉磁場發生電路514中，同時輸出到切換計時電路513中。控制信號521從該固定計時電路512輸出，經過一定時間後，固定計時電路512斷開。在該斷開中，用於分別給電樞線圈12、13、14勵磁的圖121(b)所示的驅動信號523、524、525通過切換電路519從旋轉磁場發生電路514分別輸出到三極體515、516、517的基極上。該切換電路519根據從切換計時電路513所輸出的圖121(b)所示的切換指令信號522而切換為圖121(a)所示的實線連接狀態，並且在從該切換計時電路513所輸出的切換指令信號522變為低電平之前，維持該連接狀態。
根據從旋轉磁場發生電路514所輸出的驅動信號而把驅動信號依次加到驅動電路518的三極體515、516、517的基極，則電流從電源510依次流過電樞線圈12、13、14，在電樞線圈12、13、14中形成旋轉磁場，轉子開始旋轉。
這樣，當電動機被起動而經過預定時間後，從切換計時電路513所輸出的切換信號522變為低電平，切換電路519進行切換。作為感應電壓檢測電路520輸出的驅動信號被輸出到驅動電路518中，依次驅動三極體515、516、517，三相無刷電動機維持旋轉。
下面對特開平2-237490進行說明。該無刷電動機設有用於檢測轉子的旋轉位置的磁電變換元件。而且，在起動時，根據磁電變換元件檢測的旋轉位置，預先從為起動而設定的多個通電模式中選擇出對應於轉子停止位置的預定通電切換模式，由該所選擇的通電切換模式切換向定子電樞線圈的驅動電流，產生旋轉磁場而使轉子起動。而且，如果在定子電樞線圈中產生的感應電壓達到了檢測轉子旋轉位置的必要值，就從感應電壓檢測轉子的旋轉位置，由該檢測輸出切換向電樞線圈的驅動電流，產生旋轉磁場而旋轉驅動轉子。
另一方面，在現有技術中對於無刷電動機的速度控制，一般是使用通過控制電樞線圈中所流通的電流量而使轉速保持為恆定的方式。圖122是表示現有無刷電動機驅動電路的速度控制系統的方框圖。在圖122中，530是檢測轉子的實際轉速並輸出速度信號的速度檢測電路；531是以基準時鐘對速度信號的周期進行計數並輸出具有相當於速度誤差的脈寬的速度誤差信號的速度誤差信號檢測電路；速度誤差補償濾波器532，根據速度誤差信號，把速度誤差為0這種電流指令值輸出到電流供給電路533。電流供給電路533根據電流指令值來調節供給無刷電動機534的電樞線圈的電流量。在這種現有的無刷電動機驅動電路中，速度誤差補償濾波器由模擬濾波器構成，使用圖123所示這種把PI濾波器460和一階滯後濾波器464串聯連接的方式。
在現有無刷電動機驅動電路中，在利用由基準時鐘計數速度信號的周期而改變電動機的指令轉數的情況下，使輸入上述速度誤差檢測器的基準時鐘的頻率與指令轉數成比例而變化來切換轉數。
在檢測用於控制無刷電動機轉速的速度信號的方式中，在現有技術中是利用稱之為使用專用頻率發電機作為速度檢測的FG方式，和利用電樞線圈中所感應的反應電壓信號的振幅與轉速成比例而檢測速度的方式。
現有的通過比較兩個端電壓大小來進行位置檢測的驅動方式，由於進行比較的兩個端電壓中的一方為通電相而另一方為不通電相，則在負載時當通電電流上升時通電相的電樞線圈中的電阻降的影響就會變大，而在轉子位置信號中產生相位滯後。
由於該相位滯後在換向時間上發生滯後，就減小了所產生的轉矩而降低了轉速。當轉速減小時，為了提高轉度而提高通電電流，就會發生電阻降的影響進一步變大這樣的惡性循環。在最壞的情況下，由於不能產生高於負載的轉矩而陷入停止狀態。
另一方面，在現有的通過比較中點電壓和端電壓的大小來進行位置檢測的驅動方式中，雖然解決了在位置檢測信號中產生滯後這樣的問題，但由於需要把中點從無刷電動機內部引出，而使得引線處理變得複雜。
由於由中點電壓和端電壓的比較所得到的轉子位置信號相對於實際需要的轉子位置信號在電角度上要偏移30度相位，就必須進行相位校正。通常，在相位校正中往往使用積分濾波器，但在電動機進行可變速運轉的情況下，必須要改變積分濾波器的常數。而且，如果常數是固定的，在過渡狀態中換向工作就會變得不穩定。
而且，在上述兩種驅動方式中，由於隨著驅動三極體的開關而在端電壓波形上發生的尖峰狀噪聲的影響，使得轉子位置信號變得不正確。
在由專用頻率發電機檢測速度的方式中，需要機械加工精度高的頻率發電機，而且，由於使用專用檢測器，在空間利用效率、成本方面是不利的。
而在由反應電壓振幅來檢測速度的方式中，由於通過驅動電流在電樞線圈中流通而產生的電壓與反應電壓相重疊，僅檢測反應電壓信號的振幅是困難的，而且隨著周圍環境的變化振幅也發生變化。
由上述那樣構成的現有無刷電動機的起動方式，在起動開關接通後，由於在預定相中必須等待預定時間，因而在起動時要花費較多的時間。
當起動失敗時需要進行再次起動，因而在起動時要花費更多的時間。
上述那樣構成的現有無刷電動機驅動電路的速度誤差補償濾波器，在大的低通外部幹擾情況下，不能完全壓縮外部幹擾，其結果不能滿足旋轉精度的規格要求。
在現有無刷電動機驅動電路中，當給予電動機的指令轉數變化時，需要具有使輸入速度誤差檢測器的基準時鐘的頻率與指令轉數成比例地變化的功能。
由於現有無刷電動機驅動電路不能使換向的時間與增減電樞線圈電流的時間同步，因而就不適於進行所謂把由電樞線圈電阻值和通入線圈的電流值所決定的校正值對線圈電壓進行實現驅動期間的加減運算的處理。
由於現有無刷電動機驅動電路用矩形波驅動信號來開關驅動三極體，則在換向時就會產生噪聲。
為了解決上述問題，本發明的目的是提供一種在負載時在轉子位置信號上沒有相位滯後、不管穩定時還是過渡時間都能穩定地旋轉驅動而且引線處理也不複雜的無刷電動機驅動電路。
本發明的又一個目的是提供一種即使隨著驅動三極體的開關在端電壓波形上產生尖峰狀電壓變化也能正確地檢測轉子位置信號的無刷電動機驅動電路。
本發明的另一個目的是提供一種不設置專用的速度檢測器就能獲得速度信號的無刷電動機驅電路。
本發明的又一個目的是提供一種不受負荷條件的影響就能在最短時間內確實起動的無刷電動機驅動電路。
本發明的再一個目的是提供一種能在低通外部幹擾大的情況下完全壓縮外部幹擾而提供高精度的旋轉的無刷電動機驅動電路。
本發明的再一個目的是提供一種能通過切換速度誤差檢測器的目標轉速和速度誤差補償濾波器的增益元件使電動機的轉數穩定地變化的無刷電動機驅動電路。
本發明的再一個目的是提供一種具有能使換向的時間與減小電樞線圈電流的時間同步結構的無刷電動機驅動電路。
本發明的再一個目的是提供一種換向時的噪聲很小的無刷電動機驅動電路。
本發明所述的無刷電動機的驅動電路包括由多相電樞線圈驅動轉子的無刷電動機的各相線圈端電壓檢測裝置；在實際驅動期間僅把由電樞線圈電阻和線圈電流決定的校正值同各相檢測線圈端電壓進行加減運算的各相端電壓校正裝置；比較該校正後的各相端電壓的大小的比較裝置。用由上述比較裝置檢測的轉子位置信號來進行各相電樞的外加驅動。
本發明的另一種無刷電動機的驅動電路包括由多相電樞線圈驅動轉子的無刷電動機的各相線圈端電壓檢測裝置；在實際驅動期間僅把由電樞線圈電阻和線圈電流決定的校正值同各相間的線圈端電壓進行加減運算的各相間電壓差校正裝置；比較該校正後的各相間電壓差的大小的比較裝置。用由上述比較裝置檢測的轉子位置信號來進行各相電樞線圈的外加驅動。
設置轉子位置信號的前沿·後沿信號檢測裝置，把它們的信號檢測結果看作為檢測速度信號而進行速度反饋控制。
把給勵磁驅動各相電樞線圈的橋式電路的驅動信號為驅動狀態的期間作為實際驅動期間信號提供給各相端電壓校正裝置。
把給勵磁驅動各相電樞線圈的橋式電路的驅動信號為驅動狀態的期間作為實際驅動期間信號提供給各相間電壓差校正裝置。
設置同勵磁驅動電樞線圈的橋式電路串聯連接的實際電流檢測電阻，把流過該檢測電阻的電流作為線圈電流提供給各相端電壓校正裝置。
設置同勵磁驅動電樞線圈的橋式電路串聯連接的實際電流檢測電阻，把流過該檢測電阻的電流作為線圈電流提供給各相間電壓差校正裝置。
設置檢測各相端電壓的大小或各相間電壓差大小的比較信號的前沿·後沿邊緣的微分電路；和用由該微分電路檢測邊緣的時間閂鎖上述比較信號的閂鎖電路，把各閂鎖電路輸出進行組合而作為轉子位置信號進行各相電樞線圈的外加驅動。
本發明的另一種無刷電動機的驅動電路包括轉子位置信號生成裝置，從由多相電樞線圈驅動轉子的無刷電動機的各相端電壓或各相間的電壓差來檢測轉子位置信號；計數器，檢測上述輸出的轉子位置信號的前沿·後沿邊緣並從各檢測邊緣信號中選擇需要的邊緣信號作為一方的輸出，並且對需要的邊緣信號進行計數而作為起動時各相電樞線圈的外加驅動信號；脈衝發生裝置，把該計數器的一方輸出作為輸入，該輸入在不能得到預定時間的情況下使計數器進行正計數在起動時由上述計數器的輸出進行電樞線圈的外加驅動。
本發明的另一種無刷電動機的驅動電路包括轉子位置信號生成裝置，從由多相電樞線圈驅動轉子的無刷電動機的各相端電壓或各相間電壓差來檢測轉子位置信號；計數器，檢測上述輸出的轉子位置信號的前沿·後沿邊緣並從各檢測邊緣信號中選擇需要的邊緣信號而作為一方輸出，並且對需要的邊緣信號進行計數而作為起動時各相電樞線圈的外加驅動信號；脈衝發生器，把該計數器的一方輸出作為輸入，該輸入在不能得到預定時間的情況下使計數器進行正計數；穩態旋轉檢測裝置，由上述轉子位置信號和上述計數器輸出的組合來監視電動機的旋轉，在旋轉異常時輸出再起動脈衝而成為起動狀態，在旋轉異常時由計數器的輸出進行電樞線圈的外加驅動。
設置切換裝置和計時器，對下述兩種情況進行切換，即在起動時或再起動時，根據計數器的值來驅動各相電樞線圈，而在其後的穩態時由轉子位置信號來驅動各相電樞線圈。由計時器設定起動或再起動時間並進行切換。
設置切換裝置，對下列兩種情況進行切換，即在起動或再起動時，根據計數器的值來驅動各相電樞線圈，而在其後的穩態時，由轉子位置信號來驅動各相電樞線圈。隨著上述計數器成為預定值而結束起動或再起動時間並進行切換。
設置切換裝置，對下列兩種情況進行切換，即在起動或再起動時，根據計數器的值來驅動各相電樞線圈，而在其後的穩態時，由轉子位置信號來驅動各相電樞線圈；和轉子速度信號檢測裝置。隨著所檢測的速度信號成為預定速度而結束起動或再起動時間並進行切換。
設置切換裝置，對下列兩種情況進行切換，即在起動或再起動時，根據計數器的值來驅動各相電樞線圈，而在其後的穩態時，由轉子位置信號來驅動各相電樞線圈。隨著所檢測的轉子位置信號成為預定組合值而結束起動或再起動時間並進行切換。
設置切換裝置，對下列兩種情況進行切換，即在起動或再起動時，根據計數器的值來驅動各相電樞線圈，而在其後的穩態時，由轉子位置信號來驅動多相電樞線圈。隨著給各相電樞線圈的驅動信號成為預定的組合值而結束起動或再起動時間並進行切換。
設置切換裝置，對下列兩種情況進行切換，即在起動或再起動時，根據計數器的值來驅動各相電樞線圈，而在其後的穩態時，由轉子位置信號來驅動各相電樞線圈；和根據需要設置計時器或轉子速度信號檢測裝置。隨著計時器設定時間結束或速度信號檢測值成為預定速度或計數器成為預定值或所檢測的轉子位置信號成為預定組合值或給各相電樞線圈的驅動信號成為預定組合值這幾種情況成立，結束起動或再起動時間並進行切換。
設置計數器，在輸入計數器的轉子位置信號未進行預定時間變化的情況下，作為旋轉異常而輸出再起動脈衝並成為起動狀態，成為使其本身進行正計數。
設置位置檢測器，檢測相對於從各相端電壓或各相間電壓差檢測出的轉子位置信號偏移電角度π/6的位置；和保持電路，輸出由該位置檢測器的輸出和起動指示信號決定的選擇信號。在起動或再起動時，計數器根據上述選擇信號決定給各相電樞的驅動信號。
設置位置檢測器，檢測相對於從各相端電壓或各相間電壓差所檢測出的轉子位置信號偏移電角度π/6的位置；和保持電路，輸出由該位置檢測器的輸出和起動指示信號決定的選擇信號。把上述位置檢測器的輸出使用到起動或再起動時的最初的給電樞的驅動信號上，在其後的起動或再起動時的驅動中，使用計數器根據上述選擇信號決定給各相電樞的驅動信號組合的信號。
本發明的另一種無刷電動機的驅動電路，在基本結構上，進一步設置有微分電路，用來檢測各相端電壓大小或各相間電壓差大小的比較信號的前沿·後沿邊緣；計時器，根據該微分電路的邊緣檢測而進行工作並在預定時間後停止工作；閂鎖電路，根據微分電路中檢測出邊緣的時間來閂鎖比較信號，根據計時器停止的時間解除閂鎖。把上述閂鎖電路的輸出進行組合而作為轉子位置信號進行各相電樞線圈的外加驅動。
根據給電樞的指令轉數來變化閂鎖電路從閂鎖比較信號到解除閂鎖的計時器時間長度。
本發明的另一種無刷電動機的驅動電路包括轉子位置信號生成裝置，用來從多相的各相端電壓或各相間電壓差檢測轉子的位置信號；脈衝發生裝置，用來檢測該輸出的轉子位置信號的前沿·後沿邊緣，從各檢測邊緣信號中選擇需要的邊緣信號並提供輸出脈衝列，在需要的邊緣信號不能在預定時間內得到的情況下提供模擬脈衝列；計數器，用來對該脈衝發生裝置的輸出進行計數；穩態旋轉檢測裝置，用來在轉子位置信號同計數器的值的關係不是預定關係的情況下輸出旋轉異常信號；再起動脈衝發生裝置，用來在起動和再起動後的設定時間內遮蔽上述穩態旋轉檢測裝置的旋轉異常信號，在設定時間結束後根據上述旋轉異常信號輸出再起動脈衝。在起動時和由再起動脈衝所產生的再起動時的設定時間內，由計數器的輸出進行電樞線圈的外加驅動。
設置切換裝置和計時器，對下列情況進行切換，即在起動或再起動時，根據計數器的值驅動各相電樞線圈，在其後的穩態時根據轉子位置信號驅動各相電樞線圈。由計時器來設定起動或再起動時間並進行切換。
本發明的另一種無刷電動機的驅動電路包括速度檢測裝置，用來檢測轉子旋轉的速度；速度誤差檢測裝置，用來把該檢測出的轉子實際轉速同目標轉速之差作為速度誤差信號輸出；速度誤差補償濾波器，用來把該檢測出的速度誤差信號作為輸入，比例·積分(PI)濾波器與一階滯後濾波器構成並聯電路，將該並聯電路的各輸入相加值作為一階滯後濾波器的串聯電路的輸入，把相加的一階滯後輸出作為給電樞線圈的電流指令值。
此外還包括速度檢測裝置，用來檢測轉子旋轉的速度；速度誤差檢測裝置，用來把檢測出的轉子實際轉速與目標轉速之差作為速度誤差信號而輸出；速度誤差補償濾波器，用來把該檢測出的速度誤差信號作為輸入，比例·積分濾波器與一階滯後濾波器構成串聯電路，該串聯電路與不相同另外設置的一階滯濾波器構成並聯電路，把該並聯電路的各輸出相加值作為給電樞線圈的電流指令值。
此外還包括速度檢測裝置，用來檢測轉子旋轉的速度；速度誤差檢測裝置，用來把該檢測出的轉子實際轉速與目標轉速之差作為速度誤差信號而輸出；速度誤差補償濾波器，用來從該檢測出的速度誤差信號獲得給電樞線圈的電流指令值。根據給無刷電動機驅動電路的指令轉數來變化速度誤差檢測裝置的目標轉速和速度誤差補償濾波器的增益。
本發明的另一種無刷電動機的驅動電路，包括轉子位置檢測裝置，用來檢測電樞線圈同轉子的相對位置；轉向控制裝置，用來根據該檢測出的轉子位置切換通電相；速度檢測裝置，用來檢測轉子旋轉的速度；速度誤差檢測裝置，用來把該檢測出的轉子實際轉速與目標轉速之差作為速度誤差信號而輸出；速度誤差補償濾波器，用來從該檢測出的速度誤差信號獲得給電樞線圈的電流指令值。由換向控制裝置來切換通電相併在一定時間後進行給電樞線圈的電流指令值的增減。
在起動和再起動期間，給電樞線圈提供最大電流。
本發明的另一種無刷電動機的驅動電路，包括轉子位置信號生成裝置，用來從多相的各相端電壓或各相間電壓差檢測出轉子位置信號；脈衝發生裝置，用來檢測該輸出的轉子位置信號的前·後沿邊緣，從各檢測出的邊緣信號中選擇需要的邊緣信號而提供輸出脈衝列，在需要的邊緣信號未得到預定信號的情況下提供模擬脈衝列；計數器，用來對該脈衝發生裝置的輸出進行計數。由計數器的輸出來進行電樞線圈的外加驅動。
本發明的另一種無刷電動機的驅動電路，其基本結構包括換向電路，從由包含各相端電壓或各相間電壓差校正裝置和比較該輸出的各相端電壓或各相間電壓差的大小的比較裝置的轉子位置信號檢測裝置所檢測出的轉子位置信號來獲得電樞線圈驅動信號；梯形驅動信號生成電路，對該換向電路的輸出進行加工而成為梯形的驅動信號。把該梯形驅動信號提供給電樞線圈。
在梯形驅動信號生成電路中設置充放電電路，由來自外部的控制信號來改變該充放電電路的時間常數。
設置使轉子位置信號的相位提前的相位超前電路，把該相位超前電路的相位超前量設定約為相當於驅動電樞線圈的梯形驅動信號的梯度時間的1/2。
本發明的無刷電動機的驅動電路，在所檢測出的各相線圈端電壓上僅在實際驅動期間才進行線圈電流部分的電壓校正，由校正後的各相端電壓的比較結果的信號組合來驅動電樞。
本發明的無刷電動機的驅動電路，在所檢測出的各相間線圈端電壓差上僅在實際驅動期間才進行線圈電流部分的電壓校正，由校正後的各相間電壓差的比較結果的信號組合來驅動電樞。
轉子位置信號的前沿·後沿信號被作為檢測速度信號來進行反饋控制。
給橋式電路的驅動信號把處於驅動狀態期間作為實際驅動狀態而認為是線圈端電壓的校正期間。
給橋式電路的驅動信號把處於驅動狀態期間作為實際驅動狀態而認為是各相間線圈端電壓差的校正期間。
在串聯連接在橋式電路中的電阻中所流通的電流被作為線圈電流檢測，作為給線圈端電壓的校正電壓而使用。
在串聯連接在橋式電路中的電阻中所流通的電流作為線圈電流被檢測，作為給各相間線圈端電壓差而被使用。
對各線圈電壓或相間電壓差相互間的大小比較信號進行一次微分，由該微分信號所得到的時間來閂鎖比較信號而生成不受噪聲影響的新的轉子位置信號。由這些位置信號的組合來驅動電樞線圈。
本發明的無刷電動機的驅動電路，選擇轉子位置信號的前沿·後沿邊緣中的所需要的信號，在起動時，使用該選擇的需要信號來驅動電樞線圈。
本發明的無刷電動機的驅動電路，選擇轉子位置信號的前沿·後沿邊緣中的所需要的信號，監視電動機的旋轉狀態，在旋轉異常時使用該選擇的需要信號來驅動電樞線圈。
進行從起動時到穩態時的驅動切換，由計時器相對應的設定時間來決定起動時間。
進行從起動時到穩態時的驅動切換，由計數器進行正計數作為預定值來決定起動時間。
進行從起動時到穩態時的驅動切換，由轉子的檢測速度作為預定速度來決定起動時間。
進行從起動時到穩態時的驅動切換，由所檢測出的轉子位置信號作為預定值來決定起動時間。
進行從起動時到穩態時的驅動切換，由給電樞的驅動信號作為預定值來決定起動時間。
進行從起動時到穩態時的驅動切換，由設定時間結束、到達設定速度、預定數的計數、轉子位置信號為穩態、給電樞的驅動信號為穩態這些條件成立來決定起動時間。
監視計數器的工作，在沒有輸出的情況下看作為旋轉異常而成為再起動狀態。
通過檢測其他的預定電角度偏離位置的位置信號，來決定起動或再起動時的給電樞的驅動信號組合。
通過檢測其他的預定電角度偏離位置的位置信號，由該位置信號來決定起動或再起動時的最初驅動信號，由該位置信號和其他條件來決定其後的起動或再起動時的給電樞的驅動信號組合。
通過由預定時間對各線圈電壓或相間電壓差相互間大小比較信號進行預定時間閂鎖，得到變化的未進行波形整形的轉子位置信號，由該轉子位置信號的組合驅動電樞線圈。
解除閂鎖的計時器時間根據從外部給電樞的指令轉數而變化。
本發明的無刷電動機的驅動電路，在起動和再起動時，切換成為使電動機正轉的強制通電相，並且，在起動或再起動後，在經過預定時間後，當旋轉異常時，成為再起動狀態。
由計時器設定從起動時到穩態時的驅動切換，確實地進行轉換。
在本發明的無刷電動機的驅動電路中，經過並聯在比例積分(PI)濾波器上的壓縮低通外部幹擾的一階滯後濾波器，從速度誤差信號變換為給電樞線圈的電流指令值。
在本發明的無刷電動機的驅動電路中，經過與比例積分(PI)濾波器和一階滯後濾波器的串聯電路並聯設置的壓縮低通外部幹擾的一階滯後濾波器，從速度誤差信號變換為給電樞線圈的電流指令值。
在本發明的無刷電動機的驅動電路中，目標轉速和速度誤差補償濾波器的增益根據給電動機的指令轉數而變化，從速度誤差信號獲得給電樞線圈的電流指令值，給速度誤差檢測器的基準時鐘為恆定的。
在本發明的無刷電動機的驅動電路中，在進行了通電相的切換後，在一定時間後發出對給電樞線圈的電流量增減的指令。
在本發明的無刷電動機的驅動電路中，在起動和再起動時給電樞提供最大電流，以確實起動。
本發明的無刷電動機的驅動電路，選擇轉子位置信號的前沿·後沿邊緣中的所需要的信號，由對該需要的信號進行計數的計數器的值來驅動電樞線圈。
設置對矩形波的驅動信號進行處理而生成梯形濾驅動信號的裝置，由該梯形波的驅動信號來驅動電樞線圈。
由來自外部的控制信號來改變梯形波驅動信號的梯度。
通過相位超前電路，使梯形波驅動信號的大致梯度中心與最佳換向時間相一致。
圖1是表示本發明的無刷馬達驅動裝置的實施例1的整體結構的方框圖。
圖2是表示端子電壓校正電路的具體結構例的圖。
圖3是表示實施例1的比較電路的具體結構圖。
圖4是說明實施例1、2的工作的信號波形圖。
圖5是說明實施例1、2的工作的信號波形圖。
圖6是校正轉換信號生成電路的結構圖和端子電壓的信號波形圖。
圖7是表示通電相和驅動信號關係圖。
圖8是表示本發明的無刷馬達驅動裝置的實施例2的整體結構方框圖。
圖9是表示端子間電壓校正電路的具體結構例的圖。
圖10是說明端子間校正電路工作的圖表。
圖11是表示實施例2的比較電路的具體結構例的圖。
圖12是說明端子間電壓校正電路工作的圖表。
圖13是表示本發明的無刷馬達驅動裝置的實施例3的整體結構的方框圖。
圖14是表示本發明的無刷馬達驅動裝置的實施例4的整體結構方框圖。
圖15是表示本發明的無刷馬達驅動裝置的實施例5的整體結構方框圖。
圖16是表示本發明的無刷馬達驅動裝置的實施例6的整體結構方框圖。
圖17是表示波形整形電路的具體結構例的圖。
圖18是說明波形整形電路工作的信號波形圖。
圖19是說明波形整形電路工作的信號波形圖。
圖20是表示本發明的無刷馬達驅動裝置的實施例8的整體結構方框圖。
圖21是表示實施例8的驅動信號和通電相關係的圖表。
圖22是表示實施例8的驅動信號與轉子位置信號關係的圖表。
圖23是表示實施例8的計數器電路的具體結構例的圖。
圖24是說明實施例8的計數器電路工作的圖表。
圖25是說明實施例8的計數器電路工作的圖表。
圖26是表示實施例8的脈衝發生電路的具體結構例的圖。
圖27是表示實施例8的驅動信號和計數器電路的輸出值關係的圖表。
圖28是說明實施例8工作的定時圖。
圖29是說明實施例8工作的定時圖。
圖30是表示本發明的無刷馬達驅動裝置的實施例9的整體結構方框圖。
圖31是表示轉子位置信號與計數器值關係的圖表。
圖32是說明實施例9工作的定時圖。
圖33是表示本發明的無刷馬達驅動裝置的實施例10的整體結構方框圖。
圖34是表示實施例10的轉換信號發生電路的具體結構例的圖。
圖35是說明實施例10的轉換信號發生電路工作的定時圖。
圖36是表示本發明的無刷馬達驅動裝置的實施例11的整體結構方框圖。
圖37是表示實施例11的轉換信號發生電路的具體結構例的圖。
圖38是說明實施例11的轉換信號發生電路工作的定時圖。
圖39是表示本發明的無刷馬達驅動裝置的實施例12的整體結構方框圖。
圖40是表示實施例12的轉換信號發生電路具體結構例的圖。
圖41是說明實施例12的轉換信號發生電路工作的定時圖。
圖42是表示本發明的無刷馬達驅動裝置的實施例13的整體結構方框圖。
圖43是表示實施例13的轉換信號發生電路的具體結構例的圖。
圖44是說明實施例13的轉換信號發生電路工作的定時圖。
圖45是表示本發明的無刷馬達驅動裝置的實施例14的整體結構方框圖。
圖46是表示實施例14的轉換信號發生電路的具體結構例的圖。
圖47是說明實施例14的轉換信號發生電路工作的定時圖。
圖48是表示本發明的無刷馬達驅動裝置的實施例15的整體結構方框圖。
圖49是表示實施例15的轉換信號發生電路的具體結構例的圖。
圖50是說明實施例15的轉換信號發生電路工作的定時圖。
圖51是表示本發明的無刷馬達驅動裝置的實施例16的整體結構方框圖。
圖52是表示實施例16的轉換信號發生電路的具體結構例的圖。
圖53是用以說明速度信號生成電路工作的定時圖。
圖54是說明實施例16的轉換信號發生電路工作的定時圖。
圖55是表示本發明的無刷馬達驅動裝置的實施例17的整體結構方框圖。
圖56是表示實施例17的轉換信號發生電路的具體結構例的圖。
圖57是說明實施例17的轉換信號發生電路工作的定時圖。
圖58是表示本發明的無刷馬達驅動裝置的實施例18的整體結構方框圖。
圖59是表示實施例18的轉換信號發生電路的具體結構例的圖。
圖60是說明實施例18的轉換信號發生電路工作的定時圖。
圖61是表示本發明的無刷馬達驅動裝置的實施例19的整體結構方框圖。
圖62是表示實施例19的轉換信號發生電路的具體結構例的圖。
圖63是說明實施例19的轉換信號發生電路工作的定時圖。
圖64是表示本發明的無刷馬達驅動裝置的實施例20的整體結構方框圖。
圖65是表示實施例20的轉換信號發生電路的具體結構例的圖。
圖66是說明實施例20的轉換信號發生電路工作的定時圖。
圖67是表示實施例21的整體結構的方框圖。
圖68是表示本發明的無刷馬達驅動裝置的實施例22的整體結構方框圖。
圖69是說明實施例22的工作的定時圖。
圖70是說明實施例22的工作的圖表。
圖71是表示實施例22的計數器電路的具體結構例的圖。
圖72是說明實施例22的工作的圖表。
圖73是說明實施例22的工作的定時圖。
圖74是說明實施例22的工作的定時圖。
圖75是表示本發明的無刷馬達驅動裝置的實施例23的整體結構方框圖。
圖76是說明實施例23的工作的定時圖。
圖77是說明實施例23的工作的定時圖。
圖78是表示本發明的無刷馬達驅動裝置的實施例24的整體結構方框圖。
圖79是表示本發明的無刷馬達驅動裝置在正常旋轉狀態的端子電壓校正電路各部分的信號波形圖。
圖80是表示圖78的波形整形電路的結構例的圖。
圖81是表示正常旋轉中的端子電壓波形和波形整形電路各部分波形的圖。
圖82是說明圖80的波形整形電路的工作的信號波形圖。
圖83是說明實施例25的掩碼信號發生電路和定時器的工作的信號波形圖。
圖84是說明實施例25的掩碼信號發生電路和定時器的工作的信號波形圖。
圖85是說明實施例25的掩碼信號發生電路和定時器的工作的信號波形圖。
圖86表示實施例26的啟動電路的結構。
圖87表示實施例26的模擬脈衝發生電路的結構。
圖88是說明實施例26的模擬脈衝發生電路的工作的信號波形圖。
圖89表示實施例26的再啟動脈衝發生電路的一個結構例。
圖90是說明實施例26的工作的信號波形圖。
圖91表示實施例27的啟動電路的結構。
圖92表示實施例27的轉換信號發生電路的結構。
圖93是表示轉換信號發生電路的工作的信號波形圖。
圖94是實施例28的速度誤差補償濾波器的方框圖。
圖95表示實施例28的速度誤差補償濾波器的頻率特性。
圖96是實施例28的數字式速度誤差補償濾波器的方框圖。
圖97是實施例29的速度誤差補償濾波器的方框圖。
圖98表示實施例29的速度誤差補償濾波器的頻率特性。
圖99是實施例29的數字式速度誤差補償濾波器的方框圖。
圖100是表示本發明的無刷馬達用驅動電路的實施例30的整體結構方框圖。
圖101表示實施例30的速度誤差檢測電路的結構。
圖102是實施例31的PI濾波器方框圖。
圖103是說明實施例32的無刷馬達用驅動電路的工作的信號波形圖。
圖104是表示本發明的無刷馬達用驅動電路的實施例33的整體結構方框圖。
圖105表示實施例33的速度誤差補償濾波器的結構。
圖106是表示本發明的無刷馬達用驅動電路的實施例34的整體結構方框圖。
圖107表示實施例34的脈衝選擇電路的結構。
圖108是說明實施例34的驅動電路的工作的定時圖。
圖109是說明實施例34的驅動電路的工作的定時圖。
圖110是表示本發明的無刷馬達用驅動電路的實施例35的整體結構方框圖。
圖111表示梯形驅動信號生成電路中的邏輯電路的結構。
圖112表示實施例35的充放電電路的結構。
圖113是說明實施例35的驅動電路的工作的定時圖。
圖114表示梯形驅動信號生成電路中的梯形波合成電路的結構。
圖115是表示本發明的無刷馬達用驅動電路的實施例36的整體結構方框圖。
圖116表示實施例36的充放電電路的結構。
圖117是說明實施例36的驅動電路的工作的信號波形圖。
圖118是表示本發明的無刷馬達用驅動電路的實施例37的整體結構方框圖。
圖119表示實施例37的比較電路的結構。
圖120是表示以往的無刷馬達用驅動裝置的整體結構方框圖。
圖121表示以往的無刷馬達用驅動裝置的整體結構及其工作定時圖。
圖122是表示以往的無刷馬達用驅動電路的速度控制系統的結構的方框圖。
圖123是以往的無刷馬達用驅動電路的速度誤差補償濾波器的方框圖。
實施例1在本發明中，檢測各相電樞線圈電壓，由於在對檢測出的線圈電壓進行比較而得到的位置信號上會產生相位滯後，則僅在實際負載狀態下施加為負載電阻和電流的乘積的校正電壓來校正該相位滯後，得到實際負載狀態下的正相位的位置信號，根據該位置信號，由轉向電路生成各電樞線圈的驅動電壓。
下面說明一個例子，從各相電樞線圈電壓檢測出等效的電動機速度，把該檢測速度進行反饋而在轉子速度控制中使用。
由本實施例來說明根據該設想形成的無刷電動機的構成和工作。圖1是表示根據本發明的無刷電動機驅動裝置的第一實施例的整體結構方框圖。在圖1中，12、13、14是中點不接地的三相星形接法的無刷電動機電樞線圈，11是對驅動三極體組TR1-TR6進行通電控制而把預定的驅動電流提供給電樞線圈12、13、14的橋式電路。為了方便把電樞線圈12、13、14稱為U相、V相、W相。1是對端電壓進行校正而輸出校正端電壓信號1a、1b、1c的端電壓校正電路，2是比較所校正的各相端電壓的大小而得到邏輯信號2a、2b、2c的比較電路，3是對邏輯信號2a、2b、2c進行波形整形而得到轉子位置信號3a、3b、3c的波形整形電路，上述1、 2、3的部件構成了轉子位置信號生成電路4。5是輸入能使電動機旋轉的電動機旋轉信號的端子，6是脈衝發生電路，7是計數器電路，8是切換信號發生電路，換向電路9根據從轉子位置信號生成電路4、端子5、計數器電路7、切換信號發生電路8所輸入的信號的狀態而輸出驅動信號9a-9f，以開關控制驅動三極體組TR1-TR6。
圖2表示端電壓校正電路1的一個具體結構例。在圖2中，20-34是npn三極體，35是pnp三極體，36-56是電阻，57-60是恆流源。U相端電壓輸入npn三極體20的基極，V相端電壓輸入npn三極體25的基極，W相端電壓輸入npn三極體30的基極，電流控制電路211的輸出(相當於電樞線圈電阻降的電壓)通過端子61連接到pnp三極體35的基極上。62-67是輸入切換端電壓校正的校正切換信號的端子。各相所校正的端電壓作為1a、1b、1c而輸出。
圖3表示比較電路2的一個具體結構例。在圖3中，70-81是電阻，82-84是差動放大電路，85-87是比較器。所校正的U相端電壓1a分別通過電阻70.75輸入，差動放大電路82的正向輸入端和差動放大電路83的反向輸入端；所校正的V相端電壓1b分別通過電阻74，79輸入差動放大電路83的正向輸入端和差動放電路84的反向輸入端；所校正的W相端電壓1c分別通過電阻78.71輸入差動放電路84的正向輸入端和差動放大電路82的反向輸入端。差動放大電路82、83、84的反向輸入端通過電阻73、77、81連接在差動放大電路82、83、84的輸出端上，各個輸出端連接在比較器85、86、87的正向輸入端上。基準電壓Vref輸入差動放大電路82、83、84的非反向輸入端和比較器85、86、87的反向輸入端。差動放大電路82輸出以Vref為中心電壓的1a和1c的差動放大信號。由比較器85比較該差動放大信號和Vref而得到邏輯信號2a。由同樣的程度得到邏輯信號2b、2c。
圖4表示未校正端電壓的情況下的無負載時各相端電壓波形和從比較電路2輸出的邏輯信號2a、2b、2c與通電相的關係。雖然在實際的端電壓波形上當換向時會發生尖峰狀電壓波動，但在此為簡化說明而將其省略。在無負荷時，由於通電電流量小，電樞線圈上的電阻降可以忽略不計，端電壓波形為圖4所示的左右對稱形，可以得到與轉子具有預定相位關係的邏輯信號。
另一方面，圖5表示未校正端電壓情況下的負載時各相的端電壓波形和從比較電路2輸出的邏輯信號2a、2b、2c與通電相的關係。在負載時，由於具有通電電流，就不能對電樞線圈上的電阻降的影響忽略不計。進行比較的兩個端電壓，一方為通電相而另一方為不通電相。例如，當從V→W向U→W切換通電時，雖然把V相和U相的端電壓進行比較，但V相為通電相而U相為不通電相。電阻部分的電壓重疊到作為通電相的V相端電壓波形上。由於另一方U相中沒有電流流通，反應電壓僅產生在端電壓中(由於橋式電路的電源電壓固定為Vcc而中點是不接地的，則中點電壓下降電阻降部分，作為實際所觀測的端電壓波形，作為不通電相的U相端電壓為電位下降形)。因此，在V相端電壓和U相端電壓的電壓電位相一致的位置上會發生偏移，所得到的邏輯信號，與由圖5的2b為例所表示的無負載時的情況相比，相位滯後了。
為了解決發生該相位滯後的問題，可以採用在從通電相的端電壓上加上或減去電阻降部分的電壓以後，再比較端電壓的大小，從而得到邏輯信號2a、2b、2c。例如，對於U相來說，在V相或W相通電時從U相減去電阻降部分的電壓，在U相通電時從V相或W相加上電阻降部分的電壓。
下面參照附圖對端電壓校正電路1的具體工作進行說明。在圖2中，雖然表示的U、V、W三相時的端電壓校正電路，但在此著眼於V相的端電壓校正電路來進行說明。
首先，對端子62和端子63為高電平的情況進行分析。此時，由於npn三極體22、npn三極體24的集電極電壓為0，則npn三極體21、npn三極體23的發射極電壓也為0，在電阻37、電阻40中沒有電流流通。因此，流過電阻36(電阻值R1)的電流為由恆流源57所提供的i1，在U相端電壓校正電路的輸出端上所觀測到的電壓為從端電壓校正電路的輸入值減去在三極體20的基極—發射極間電壓(Vbe)和電阻36上的電阻降電壓的差值。
1a＝U-Vbe-R1·i1 (1)然後對端子62和端子63為低電平的情況進行分析。在端子61上輸入為Vir的電壓。此時，由於npn三極體22、npn三極體24的集電極電壓為Vir+Vbe(V)，npn三極體21、npn三極體23的發射極電壓為Vir，在電阻37(電阻值R2)、電阻40(電阻值R2)中分別流通Vir/R2的電流。因此，在電阻36中流通的電流是由恆流源57所提供的i1和流通在電阻37、電阻40中的電流之和，在U相端電壓校正電路的輸出端上所觀測到的電壓為式(2)那樣1a＝U-Vbe-R1·i1-2·R1·Vir/R2(2)在端子62為高電平而端子63為低電平的情況下，或者在端子62為低電平而端子63為高電平的情況下，由於不是電阻37就是電阻40不流通Vir/R2的電流，則在U相端電壓校正電路的輸出端上所觀測到的電壓為式(3)那樣1a＝U-Vbe-R1·i1-R1·Vir/R2(3)結果，如果在要加上電阻降部分的電壓時(V→U、W→U通電時)，把端子62、端子63設定為高電平，而在要減去電阻降部分的電壓時(U→V、U→W通電時)，把端子62、端子63設定為低電平，就能校正端電壓。
在U相為不通電相而沒有必要校正時(V→W、W→V通電時)，可以把端子62設定為高電平把端子63設定為低電平，或者把端子62設定為低電平把端子63設定為高電平。同樣，對於V相，在要加上電阻降部分的電壓時(U→V、W→V電時)，把端子64、端子65設定為高電平，而在要減去電阻降部分的電壓時(V→U、V→W通電時)，把端子64、端子65設定為低電平，在沒必要進行校正時(U→W、W→U通電時)，把端子64設定為高電平把端子65設定為低電平，或者把端子64設定為低電平把端子65設定為高電平。
對於W相，在要加上電阻降部分的電壓時(U→W、V→W通電時)，把端子66端子67設定為高電平，在要減去電阻降部分的電壓時(W→U、W→V通電時)，把端子66、端子67設定為低電平，在沒有必要進行校正時(U→V、V→U通電時)，把端子66設定為高電平把端子67設定為低電平，或者把端子66設定為低電平把端子67設定為高電平。圖6(b)表示把通電相與輸入端子62-67的校正切換信號的關係集中起來形成的時序圖。
圖6(a)是用於在所檢測出的線圈端電壓上僅在實際驅動期間校正電阻·電流的乘積的具體校正切換信號生成電路16的詳細電路圖。在本實施例中，使用轉子位置信號3a、3b、3c作為輸入，通過邏輯元件的組合來把圖6(b)所示的切換信號傳送給端電壓校正電路1的各個端子62-67。
在本實施例中，如圖1所示，由電流控制電路211和其緩衝放大器212、電阻213、驅動三極體214來進行流通在電樞中的線圈電流的電流控制，所以在端電壓校正電路1的端子61上使用電流控制電路211的輸出。
電流控制電路211從邏輯脈衝信號201中檢測實際的轉速和指令轉速的誤差，控制通入電樞線圈的電流以使所檢測出的誤差為零。
而且，雖然在本實施例中是對適用於三相無刷電動機的例子進行描述，但應該明白也可以適用於不限於三相的各種多相無刷電動機。而且，也可以用OP放大器和數字IC來構成本實施例中由三極體電路所構成的裝置。
實施例2在本實施例中，檢測各相電樞線圈電壓，由於在其原狀下會發生相位滯後，則僅在實際負載狀態下把負載電阻同電流的乘積的校正電壓加到各相電壓差上來進行校正，得到實際負載狀態下的正相位下的端電壓，由換向電路根據該線圈端電壓生成各電樞線圈的驅動電路。
在本實施例中，說明由上述設想形成的無刷電動機的驅動裝置的結構和工作。圖8是表示根據本發明的無刷電動機驅動裝置的第二實施例的整體結構方框圖。在圖8中，與實施例1相同的部件用同一標號表示。轉子位置信號生成電路102由用來校正端子間電壓並輸出校正端子間電壓信號100a-100f的端子間電壓校正電路100；把所校正的端子間電壓進行比較而獲得邏輯信號101a、101b、101c的比較電路101；波形整形電路3所構成。
在圖9中示出了端子間電壓校正電路100的一個具體結構例。在圖9中，110-127是npn三極體，128是pnp三極體，129-155是電阻，156-162是恆流源。U相端電壓加到npn三極體110、117的基極，V相端電壓加到npn三極體116、123的基極，W相端電壓加到npn三極體111、122的基極，與電樞線圈電阻降相關的電壓所輸入的端子163連接到pnp三極體128的基極上。164-169是輸入切換端子間電壓校正的校正切換信號的端子。所校正的端子間電壓作為100a-100f輸出。
下面參照附圖來對端子間電壓校正電路的具體工作進行說明。在圖9中，電源電壓為Vcc，電阻129、131、138、140、147、149的電阻值為R3，電阻130、139、148的電阻值為R4，電阻134、135、143、144、152、153的電阻值為R5，由恆流源156、157、159-152提供的電流值為i2，npn三極體的基極電流為ib，輸入端子163的電壓為Vir。
首先，對端子164為高電平的情況進行分析。此時，npn三極體113的發射極電壓為0，在電阻134中沒有電流流通。在電阻130中，在從npn三極體110的發射極端子到npn三極體111的發射極端子的方向上，流通的電流為(V-W)/R4。因此，在電阻129中流通的電流為i2+(U-W)/R4-ib，從端子間電壓校正電路100所輸出的100a為式(4)那樣100a＝Vcc-R3·{i2+(U+W)/R4-ib}(4)另一方面，在端子164為低電平的情況下，在電阻134中流通的電流為Vir/R5，從端子間電壓校正電路100所輸出的100a為式(5)那樣100a＝Vcc-R3·{i2+(U+W)/R4+Vir/R5-ib}(5)如果對於其他的端子間電壓用相同的程序分析，則端子164-169的邏輯電平同100a-100f的關係為圖10那樣。
圖11表示比較電路101的一個具體結構例子。在圖11中，170-172是比較器，比較器170比較100b和100a並輸出邏輯信號101a，比較器171比較100d和100c並輸出邏輯信號101b，比較器172比較100f和100e並輸出邏輯信號101c。
下面對比較電路101的具體工作進行說明。在端子164和端子165為高電平的情況下，從比較器170輸出的邏輯信號101a為U＞W。在端子164為低電平而端子165為高電平的情況下，輸出的邏輯信號101a為{U+(R4·Vir)/(2·R5)}＞W。反之，在端子164為高電平而端子165為低電平的情況下，輸出的邏輯信號為{U-(R4·Vir)/(2·R5)}＞W。
如圖5所示，通過U相和W相的端電壓相一致來檢測轉子位置，是在從U→V到W→V切換通電時和從V→U到V→W切換通電時，但由於在哪種情況下在比較時刻U相為通電相而W相為不通電相，則電阻降部分的電壓被重疊到U相端電壓上。因而，就需要在比較時刻從V相端電壓校正電阻降部分的電壓。在從U→V到W→V切換通電時，需要從U相端電壓減去電阻降部分的電壓，在從V→U到V→W切換通電時，需要從U相端電壓加上電阻降部分的電壓。因而，把(R4·Vir)/(2·R5)作為與電樞線圈電阻降有關的電壓，而設定R4、R5，如果在U→V通電時端子164為高電平而端子165為低電平，在V→U通電時端子164為低電平而端子165為高電平，則對校正了電阻降部分的U相端電壓和W相端電壓進行比較而獲得邏輯信號101a，就能得到與實施例相同的效果。
對於其他的端子間電壓可以用相同的程序進行分析，如果在V→W通電時把端子166設定為高電平而把端子167設定為低電平；在W→V電時把端子166設定為低電平而把端子167設定為高電平；在W→U通電時把端子168設定為高電平而把端子169設定為低電平；在U→W通電時把端子168設定為低電平而把端子169設定為高電平，就能得到與實施例相同的效果。圖12表示出上述通電相同輸入端子164-169的校正切換信號的關係。
實施例3在本實施例中，檢測出實施例1所述的各相電樞線圈電壓，僅在實際負載狀態下施加作為負載電阻和電流乘積的校正電壓來進行校正，之後，根據實際負載狀態下的正相位下的端電壓，由換向電路生成各電樞線圈的驅動信號，但是，作為此時的校正切換信號來使用上述驅動信號。
在本實施例中，對根據該設想而形成的無刷電動機的驅動裝置結構和工作進行說明。圖13是表示根據本發明的無刷電動機驅動裝置的第三實施例的整體結構方框圖。在圖13中與實施例1相同的部件用相同標號來表示。在本實施例中，驅動信號9a、9b、9c、9d、9e、9f分別與端電壓校正電路1的端子63、端子65、端子67、端子62、端子64、端子66相連接。
在實施例1的圖6所示的校正切換信號是與換向同步的信號。因而，可以依次把開關驅動三極體TR1-TR6的驅動信號使用到校正切換信號中。圖7表示構成圖1這種橋式電路11情況下的通電相同驅動信號9a-9f的關係。與圖6的端子62、端子63、端子64、端子65、端子66、端子67相對的校正切換信號分別與驅動信號9d、9a、9e、9b、9f、9c相一致。因而，本發明中的無刷電動機驅動裝置的一個實施例可以構成為圖13所示那樣。
實施例4
本實施例是把實施例2和實施例3結合起來的例子。即，檢測出各相電樞線圈電壓，僅在實際負載狀態下把作為負載電阻同電流的乘積的校正電壓加到各相電壓差上來進行校正，根據正相位下的端電壓，由換向電路生成各電樞線圈的驅動信號，但是從驅動信號得到此時的校正切換信號。
圖14是表示本發明的無刷電動機驅動裝置的第四實施例整體結構的方框圖。在圖14中，與實施例2相同的部件用相同的標號表示。在本實施例中，驅動信號9a與端子間電壓校正電路100的端子165、端子168相連接，驅動信號9b與端子間電壓校正電路100的端子164、端子167相連接，驅動信號9c與端子間電壓校正電路100的端子166、端子169相連接。
在對端子間電壓進行校正時，與實施例3相同，可以在校正切換信號中依次使用開關驅動三極體TR1-TR6的驅動信號。例如，由於輸入端子164的校正切換信號在U→V通電時最好為高電平，而在V→U通電時最好為低電平，就可以使用驅動信號9b、9e。同樣，可以在輸入端子165的校正切換信號中使用驅動信號9a、9d；在輸入端子166的校正切換信號中使用驅動信號9c、9f；在輸入端子167的校正切換信號中使用驅動信號9b、9e在輸入端子168的校正切換信號中使用驅動信號9a、9d；在輸入端子169的校正切換信號中使用驅動信號9c、9f。因此，可以如圖14所示那樣來構成本發明的無刷電動機驅動裝置的一個實施例。
實施例5在本實施例中，作為僅在實際負載狀態下施加為負載電阻與電流乘積的校正電壓時的負載電流值，設置負載電流檢測傳感器電阻，由該檢測電壓得到實際負載電流。
在本實施例中，對根據上述設想而形成的無刷電動機驅動裝置的結構和工作進行說明。在圖15中，與實施例1相同的部件用相同標號表示。在本實施例中，TR4-TR6的共同的發射極端子同端電壓校正電路1的端子61相連接。
在圖15中，由於電阻10同驅動三極體TR4-TR6的共同發射極端子相連接，在電樞線圈中流通的電流流過電阻10。因此，就可以檢測出作為電阻10上的電壓降，在電樞線圈中流通的電流量。如果在電樞線圈中流過的電流為IL，一相中的電樞線圈電阻的電阻值為r，電阻10的電阻值為Rs，則在電樞線圈上的電阻降為IL·r，輸入端子61的電壓為IL·Rs。由於由端電壓校正電路所校正的電壓為R1·IL·Rs/Rz，所以可以把R1、R2、R3設定為使該值等於IL·r。
實施例6下面說明在實施例2中適用實施例5的方案的例子。
圖16是表示本發明的無刷電動機驅動裝置的第六實施例整體結構的方框圖。在圖16中，與實施例相同的部件用相同的標號表示。在本實施例中，TR4-TR6的共同發射極端子同端子間電壓校正電路100的端子163相連接。
在對端子間電壓進行校正時，與電樞線圈電阻降相關量的電壓，與實施例5相同，可以從TR6-TR6的共發射極端子上檢測，可以如圖16所示那樣構成本發明的無刷電動機驅動裝置的一個實施例。
實施例7
在上述實施例中，是把任一種波形作為沒有紊亂的理想波形來說明其工作。但在實際的波形上，有噪聲加入，工作中會產生振動，混入了圖18以後所述的尖峰狀噪聲。下面說明對這種波形進行了考慮而能正常工作的例子。
在本實施例中，對這種情況予以考慮，在由一次波形整形電路把檢測出的信號波形還願為正的穩定波形之後，再進行上述實施例中所述的校正和驅動。
圖17表示波形整形電路3的一個具體結構例子。在圖17中，180是閂鎖電路，181-186是D觸發器，187-189是EOR電路，190是OR電路，191是單穩態多諧振蕩器。圖18表示穩定旋轉狀態下的端電壓波形和波形整形電路各部分的信號波形，圖19是對圖18的時刻T0-T1之間波形進行放大的圖。
參照圖18、圖19來對波形整形電路的具體工作進行說明。給波形整形電路的輸入信號是從比較電路2或比較電路101輸出的邏輯信號2a、2b、2c或101a、101b、101c。雖然在實施例1、實施例2中，忽略不計伴隨著驅動三極體的開關而在端電壓波形上所產生的尖峰狀電壓波動，但在實際中，在端電壓波形上會發生尖峰狀電壓波動。當然，在校正了電樞線圈電阻降的端電壓波形上，也會遺留下該電壓波動。因而，把端電壓相互間進行比較而得到的邏輯信號2a、2b、2c就包含了圖18所示那樣的尖峰狀噪聲。
該邏輯信號，首先輸入閂鎖電路180。閂鎖電路180是根據使能端180a的狀態而進行閂鎖工作的電路，在使能端180a為高電平時按原狀輸出其輸入數據。當使能端180a變為低電平時閂鎖其輸入數據，在使能端180a為低電平期間，持續地輸出所閂鎖的數據。在初始狀態中，閂鎖電路180的使能端180a是高電平，邏輯信號2a、2b、2c按原狀分別輸入D型觸發器181、183、185。D型觸發器181-186和EOR電路187-189構成兩邊緣微分電路，在邏輯信號2a、2b、2c的前沿和後沿邊緣的時間下，EOR電路187-189輸出微分脈衝。在時刻T2，被校正的端電壓1a和1c的電壓電平相一致，一但2a的極性發生變化，由兩邊緣微分電路檢測邊緣，發生微分脈衝203。由OR電路190來合成EOR電路187-189的輸出信號而成為邏輯脈衝信號，並輸入單穩多諧振蕩器191。單穩多諧振蕩器191由邏輯脈衝信號201的前沿觸發，在預定時間T3內，輸出低電平的脈衝204。脈衝204輸入閂鎖電路的使能端180a。由於使能端180a為低電平，閂鎖電路108閂鎖住邏輯信號2a、2b、2c，脈衝204持續輸出低電平期間的閂鎖數據。D型觸發器182、184、186的輸出信號195、196、197成為被波形整形了的轉子位置信號3a、3b、3c，輸入下一級的換向電路9，進行轉向工作。當進行換向工作時，由於驅動三極體進行開關，在U相端電壓波形上發生尖峰狀電壓波動，其結果，在不希望的位置上即圖18、圖19的2b上發生尖峰狀的噪聲205。而且，在發生尖峰狀噪聲205的時刻，由來自單穩多諧振蕩器191的脈衝204阻塞了給閂鎖電路的輸入數據。因而，由閂鎖電路180遮蔽了尖峰狀噪聲205，在經過波形整形的轉子位置信號3a、3b、3c中不會產生尖峰狀噪聲。
在上述的波形整形電路3中，從OR電路190所輸出的邏輯信號201在穩態旋轉時是以一定時間間隔所得到的信號。因此，該邏輯信號201可以作為用於控制轉速的速度信號來使用。
而且，在本實施例中雖然描述的是三相無刷電動機的例子，但也可以適用於不限於三相的各種多相無刷電動機。
實施例8下面對在起動時對負載沒有影響的在短時間內能進行穩定起動的裝置結構和工作進行說明。
在起動時，開始進行這種驅動，即獲得由每相檢測電壓所組成的組合信號。具體地說是，從無刷電動機的各相線圈電壓檢測出轉子位置信號，檢測·選擇該轉子位置信號的前沿·後沿邊緣而得到需要的邊緣信號，並且對需要的邊緣信號進行計數而作為起動時的各相電樞線圈的外加驅動信號。進而，在沒有得到作為該輸入的時間的情況下，強制性地施加外加驅動信號。
圖20表示根據上述方案所形成的三相無刷電動機驅動裝置的一個實施例的整體結構圖。9是輸出驅動信號9a、9b、9c、9d、9e、9f的換向電路，11是對無刷電動機的預定相進行通電的橋式電路，4是從無刷電動機的各端電壓生成位置信號3a、3b、3c的轉子位置信號生成電路，7是檢測·選擇位置信號3a、3b、3c的前沿和後沿邊緣而獲得需要的邊緣信號並且對該需要的邊緣信號進行計數的計數器電路，6是輸出模擬脈衝6a的脈衝發生電路。
下面進行詳細說明。電動機旋轉信號5a是由從外部輸入的信號，在使能時代表旋轉，在阻塞時代表停止。在本實施例中，使能為高，阻塞為低。
在圖20中，電動機旋轉信號5a被接入換向電路9和計數器電路7。從換向電路9輸出的驅動信號9a、9b、9c、9d、9e、9f分別接在三極體TR1、TR2、TR3、TR4、TR5、TR6的基極上。在本實施例中，三極體TR1、TR2、TR3由pnp型三極體構成，三極體TR4、TR5、TR6由npn型三極體構成。三極體TR1、TR2、TR3的發射極同電源連接，其集電極同三極體TR4、TR5、TR6的集電極相連接，三極體TR4、TR5、TR6的發射極通過電阻10被接地。由這些三極體組構成橋式電路11。三極體TR1、TR2、TR3、TR4、TR5、TR6的集電極連接在三相無刷電動機的星形接法的U相、V相、W相的各電樞線圈端上。這樣，通過各三極體的導通截止來使各電樞線圈通電，圖21表示本實施例中的驅動信號9a、9b、9c、9d、9e、9f與通電相的關係表。圖21是用表來表示圖7的內容。如果沿圖21中箭頭的順序來切換通電相，則轉子正轉。
同橋式電路11相連接的各電樞線圈端被連在轉子位置信號生成電路4上。在轉子位置信號生成電路4中，從U相、 V相、W相的端電壓U、V、W生成了比特的位置信號3a、3b、3c。圖22表示本實施例中的驅動信號9a、9b、9c、9d、9e、9f同位置信號3a、3b、3c的邏輯關係例子。從轉子位置信號生成電路4所輸出的位置信號3a、3b、3c被輸入計數器電路7。
圖23表示本實施例的計數器電路7的結構圖。位置信號3a、3b、3c分別輸入前沿邊緣檢測電路250、252、254和後沿邊緣檢測電路251、253、255，由前沿邊緣檢測電路250、252、254輸出前沿邊緣脈衝250a、252a、254a，由後沿邊緣檢測電路251、253、255輸出後沿邊緣脈衝251a、253a、255a。所檢測出的邊緣脈衝250a、252a、254a、251a、253a、255a輸入脈衝選擇電路256。從圖20所示的脈衝發生電路6所輸出的模擬脈衝6a輸入脈衝選擇電路256。作為脈衝選擇電路256輸出的脈衝列7d被輸入計數器。在本實施例中，在對脈衝列7d進行計數的計數器中使用6進位計數器257。圖24表示在本實施例中使用的6進位計數器257的輸入脈衝數同輸出值的邏輯關係例子。在圖中輸入脈衝數為6以上時，計數器值7a、7b、7c再次從低·低·低開始計數。從計數器電路7輸出的脈衝列7d，用於輸入圖20中的脈衝發生電路6。從6進位計數器257所輸出的計數器值7a、7b、7c輸入計數器電路7內的脈衝選擇電路256和圖20中的換向電路9。脈衝選擇電路256，參照現在的計數器值7a、7b、7c，輸出正轉時下一個應該所檢測出理論上的位置信號邊緣脈衝或者模擬脈衝6a。圖25表示本實施例中的計數器值7a、7b、7c同正轉時下一個應該所檢測出的理論上的邊緣脈衝250a、252a、254a、251a、253a、255a的邏輯關係例子。從圖25可以看出，例如，在計數器值7a、7b、7c為低·低·低時，輸出邊緣脈衝253a，而在其他例子即使輸入邊緣脈衝250a，也不會輸出。但是，輸出模擬脈衝6a與計數器值7a、7b、7c無關。
圖26表示本實施例的脈衝發生電路6的結構圖。在本實施例中，由可再觸發的單觸發器260和前沿邊緣檢測電路261構成脈衝發生電路6。上述脈衝選擇電路256輸出的脈衝列7d被輸入到可再觸發的單觸發器260。可再觸發的單觸發器260的輸出260a被輸入到前沿邊緣檢測電路261，與設在上述計數器電路7中的前沿邊緣檢測電路250、252、254相同，檢測可再觸發的單觸發器260的輸出260a的前沿邊緣，輸出模擬脈衝6a。在這種結構中，在可再觸發的單觸發器260中在設定時間內輸入脈衝列7d的脈衝時，可再觸發的單觸發器260被清零，輸出260a不會變化，這樣，不會輸出模擬脈衝6a。而且，在設定時間內未輸入脈衝列7a時，由於可再觸發的單觸發器260的輸出260a為從低(電平)變到高(電平)，就檢測出其前沿，而輸出模擬脈衝6a。
在本實施例中，在可再觸發的單觸發器260被清零時的輸出260a為低(電平)時，則在預定時間內未輸入脈衝列7d的情況下變為高(電平)，使用後沿邊緣檢測電路，在可再觸發的單觸發器260被清零時的輸出260a為高(電平)時，在預定時間內未輸入脈衝到7d的情況下變為低(電平)，得到相同的模擬脈衝6a。
換向電路9，在電動機旋轉信號5a為低(電平)時，把驅動信號9a、9b、9c設定為高(電平)而把驅動信號9d、9e、9f設定為低(電平)，從而使橋式電路11的三極體組截止，無刷電動機成為不通電狀態。然後，在電動機旋轉信號5a變為高(電平)之後的起動模式中，由計數器值7a、7b、7c的組合輸出轉子正轉的驅動信號9a、9b、9c、9d、9e、9f。圖27表示本實施例中設定的驅動信號9a、9b、9c、9d、9e、9f同計數器電路7輸出值7a、7b、7c的邏輯關係組合例子。如果以圖中的箭頭方向切換驅動信號9a、9b、9c、9d、9e、9f，轉子正轉。
下面對本實施例中的無刷電動機的工作進行說明。在電動機旋轉信號5a變為高(電平)之後，由於計數器值7a、7b、7c為低·低·低，從圖27可看出驅動信號9b為低(電平)，9f為高(電平)，從圖21可看出V-W相通電。此時，為無刷電動機的轉子正轉而信號信號變化的情況、反轉而位置信號變化的情況、或停在通電穩定點上而位置信號不變化的情況。
首先，對轉子正轉的情況進行說明。圖28是轉子正轉時的各部分信號波形例子。通過V-W相通電，圖21和圖22中位置信號3a、3b、3c變為高、高、低。此時由於計數器值7a、7b、7c為低·低·低，從圖25可知，只要未檢測出邊緣脈衝253a或模擬脈衝6a，6進位計數器257不進行計數。當轉子由於慣性而接著以正轉方向旋轉時，由於在電樞線圈中發生的反應功率，端電壓U、V、W發生變化，位置信號3a、3b、3c變為高·低·低，檢測出圖28中的(A)這種邊緣脈衝253a。這樣，6進位計數器257進行正計數，計數器值7a、7b、7c變為高·低·低，由圖21和圖27可看出換向電路9把驅動信號9a、9b、9c、9d、9e、9f設定為低·高·高·低·低·高，以使U-W相通電。此後在到達穩態旋轉之前，參照計數器值7a、7b、7c的組合按圖27所示的關係依次切換通電相，以起動無刷電動機。
下面用圖29時轉子反轉而位置信號變化的情況進行說明。圖29是轉子反轉時各部分信號波形例子。當轉子反轉時，位置信號3a變化，檢測出圖29中(B)所示的邊緣脈衝251a，在上述狀態下，由於未檢測到邊緣脈衝253a，6進位計數器257不進行正計數。而且，由於在預定時間t1內不能檢測到邊緣脈衝253a，從圖29中的(c)所示的脈衝發生電路6輸出模擬脈衝6。6進位計數器257根據該模擬脈衝6a進行正計數，計數器值7a、7b、7c變為高·低·低。而且，由換向電路9把驅動信號9a、9b、9c、9d、9e·9f設定為低·高·高·低·低·高以使圖21和圖27中的U-W相通電。由此，轉子反轉，此後，與上述正轉時相同，在到達穩態旋轉之前，參照計數器值7a、7b、7c的組合，按圖27所示的關係依次切換通電相，以使無刷電動機起動。
在轉子不動位置信號不變化的情況下，與反轉時相同，由於在預定時間t1內不能檢測到邊緣脈衝253a，從脈衝發生電路6輸出模擬脈衝6。而且，與上述反轉時相同，6進位計數器257時該模擬脈衝6a進行計數，圖21和圖27中的通電相切換為U-W相，此後在到達穩態旋轉之前，參照計數器值7a、7b、7c的組合，按圖27所示關係依次切換通電相，以使無刷電動機起動。
實施例9下面對由於工作中的任一種原因使電動機停止而需要再起動的情況下，在短時間內穩定地進行再起動的裝置結構和工作進行說明。
具體地說，當再起動時，從無刷電動機的各相線圈電壓檢測出轉子的位置信號，檢測·選擇該轉子位置信號的前沿·後沿邊緣而得到所需要的邊緣信號，進而設置同該信號相組合而監視電動機旋轉的穩態旋轉檢測電路。在異常檢測時，對邊緣信號進行計數，而作為再起動時的各相電樞線圈的強制外加驅動信號。
圖30表示根據上述方案形成的三相無刷電動機驅動裝置的實施例9的整體結構。由於橋式電路11、轉子位置信號生成電路4、計數器電路7、脈衝發生電路6與實施例8相同而省略其說明。265是比較計數器值7a、7b、7c和位置信號3a、3b、3c的穩態旋轉檢測電路。
在本實施例中，位置信號3a、 3b、3c接入換向電路9。在起動模式下，與實施例8相同，由計數器值7a、7b、7c的組合來輸出驅動信號9a、9b、9c、9d、9e、9f，在穩態旋轉中，由位置信號3a、3b、3c的組合來輸出驅動信號9a、9b、9c、9d、9e、9f。位置信號3a、3b、3c和計數器值7a、7b、7c輸入穩態旋轉檢測電路265。穩態旋轉檢測電路265在穩態旋轉中，計數器值變化，之後，在預定時間後，把位置信號3a、3b、3c同計數器值7a、7b、7c進行比較。圖31表示本實施例中的位置信號3a、3b、3c和計數器值7a、7b、7c的理論邏輯關係組合例子。而且，當該組合不是圖31所示的組合時，輸出再起動脈衝265a。再起動脈衝265a輸入換向電路9。
在這種結構中，用圖32來說明穩態旋轉中由於任一種負載而使轉子停止時的例子。在圖32中，(D)以後轉子為停止。這種情況下，從脈衝(01)開始經過在脈衝發生電路6中所設定的時間t1之後，從脈衝發生電路6輸出模擬脈衝(P2)。模擬脈衝(P2)從脈衝選擇電路256作為脈衝到7d的脈衝(02)輸出，計數器值7a、7b、7c按圖24的邏輯關係例子從低·高·低變為低·低·高。由於根據位置信號3a、3b、3c的組合輸出驅動信號9a、9b、9c、9d、9e、9f，則即使計數器值7a、7b、7c發生變化也不切換通電相。並且，在計數器值7a、7b、7c發生變化後的預定時間t2之後，由穩態旋轉檢測電路265進行位置信號3a、3b、3c與計數器值7a、7b、7c的比較。在這種情況下，根據圖31，由於不是理論的組合，從穩態旋轉檢測電路265輸出再起動脈衝(q3)，而轉換為起動模式。在起動模式下，如上述那樣，根據計數器值7a、7b、7c的組合輸出起動信號9a、9b、9c、9d、9e、9f，根據圖27，驅動信號9a、9b、9c、9d、9e、9f成為高·高·低·低·高·低，而且換通電，進行正轉。此後，如實施例8所述那樣，在到達穩態旋轉之前，按照圖27所示的關係由計數器值7a、7b、7c的組合來依次切換通電。
實施例10下面說明設有從起動或再起動向穩態工作的切換裝置的電動機驅動電路。
在本實施例中，把該切換作為時間設定，在某段時間後切換為穩態工作。
圖33表示根據本發明的三相無刷電動機驅動裝置的實施例10的整體結構圖。橋式電路11、轉子位置信號生成電路4、計數器電路7、脈衝發生電路6、穩態旋轉檢測電路265與上述第8和第9實施例相同。8是切換信號發生電路，在由換向電路9輸出驅動信號9a、9b、9c、9d、9e、9f時，輸出用於切換參照計數器值7a、7b、7c和位置信號3a、3b、3c中哪一種的切換信號8a。下面說明切換信號發生電路8。
在本實施例中，電動機旋轉信號5a和再起動脈衝265a輸入切換信號發生電路8。切換信號8a輸入換向電路9。
圖34表示本實施例的切換信號發生電路8的結構圖。在本實施例中，由計時器270構成切換信號發生電路8。
下面用圖35來說明本實施例的切換信號發生電路8的工作。在本實施例中，如果輸入計時器270的電動機旋轉信號5a為高(電平)，計時器270接通，換向電路9按照圖27所示的關係由計數器值7a、7b、7c的組合輸出驅動信號9a、9b、9c、9d、9e、9f。經過預定時間to後，切換信號從低(電平)變為高(電平)，換向電路9使用位置信號3a、3b、3c的組合輸出圖22所示那樣的驅動信號9a、9b、9c、9d、9e、9f。
當換向電路9根據位置信號3a、3b、3c的組合輸出驅動信號9a、9b、9c、9d、9e、9f時，如果輸入穩態旋轉檢測電路265輸出的再起動脈衝265，計時器270被置「0」，切換信號8a從高(電平)變為低(電平)。由此，換向電路9使用計數器值7a、7b、7c來輸出驅動信號7a、9b、9c、9d、9e、9f。再經過預定時間to後，切換信號8a從低(電平)變為高(電平)，轉向電路9使用位置信號3a、3b、3c的組合來輸出圖22所示的驅動信號9a、9b、9c、9d、9e、9f。
在本實施例中，切換信號8a，在參照計數器值7a、7b、7c時設定為低(電平)而在參照位置信號3a、3b、3c時設定為高(電平)，但也可以設定為相反。
實施例11在本實施例中，在切換工作時，當計數器計數到一定值後，切換為穩態工作。由此就能使電動機確實旋轉。
圖36表示根據本發明的三相無刷電動機驅動裝置的第11實施例的整體結構圖。8c為切換信號發生電路，在由換向電路9輸出驅動信號9a、9b、9c、9d、9e、9f時，輸出用於切換參照計數器值7a、7b、7c和位置信號3a、3b、3c中哪一種的切換信號8a。下面說明切換信號發生電路8c。
在本實施例中，脈衝列7d、電動機旋轉信號5a和再起動脈衝265a接入切換信號發生電路8c。切換信號8a輸入換向電路9。
圖37表示本實施例的切換信號發生電路8c的結構圖。在本實施例中，由模式切換計數器271構成切換信號發生電路8c。
下面用圖38來說明本實施例的切換信號發生電路8c。模式切換計數器271，在電動機旋轉信號5a變為高(電平)時，開始脈衝列7d的計數，換向電路9按照圖27所示的關係由計數器值7a、7b、7c的組合來輸出驅動信號9a、9b、9c、9d、9e、9f。如果模式切換計數器271對脈衝列7d進行了預定次數X次計數，則切換信號8a從低(電平)變為高(電平)，換向電路9按圖22所示那樣根據位置信號3a、3b、3c的組合來輸出驅動信號9a、9b、9c、9d、9e、9f。
在換向電路9根據位置信號3a、3b、3c的組合來輸出驅動信號9a、9b、9c、9d、9e、9f時，如果輸入穩態旋轉檢測電路265輸出的再起動脈衝265a，模式切換計數器271被置「0」，切換信號8a從高(電平)變為低(電平)。由此，換向電路9按照圖27所示關係使用計數器值7a、7b、7c來輸出驅動信號9a、9b、9c、9d、9e、9f。模式切換計數器271再次開始脈衝列7d的計數，如果進行了預定次數X次的計數，切換信號8a從低(電平)變為高(電平)，換向電路9使用位置信號3a、3b、3c的組合來輸出圖22所示那樣的驅動信號9a、9b、9c、9d、9e、9f。
實施例12在本實施例中，根據時間和位置信號的檢測的組合來進行切換，即在滿足兩方面的條件時進行切換的方式。
圖39表示根據本發明的三相無刷電動機驅動裝置的第12實施例的整體構成圖。8D是切換信號發生電路，輸出用於切換參照計數器值7a、7b、7c和位置信號3a、3b、3c中哪一個的切換信號。下面對切換信號發生電路8D進行說明。
在本實施例中，馬達旋轉信號5a、再啟動脈衝265a、位置信號3a、3b、3c輸入到轉換信號發生電路8D。轉換信號8a輸入到換向電路9。
圖40示出本實施例的轉換信號發生電路8D的結構圖。在本實施例中由位置信號組合判斷電路272和定時器270構成轉換信號發生電路8D。定時器270與實施例10的結構相同。位置信號3a、3b、3c輸入到位置信號組合判斷電路272，位置信號3a、3b、3c成為規定的組合時，輸出成為高電平。在本實施例中，位置信號3a、3b、3c、成為高·低·低組合時，變化成高電平。位置信號組合判斷電路272和定時器270的輸出輸入到與電路273，與電路輸出273a、馬達旋轉信號5a、和再啟動脈衝265a輸入到閂鎖電路274。閂鎖電路274是藉助馬達旋轉信號5a和再啟動脈衝265a進行清機，輸入信號一旦成為高電平，直到被清機完使輸出保持為高電平的電路。
下面用圖41說明本實施例的轉換信號發生電路8D的工作。馬達旋轉信號5a一旦成為高電平，定時器270導通，換向電路9按照圖27所示的關係，通過計算值7a、7b、7c的組合，輸出驅動信號9a、9b、9c、9d、9e、9f。所以經過規定時間後定時器的輸出270a變化成高電平。而在定時器輸出270a在高電平，位置信號3a、3b、3c成為高·低·低的組合時，與電路的輸出273a變化成高電平。在馬達旋轉信號5a變成高電平後的最初的與電路輸出273a的上升邊緣，閂鎖電路274工作，轉換信號8a保持在高電平。因此，換向電路9如圖22所示，通過位置信號3a、3b、3c的組合輸出驅動信號9a、9b、9c、9d、9e、9f。
在換向電路9通過位置信號3a、3b、3c的組合輸出驅動信號9a、9b、9c、9d、9e、9f時，一旦輸入再啟動脈衝265a，定時器270和閂鎖電路274復位，轉換信號8a從高電平變為低電平。所以，換向電路9利用計算值7a、7b、7c，輸出驅動信號9a、9b、9c、9d、9e、9f。而如上所述，在規定時間to後，位置信號3a、3b、3c成為高·低·低組合時，轉換信號8a從低電平變為高電平，換向電路9再次用位置信號3a、3b、3c的組合輸出驅動信號9a、9b、9c、9d、9e、9f。
實施例13
本實施例是通過計算器將轉換變成一定值和正常檢測位置信號這兩方面來轉換的方式。
圖42示出本發明的三相無刷馬達的驅動裝置的實施例13的整體結構圖。下面說明本實施例的轉換信號發生電路8E。
在本實施例中，位置信號3a、3b、3c、脈衝列7d、馬達旋轉信號5a和再啟動脈衝265a輸入到轉換信號發生電路8E。轉換信號8a輸入到換向電路9。
圖43示出本實施例的轉換信號發生電路8E的結構。本實施例的轉換信號發生電路8E由在以上所述實施例的位置信號組合判斷電路272和模式轉換計數器271構成。
下面用圖44說明本實施例的轉換信號發生電路8E的工作。馬達轉換信號5a成為高電平後，模式轉換計數器271開始脈衝到7d的計數，換向電路9按照圖27所示的關係通過計數器值7a、7b、7c的組合輸出驅動信號9a、9b、9c、9d、9e、9f。而進行規定次數X次計數後，模式轉換計數器271的輸出271a成為高電平，位置信號成為規定的高·低·低的組合，與電路273的輸出273a成為高電平。在馬達旋轉信號5a變成高電平後最初的與電路輸出273a的上升邊緣，閂鎖電路274工作，轉換信號8a從低電平變為高電平並保持在高電平。這就能使換向電路9通過位置信號3a、3b、3c的組合輸出驅動信號9a、9b、9c、9d、9e、9f。
在換向電路9通過位置信號3a、3b、3c的組合輸出驅動信號9a、9b、9c、9d、9e、9f時，輸入再啟動脈衝265a後，模式轉換計數器271和閂鎖電路274復位，轉換信號8a從高電平變為低電平，換向電路9利用計數器值7a、7b、7c的組合，輸出驅動信號。
在模式轉換計數器271將脈衝列7d計數規定次數X次位置信號成為規定的高·低·低組合時，轉換信號8a從低電平變為高電平，再次利用位置信號3a、3b、3c的組合輸出驅動信號9a、9b、9c、9d、9e、9f。
實施例14本實施例能做到在經過規定時間後同時滿足驅動信號正常來進行轉換。
圖45示出本發明的三相無刷馬達驅動裝置的實施例14的整體結構圖。下面說明本實施例的轉換信號發生電路8F。
在本實施例中，驅動信號9a、9b、9c、9d、9e、9f、馬達旋轉信號5a、啟動脈衝265a輸入到轉換信號發生電路8F。
圖46示出本實施例的轉換信號發生電路8F的結構圖。本實施例的轉換信號發生電路8F由驅動信號組合判斷電路275和上述定時器270構成。驅動信號9a、9b、9c、9d、9e、9f輸入到驅動信號組合判斷電路275。驅動信號組合判斷電路275具有在驅動信號9a、9b、9c、9d、9e、9f成為規定的組合時其輸出275a成為高電平的結構。在本實施例中，當驅動信號9a、9b、 9c、9d、9e、9f成為低·高·高·低·高·低的組合時，其輸出275a成為高電平。驅動信號組合判斷電路275和定時器270的輸出輸入到與電路273，而與電路的輸出273a、馬達旋轉信號5a、再啟動脈衝265a輸入到上述實施例中所說的閂鎖電路274。
圖47是本實施例的轉換信號發生電路8F的工作說明圖。
馬達旋轉信號5a成為高電平後、定時器270導通，換向電路9利用計數器值的組合輸出驅動信號。而在經過規定時間to後，定時器的輸出270a變成高電平，在驅動信號9a、9b、9c、9d、9e、9f成為低·高·高·低·高·低的組合時，與電路273的輸出273a變成高電平。以後與上述實施例中所說的同樣變化，換向電路9再次利用位置信號3a、3b、3c的組合輸出驅動信號9a、9b、9c、9d、9e、9f。
輸入再啟動脈衝265a時的工作也如圖47所示，進行與上述實施例中所說的同樣的工作，換向電路9在to後再次利用位置信號3a、3b、3c的組合，輸出驅動信號9a、9b、9c、9d、9e、9f。
實施例15在本實施例中能做到通過滿足計數器計數一定值後驅動信號變成正常這兩方面的條件進行轉換。
圖48示出本發明的三相無刷馬達驅動裝置實施例15的整體結構圖。下面說明本實施例的轉換信號發生電路8G。
在本實施例中，驅動信號9a、9b、9c、9d、9e、9f、脈衝列7d、馬達旋轉信號5a、再啟動脈衝265a輸入到轉換信號發生電路8G。
圖49示出本實施例的轉換信號發生電路8G的結構圖。本實施例的轉換信號發生電路8G由驅動信號組合判斷電路275和模式轉換計數器271構成。
圖50是用以說明本實施例的轉換信號發生電路8G的工作的圖。啟動時和再啟動時的工作與迄今所述的實施例的工作說明相同，不另贅述。
實施例16在本實施例中說明藉助速度檢測進行轉換的實例。
圖51示出本發明的三相無刷馬達驅動的裝置實施例16的整體結構圖。下面說明本實施例的轉換信號發生電路8H。
在本實施例中由轉子位置信號生成電路4內的波形整形電路3輸出的邏輯脈衝201、馬達旋轉信號5a、再啟動脈衝265a輸入到轉換信號發生電路8H。
圖52示出本實施例的轉換信號發生電路8H的結構圖。本實施例的轉換信號發生電路8H由速度信號生成電路277，基準速度發生電路276、比較電路278構成。邏輯脈衝201和CLK輸入到速度信號生成電路277。如在實施例1或實施例7中所述，由於邏輯脈衝201是在某個時間間隔得到的信號，所以能由邏輯脈衝201檢測出無刷馬達的旋轉速度。
圖53示出速度信號277a的生成方法的定時圖。速度信號生成電路277在馬達旋轉信號5a為高電平時，在CLK的邊緣的定時處計數完了，在由波形整形電路3輸入的邏輯脈衝的上升邊緣的定時處清機，圖中箭頭處的值作為速度信號277a輸出。基準速度發生電路276輸出從起動模式轉換為正常旋轉模式的基準速度信號276a。比較電路278在邏輯脈衝的上升邊緣的定時處，比較速度信號277a和基準速度信號276a的電壓電平、比特數等，如速度信號277a與基準速度信號276a一致，輸出轉換信號8a。
下面用圖54說明本實施例的轉換信號發生電路8H的工作。啟動時馬達轉換信號5a成為高電平後，用比較電路278開始比較速度信號277a和基準速度信號276a。速度信號277a達到基準速度信號276時，比較電路278輸出的轉換信號8a變成高電平。
輸入再啟動脈衝265後，比較電路278復位轉換信號8a從高電平變為低電平。
而速度信號277a達到基準速度信號276a時，轉換信號8a從低電平再次變為高電平。
實施例17本實施例是在能做到同時滿足設定時間，計數器值和位置信號的正常檢測這三方面的條件下進行轉換。
圖55示出本發明的三相無刷馬達驅動裝置的實施例17的整體結構圖。下面說明本實施例的轉換信號發生電路8I。
在本實施例中，計數器值7a、7b、7c、位置信號3a、3b、3c、馬達旋轉信號5a，再啟動脈衝265a輸入到轉換信號發生電路8I。
圖56示出本實施例的轉換信號發生電路8I的結構圖。本實施例的轉換信號發生電路8I由位置信號計數器值判斷電路280和定時器270構成。
圖57是說明本實施例的轉換信號發生電路8I的工作的圖。由於按照此圖的工作與上述實施例所說的相同，不再另行說明。
實施例18本實施例是在滿足速度檢測和位置信號的正常檢測這兩方面的條件下進行轉換的實例。
圖58示出本發明的三相無刷馬達的驅動裝置實施例18的整體結構圖。下面說明本實施例的轉換信號發生電路8J。
圖59示出本實施例的轉換信號發生電路8J的結構。本實施例的轉換信號發生電路8J由基準速度發生電路276、速度信號生成電路277、比較電路278、位置信號組合判斷電路272構成。
圖60是說明本實施例的轉換信號發生電路8J工作的圖。按照此圖的工作由於與上述實施列中所說的相同不再贅述。
實施例19本實施例是用速度檢測和驅動信號的正常檢測的邏輯積進行轉換的實例。
圖61示出本發明的三相無刷馬達驅動裝置的實施例19的整體結構圖。下面說明本實施例的轉換信號發生電路8K。
圖62示出本實施例的轉換信號發生電路8K的結構圖。本實施例的轉換信號發生電路8K由基準速度發生電路276、速度信號生成電路277、比較電路278、驅動信號組合判斷電路275構成。
圖63是說明本實施例的轉換信號發生電路8K的工作的圖。按照此圖的工作，因為與上述實施例相同，不再說明。
實施例20本實施例是用速度檢測、位置信號正常檢測和計數器值三者的邏輯積進行轉換的實例。
圖64示出本發明的三相無刷馬達驅動裝置的實施例20的整體結構圖。下面說明本實施例的轉換信號發生電路8L。
圖65示出本實施例的轉換信號發生電路8L的結構圖。本實施例的轉換信號發生電路8L由基準速度發生電路276、速度信號生成電路277、比較電路278、位置信號計數器值判斷電路280構成。
圖66是說明本實施例的轉換信號發生電路8L工作的圖。按照本圖的工作，因為與上述實施例相同不另說明。
實施例21本實施例是用以說明作為再啟動時的正常旋轉檢測電路不再單獨設置，在再啟動時用來自脈衝發生電路的模擬脈衝使之成為強制啟動模式的實例。
圖67示出本發明的三相無刷馬達驅動裝置的實施例21的整體結構圖。
在本實施例中，位置信號3a、3b、3c、計數器值7a、7b、7c、脈衝發生電路6輸出的模擬脈衝6a輸入到換向電路9。換向電路9有藉助此模擬脈衝6a進行復位，並轉換到啟動模式。
在上述這樣的結構中，正常旋轉中用任何負載使轉子停止後，從脈衝發生電路6輸出模擬脈衝6a模擬脈衝6a輸入到換向電路9。在換向電路9中藉助此模擬脈衝6a進行復位，並轉換到啟動模式。因而到正常旋轉為止，通過計數器值7a、7b、7c的組合輸出驅動信號9a、9b、9c、9d、9e、9f。
實施例22本實施例，所謂繞組電壓檢測使用另外的單獨一個位置檢測元件，通過將此信號和用繞組電壓的位置檢測配合能可靠地得到方向正確的驅動信號。
圖68示出本發明的三相無刷馬達驅動裝置的實施例22的整體結構圖。300是用以檢測轉子的位置，輸出被脈衝化了的位置信號300a的位置檢測器，301是從輸入信號的上升邊緣保持輸出的保持電路。
在圖68中，位置信號300a輸入到保持電路301。在本實施例中，如圖69所示，位置信號300a與位置信號3b錯開π/6電角度。而且無刷馬達多通電穩定點位於圖中虛線處，與位置信號300a的上升邊緣和下降邊緣的位置一致。
圖68中的保持電路301將馬達旋轉信號5a成為高電平後的位置信號300a的值一直保持到馬達旋轉信號5a成為低電平時為止。例如馬達旋轉信號5a成為高電平後的位置信號300a為高電平時，則保持電路的1輸出301a一直保持高電平直到馬達旋轉信號5a成為低電平為止。保持電路301的輸出301a輸入到換向電路9和記載在圖71中的計數器電路7內的脈衝選擇電路256。
換向電路9參照保持電路的輸出值301a和計數器值7a、7b、7c輸出驅動信號9a、9b、9c、9d、9e、9f。圖70示出本實施例中的保持電路的輸出301a、計數器值7a、7b、7c、驅動信號9a、9b、9c、9d、9e、9f的邏輯關係實例。
圖71示出本實施例中的計數器電路7的結構。上升邊緣檢測電路250、252、254，下降邊緣檢測電路251、253、255和6進計數器257均與上述實施例相同。
位置信號3a、3b、3c的上升邊緣脈衝250a、252a、254a和下降邊緣脈衝251a、253a、255a、模擬脈衝6a、保持電路的輸出301a輸入到脈衝選擇電路256。脈衝選擇電路256可以參照現有的計數器值7a、7b、7c和保持電路的輸出301a，在正轉時輸出應被檢測出的理論上的位置信號的邊緣脈衝或者模擬脈衝6a。圖72示出本實施例中的計數器值7a、7b、7c、保持電路的輸出301a、如在正轉時應被檢出的理論上的邊緣脈衝250a、252a、254a、251a、253a、255a的關係。由圖72可見，例如在計數器值7a、7b、7c處於低·低·低而保持電路的輸出301a為高電平時，輸出邊緣脈衝253a或模擬脈衝6a，例如即使輸入另一邊緣脈衝250a，也要被掩碼。
下面對本實施例的無刷馬達的工作進行說明。首先，在馬達旋轉信號5a成為高電平後，對保持電路的輸出301a為高電平的情況用圖73說明。保持電路的輸出301a為高電平時，由圖70可見將驅動信號9a、9b、9c、9d、9e、9f設定為高·低·高·低·低·高。因而無刷馬達的轉子正轉，順次轉換通電進行啟動。
而且在馬達旋轉信號5a成為高電平後，關於保持電路的輸出301a為低電平的情況用圖74說明。保持電路的輸出301a為低電平時，由圖70可見換向電路9將驅動信號9a、9b、9c、9d、9e、9f設定為高·高·低·低·高·低。因而無刷馬達的轉子正轉，順次轉換通電進行啟動。
實施例23本實施例是使啟動或再啟動時更可靠的實例。
圖75示出本發明的三相無刷馬達驅動裝置的第23個實施例的整體結構圖。302是用以檢測輸入信號的上升邊緣或下降邊緣的邊緣檢測電路。
換向電路9按照保持電路的輸出301a，在馬達旋轉信號5a為高電平後進行通電。保持電路的輸出301a為高電平時V-W相通電，為低電平時W-V相通電。而第一次換向是按照邊緣檢測電路302的輸出脈衝302a和保持電路的輸出301a進行換向。保持電路的輸出301a為高電平時U-W相通電，為低電平時W-U相通電。而在其以後的換向參照位置信號3a、3b、3c輸出驅動信號9a、9b、9c、9d、9e、9f。位置信號3a、3b、3c與驅動信號9a、9b、9c、9d、9e、9f的邏輯關係實例與圖22相同。
下面對本實施例的無刷馬達的工作進行說明。首先，對在馬達旋轉信號5a成高電平後保持電路的輸出301a為高電平時的情況用圖76說明。在保持電路的輸出301a為高電平時，為使V-W相通電可由圖21將驅動信號9a、9b、9c、9d、9e、9f設定為高·低·高·低·低·高。因而轉子正轉，在檢測出邊緣檢測電路302的輸出脈衝302a時進行第一次換向。由於保持電路301a為高電平，為使U-W相通電，可由圖21將驅動信號9a、9b、9c、9d、9e、9f設定成低·高·高·低·低·高。而在其以後的換向可參照位置信號3a、3b、3c順次轉換通電，轉子正轉。
對於馬達旋轉信號5a成為高電平後，保持電路的輸出301a為低電平的情況用圖77說明。保持電路的輸出301a為低電平時，為使W-V相通電，由圖21將驅動信號9a、9b、9c、9d、9e、9f設定為高·高·低·低·高·低。轉子正轉，在輸出邊緣檢測電路302的輸出脈衝302a時進行第一次換向。由於保持電路的輸出301a為低電平，為使W-U相通電，可由圖21將驅動信號9a、9b、9c、9d、9e、9f設定成高·高·低·高·低·低。而在其以後的換向，參照位置信號順次轉換通電，轉子正轉。
在本說明書中對權利要求1-19分別示出各自的實施例，很顯然，將它們相互組合也能獲得令人滿意的效果。
實施例24圖78是表示本實施例的無刷馬達用驅動電路的整體結構方框圖。在圖78中與圖1相同的結構部件用同一編號。
在圖78中，406是啟動電路，409是速度誤差檢測電路，它用計數器計測已實例的速度信號3d的周期，把指令值和計測值之差的周期誤差作為速度誤差信號409a輸出。410是速度誤差補償濾波器，它將速度誤差信號409a為0的電流指令值410a輸出到電流供給電路411。電流供給電路411由圖1所示的電阻10、電橋電路11、緩衝放大器212、電阻213、驅動電晶體214組成，它按照驅動信號9a-9f將規定的驅動電流供給電機繞組12、13、14。
關於構成本發明的重要裝置的轉子位置信號檢測電路4的端子電壓校正電路1、比較電路2、波形整形電路3的結構和工作已在實施例1中說明。
圖79是表示正常旋轉狀態中的端子電壓校正電路1的各部分的信號波形圖。
此端子電壓校正電路1的具體工作也在實施例1中說明。用式(1)-(3)說明校正工作。
由於從通電狀態轉換為不通電狀態時產生的脈衝狀的電壓變動是轉子位置誤檢測和噪聲的原因，所以需要波形整形電路3。這種例子在實施例7中示於圖17。
圖80示出波形整形電路3的另一種結構。
圖中180是閂鎖電路，181-186是D觸發器，187-189是異或電路，190是或電路。而421是掩碼信號發生電路，422是是時器。圖81是表示在正常旋轉狀態的端子電壓波形及波形整形電路各部分的信號波形，圖82是圖81中的To-T1時刻間的放大圖。
用上述各圖說明本實施例的波形整形電路的具體工作。
向波形整形電路輸入的輸入信號是由比較電路2輸出的邏輯信號2a、2b、2c。邏輯信號2a、2b、2c是比較已校正的各端子電壓而得到的，所以如圖81所示產生振蕩。
邏輯信號2a、2b、2c首先輸入閂鎖電路180。閂鎖電路180是與啟動端子180a的狀態對應進行工作的電路。在初期狀態，由掩碼信號發生電路421輸出的掩碼信號421a是高電平，邏輯信號2a、2b、2c原封不動地輸入到各D觸發器181、183、185。D觸發器181-186和異或電路187-189構成兩邊緣微分電路，在邏輯信號2a、2b、2c的上升邊緣和下降邊緣的定時處，異或電路187-189輸出微分脈衝198、199、200。
在T2時刻，已校正的端子電壓1a和1c的電壓電平一致而2a的極性變化時，用兩邊緣微分電路檢測邊緣，產生微分脈衝198b。異或電路187-189的輸出信號用或電路190合成變成邏輯脈衝信號3d，輸入到掩碼信號發生電路421和定時器422。掩碼信號發生電路421使邏輯脈衝信號3d的上升邊緣成為觸發信號，使掩碼信號421a成為低電平。定時器422在邏輯脈衝信號3d的上升邊緣處初始化，定時值422a成為0。然後定時器422與所輸入的時鐘脈衝同步進行計數完了工作。
由於啟動端180a成為低電平，閂鎖電路180閂鎖邏輯信號2a、2b、2c。隨後，掩碼信號發生器421監視定時器422的定時值422a、如定時值422a為規定值，則使掩碼信號421a成為高電平。閂鎖電路180因啟動端子180a成為高電平而解除閂鎖。
D觸發器182、184、186的輸出信號成為已被波形整形的轉子位置信號3a、3b、3c，輸入到下一級的換向電路9，進行換向工作。一進行換向工作時，由於驅動電晶體進行開關、在U相端子電壓波形上發生尖峰狀的電壓變動，結果，在不希望的位置上，尖峰狀噪音2d發生在2b上。然而在尖峰狀噪音2d產生時刻，向閂鎖電路的數據輸入由於從掩碼信號發生電路輸出的掩碼信號421a而被截止。因而，尖峰狀噪音2d被閂鎖電路180掩散，在已波形整形的轉子位置信號3a、3b、3c上不產生尖峰狀噪音。這就可獲得穩定的轉子位置信號3a、3b、3c，按照此轉子位置信號驅動電機繞組使轉子旋轉。
儘管在本實施例中記述的是適用於三相無刷馬達的實例，但很明顯不限於3相，對多相無刷馬達也都能適用。
實施例25本實施例有這樣的結構，即能在與馬達相應的指令轉數不同時，與指令轉數成比例地變化使實施例1中所說的掩碼信號421a維持低電平的時間T3。
本實施例的無刷馬達用的驅動電路整體結構與實施例24相同。但如下述具有使輸向定時器的指令轉數(CLK)變化的結構。
參照圖83、圖84、圖85說明本實施例的掩碼信號發生電路421和定時器422的工作。像在實施例24中所說明的那樣，一旦檢測出邏輯信號2a、2b、2c的上升邊緣或下降邊緣並產生邏輯脈衝信號3d，掩碼信號發生電路421就使邏輯脈衝信號3d的上升邊緣成為觸發信號，使掩碼信號421a成為低電平。定時器422在邏輯脈衝信號3d的上升邊緣被初始化，定時值422成為0。隨後，定時器422與所輸入的時鐘脈衝的上升邊緣同步進行計數完了工作。然後，掩碼信號發生電路421監視定時器422的定時值422a，如定時值422a為N(在圖83中N＝10)，則使掩碼信號421a成為高電平。時鐘的周期為T4時，掩碼信號421a在T4×10期間維持低電平。
下面從圖83的狀態對指令轉數成為2倍的情況進行說明。如圖84所示將CLK(從無刷馬達用驅動電路的外部輸入)的周期設定為T4/2。因此，掩碼信號421a維持低電平的時間為T4×5。或者如圖85所示，輸入到定時器的時鐘周期仍歸是T4，將N值變為5。因而掩碼信號421a維持低電平的時間與改變時鐘周期時的情況相同為T4×5。這樣，按照指令轉數掩碼信號改變維持低電平的時間。
實施例26本實施例對這樣一種無刷馬達用驅動電路的結構和工作進行說明，這種驅動電路在啟動時不受負載的影響，能用短時間啟動，而且即使因工作中任何原因使旋轉異常必須再啟動時也能用短時間穩定地再啟動。本實施例的情況已在實施例8中說明，在本實施例中只以啟動或再啟動為主進行說明。
本實施例的無刷馬達用驅動電路的整體結構與圖78相同。在此對實現本發明的重要手段的啟動電路的結構如工作進行如下的說明。本實施例的新型結構要素是模擬脈衝發生電路431和再啟動脈衝發生電路432。其它構成要素與實施例8的圖23等所示的相同。
圖78中記載的馬達旋轉信號5a是從無刷馬達用驅動電路外部輸入的信號，啟動時表示旋轉，截止時表示停止。在本實施例中將啟動作為高電平，截止作為低電平。
圖86示出啟動電路406的一個具體結構的實例。轉子位置信號3a、3b、3c分別輸入到上升邊緣檢測電路250、252、254、下降邊緣檢測電路251、253、255和正常旋轉檢測電路265，而上升邊緣檢測電路250、252、254和下降邊緣檢測電路251、253、255分別輸出上升、下降邊緣脈衝250a-255a。這些被檢測出的邊緣脈衝輸入到脈衝選擇電路256，從脈衝選擇電路輸出的選擇脈衝256a輸入到模擬脈衝發生電路431。
從模擬脈衝發生電路431輸出的脈衝列431a輸入到6進計數器257。輸入到6進計數器257的脈衝數和輸出值的邏輯關係實例與圖24所示相同。圖中輸入脈衝數為6以上時，計數器值7a、7b、7c再次由低·低·低計數。從6進計數器257輸出的計數器值輸入到脈衝選擇電路256、正常旋轉檢測電路265，和圖78所示的換向電路9。從正常旋轉檢測電路265輸出的旋轉異常信號265b輸入到再啟動脈衝發生電路432。而且馬達旋轉信號5a輸入到再啟動脈衝發生電路。從再啟動脈衝發生電路432輸出的再啟動脈衝7e如圖78所示輸入到換向電路9。
脈衝選擇電路256在用圖7的邏輯使轉子正轉時，將所輸入的邊緣脈衝250a-255a原封不動地作為脈衝列輸出。也就是說，在所輸入的邊緣脈衝的種類與計數器值7a、7b、7c的關係滿足圖25的關係時，照原樣輸出所輸入的邊緣脈衝，掩碼其它時間輸入的邊緣脈衝。然而由於在反轉時計數器值7a、7b、7c與邊緣脈衝的關係和正轉時不同，所輸入的邊緣脈衝被掩碼。
模擬脈衝發生電路431是在規定時間內選擇脈衝列256從脈衝選擇電路256順次輸入時照原樣輸出脈衝列，而在脈衝列未在規定時間輸入時產生模擬脈衝的電路。圖87示出模擬脈衝發生電路431的一個具體結構例，圖88是表示模擬脈衝發生電路431的工作定時圖。
在圖87中，433是計數器、434是門電路，435是上升邊緣檢測電路、436是延時電路，437是或電路。計數器433在脈衝列431a初始化，與輸入時鐘同步計數完了。門電路434將計數器值433a解碼，在已解碼的值比設定值小時輸出低電平的信號，比設定值大時輸出高電平的信號。然而，選擇脈衝265a如不在規定時間從脈衝選擇電路256輸入，門電路的輸出信號434a成為高電平，用上升邊緣檢測電路435檢測上升邊緣，所檢出的邊緣脈衝用延時電路436延遲，再將其作為圖88的模擬脈衝436b輸出。
正常旋轉檢測電路256是監視在實施例9中所說的轉子是否正常正轉的電路。
再啟動脈衝發生電路432是從啟動後或再啟動後到經過規定時間為止，都掩碼旋轉異常信號256b，在經過規定時間以後檢出旋轉異常信號的上升邊緣，將其作為再啟動脈衝輸出的電路。
圖89示出再啟動脈衝發生電路的一個結構實例。
在圖中，440、444是上升邊緣檢測電路，441、446是或電路，442是計數器，443是門電路，445是與電路。計數器442用馬達旋轉信號5a的上升邊緣或再啟動脈衝7e初始化，並和或電路446的輸出同步計數完畢。門電路443將計數器值442a解碼，已解碼的值比設定值小時輸出低電平信號，比設定值大時輸出高電平信號。然而從啟動後或再啟動後到經過規定時間為止，旋轉異常信號265b都被掩碼，而在經過規定時間之後，旋轉異常信號的上升邊緣作為再啟動脈衝輸出。
對本實施例的無刷馬達的啟動工作進行說明。下面將低電平記作L，將高電平記作H。馬達旋轉信號5a成為高電平後，由於計數器值為LLL，由圖27可知驅動信號9b成為L，9f成為H，由圖7可見V-W相通電。這時，存在無刷馬達的轉子正轉，轉子位置信號變化、轉子反轉、轉子位置信號變化，或者停止在通電穩定點，位置信號不變化三種情況。
首先對轉子正轉的情況進行說明。這時以實施例8的圖28所示的各部分信號波形為例。像在實施例8的相應部分所說明的那樣，檢測出邊緣脈衝253a，或者用模擬脈衝發生電路只在產生模擬脈衝436b時6進計數器257計數。轉子一旦沿正轉方向旋轉，由於在電機繞組上產生的反電動勢電壓，使端子電壓U、V、W變化，轉子位置信號3a、3b、3c成為HLL，如圖中(A)，檢測出邊緣脈衝253a。因而，6進計數器257計數完畢，計數器值7a、7b、7c成為HLL，由圖7圖27可見，換向電路9為使U-W相通電，將驅動信號9a-9f設定成LHHLLH。而模擬脈衝發生電路431作為其輸出431a，連續產生圖28的7d所示的波形，然後，直到正常旋轉為止，按照計數器值7a、7b、7c的組合，以圖27所示的關係，順次轉換通電相，啟動無刷馬達。
下面對轉子反轉的情況進行說明。這時也與實施例8的圖29所示的各部分的信號波形一樣。像在實施例8中說明的那樣，轉子一旦反轉，轉子位置信號3a變化，檢測出圖中(B)所示的邊緣脈衝251a。但因計數器值的關係被脈衝選擇電路256掩碼。然而如用模擬脈衝發生電路431內的門電路434不能在所設定的規定時間t1內檢測出邊緣脈衝253a，則如圖中(C)所示，從模擬脈衝發生電路431輸出與模脈衝6a相當的431a。6進計數器257根據此模擬脈衝431a使計數結束，計數器值7a、7b、7c成為HLL。而換向電路9與計數器值7a、7b、7c對應，為使U-W相通電，將驅動信號9a-9f設定為LHHLLH。因而轉子正轉，然後，與正轉時同樣，直到正常旋轉為止，按照計數器值7a、7b、7c的組合，以圖27所示的關係，順次轉換通電相，啟動無刷馬達。
下面對轉子不動，轉子位置信號不變化的情況進行說明。與反轉時同樣，由於在規定時間t1以內不能檢測出邊緣脈衝253a，從模擬脈衝發生電路431輸出模擬脈衝(與6a相當)。因而與反轉時同樣，6進計數器257計數該模擬脈衝，換向電路數通電相轉換為U-W相，然後直到正常旋轉為止，按照計數器值7a、7b、7c的組合，以圖27所示的關係，順次轉換通電相，啟動無刷馬達。
在這樣的結構中，用圖90說明正常旋轉中因任何負載使轉子停止時的實例。在圖90中，認為在(D)以後轉子停止。這時，檢測出脈衝431c後，經過模擬脈衝發生電路431內的門電路434所設定的時間t1後，用模擬脈衝發生電路431內的延時電路436輸出模擬脈衝436b。因而模擬脈衝436b作為由模擬脈衝發生電路431輸出的脈衝列431a的脈衝輸出，計數器值7a、7b、7c從LHL變化成LLH。在正常旋轉中為上所述由於藉助轉子位置信號3a、3b、3c的組合輸出驅動信號9a-9f，即使計數器值7a、7b、7c變化，也不轉換通電相。因而，計數器值7a、7b、7c與轉子位置信號3a、3b、3c的關係變成不滿足圖31的關係，來自正常旋轉檢測電路265的旋轉異常信號265b成為高電平。
這時為在啟動和再啟動後經過規定時間，用再啟動脈衝發生電路432檢測出旋轉異常信號上升邊緣，作為再啟動脈衝7e輸出。再啟動脈衝輸入換向電路9，換向電路轉換成啟動模式。
由於在啟動模式時換向電路有與計數器值7a、7b、7c的組合相應輸出驅動信號9a-9f的結構，由圖7、圖27可見，驅動信號9a-9f成為HHLLHL，W-V相通電。由於W-V相通電，轉子正轉，轉子位置信號3a、3b、3c變化成LLH，由於計數器值7a、7b、7c與轉子位置信號3a、3b、3c的關係滿足圖31的關係，旋轉異常信號256b成為低電平。此後，如在圖28、圖29所述，直到正常旋轉為止，按照計數器值7a、7b、7c的組合，以圖27所示的關係順次轉換通電相，啟動無刷馬達。
實施例27本實例對設置用以從啟動模式轉換為正常旋轉模式的轉換裝置的無刷馬達用驅動電路的結構和工作進行說明。
圖91示出設置了轉換裝置的啟動電路406B的一個具體結構例。上升邊緣檢測電路、下降邊緣檢測電路、脈衝選擇電路、模擬脈衝發生電路、6進計數器、正常旋轉檢測電路、再啟動脈衝發生電路都與實施例26的電路相同。作為新型結構要素的450是轉換信號發生電路，它在用換向電路9輸出驅動信號9a-9f時，輸出參照計數器值7a、7b、7c和轉子位置信號3a、3b、3c的哪一個進行轉換的轉換信號450a。
本實施例的換向電路9在轉換信號450a為低電平時參照計數器值7a、7b、7c，轉換信號450a為高電平時參照轉子位置信號3a、3b、3c。下面對轉換信號發生電路450進行說明。
在本實施例中，馬達旋轉信號5a和再啟動脈衝432a輸入到轉換信號發生電路450。轉換信號450a輸入到換向電路9。
圖92示出轉換信號發生電路450的一個具體結構例。
在圖中，451是上升邊緣檢測電路、452、455是或電路、453是計數器，454是門電路。
圖93是表示轉換信號發生電路450的工作的各部分信號波形的實例。計數器453用馬達旋轉信號5a的上升邊緣，或者用再啟動脈衝初始化，與或電路455的輸出455a同步結束計數。門電路454解碼計數器值453a，已解碼的值比設定值小時，輸出低電平信號，比設定值大時輸出高電平信號。因而轉換信號450a從啟動後或再啟動後到經過規定時間為低電平，在其以後為高電平。轉換信號450a輸入到換向電路9，換向電路9按照轉換信號450a轉換所參照的數據。
實施例28本實施例是對與以往的速度誤差補償濾波器相比改善了低頻放大特性的速度誤差補償濾波器的無刷馬達用驅動電路的結構進行說明。因為本實施例的無刷馬達用驅動電路的整體結構與圖1或圖78相同，不另說明。下面對實現本發明的重要手段的速度誤差補償濾波器的結構進行說明。
圖94是在通過模擬·濾波構成速度誤差補償濾波器時的傳輸方框圖。
在圖中460是比例·積分(PI)濾波器，461是一次延遲濾波器、462是增益元件或係數放大器，463是加法器，464是一次延遲濾波器。
由速度誤差檢測電路409輸出的速度誤差信號409a輸入到速度誤差補償濾波器的輸入端子X。從輸出端子Y輸出的濾波器輸出作為輸向電機繞組的電流指令值410a加到電流供給電路411。與圖123所示的已有技術的濾波器結構的不同點是將作為輸入的速度誤差信號409a經由新的一次延遲濾波器461與PI濾波器460的輸出相加。這時速度誤差補償濾波器的傳輸函數GC(s)為式(6)的形式。
GC(s)＝[KP(1+1/TIS)+Kw/(1+TAs)]·1/(1+TLs) …(6)
圖95是在KP＝1 TI＝1/(2π×10) Kw＝1TA＝1/(2π×5) TL＝1/(2π×60)時，速度誤差補償濾波器的開環特性的模擬結果。在已有的濾波器結構中KP＝1 TI＝1/(2π×10) TL＝1/(2π×60)時的模擬結果用虛線繪於圖95中。按照本發明所提出的濾波器結構，低頻放大特性得到改善。
圖94示出通過模擬·濾波構成時的實例，當然通過數字·濾波構成也是可能的。
圖96是通過數字·濾波構成速度誤差補償濾波器時的傳輸方框圖。
在圖中，470-472是將信號延遲1取樣時間的延時元件，473-479是增益元件，480-483是加法器。由延時元件471，增益元件476、477、加法器481、482構成PI濾波器484，由延時元件470、增益元件473-475、加法器480構成一次延遲濾波器485，由延時元件472、增益元件478、479、加法器483構成一次延遲濾波器486。這時速度誤差補償濾波器的傳輸函數GC(Z)如式(7)。
GC(z)＝[KP+KI/(1-z-1)+Kw(1-KA)/(1-KA Z-1)]·(1-KL)/(1-KL Z-1)…(7)實施例29在本實施例中對與以往的速度誤差補償濾波器相比其低頻放大特性得到改善的速度誤差補償濾波器的其它實施例進行說明。
圖97是通過模擬·濾波構成速度誤差補償濾波器時的傳輸方框圖。
在圖中，與實施例28相同的部件用同一編號表示。與已有技術中的速度誤差補償濾波器的結構的不同點是將速度誤差信號409a為其輸入的新的一次延遲濾波器461的輸出與PI濾波器和一次延遲濾波器的串聯電路的輸出相加。這時速度誤差補償濾波器的傳輸函數GC(S)如式(8)。
GC(s)＝KP(1+1/TIs)·1/(1+TLs)+Kw/(1+TAs)…(8)圖98是在KP＝1、KI＝1/(2π×10) Kw＝1 TA＝1/(2π×5)TL＝1/(2π×60)時，速度誤差補償濾波器的開環特性的模擬結果。已有的濾波器結構中KP＝1 TI＝1/(2π×10)、TL＝1/(2π×60)時的模擬結果用虛線繪在圖98中。按照本發明的建議的濾波器結構，改善了低頻放大特性。
圖97示出通過模擬·濾波構成時的實例，當然通過數字·濾波構成也是可能的。
圖99是通過數字·濾波構成速度誤差補償濾波器時的傳輸方框圖。
在圖99中，與實施例28相同的部件用同一編號表示。487、488是加法器。這時速度誤差補償濾波器的傳輸函數GC(Z)如式(9)。
GC(Z)＝[KP+KI/(1-z-1)]·(1-KL)/(1-KL z-1)+Kw(1-KA)/(1-KA z-1) …(9)實施例30在本實施例中，對在指令旋轉數不同時，能轉換速度誤差檢測電路的目標旋轉速度和速度誤差補償濾波器的增益元件的增益的無刷馬達用驅動電路進行說明。
圖100是表示本發明的無刷馬達用驅動電路的第30個實施例的整體結構方框圖。
在圖100中，與圖78中的相同構成部件用同一編號表示。490是輸入模式轉換信號490a的輸入端子。模式轉換信號490a是從無刷馬達用驅動電路外部輸入的信號，是用以轉換馬達轉數的二進位信號。
在以上實施例中說明了的波形整形電路3中，由或電路輸出的邏輯脈衝信號3d是在正常旋轉時在一定時間間隔得到的信號。因而能將此邏輯脈衝信號3d作為用以控制旋轉速度的速度信號使用。
圖101示出速度誤差檢測電路409的一個具體結構實例。
在圖中491、492是初值寄存器，493是選擇器，494是計數器。初值寄存器491、492是存儲目標旋轉速度的寄存器，在本實施例中，為與兩種指令轉數對應，有二個初值寄存器。選擇器493與模式轉換信號490a的邏輯電平相應轉換兩種初值寄存器491、492。計數器494在邏輯脈衝信號3d的上升邊緣時刻，輸入用選擇器493選擇的初值，計算時鐘脈衝數。
例如，對在正常旋轉時與邏輯脈衝信號3d的周期為1msec和0.5msec二種指令轉數(分別記為指令轉數A、指令轉數B)相對應的情況進行說明。
時鐘脈衝的頻率為(1MHz)，模式轉換信號490a使在高電平時與指令轉數A對應，在低電平時與指令轉數B對應。初值寄存器491設定為-1000，初值寄存器492設定為-500。在這樣的結構中，模式轉換信號490a為高電平時，選擇器493選擇初值寄存器491，在計數器494邏輯脈衝信號3d的上升邊緣時刻寄存初始值-1000。然後，計數器494計數完時鐘脈衝，在邏輯脈衝信號3d的周期比1msec短時將負值作為速度誤差信號490a輸出，邏輯脈衝信號3d的周期比1msec長時，將正值作為速度誤差信號409a輸出。
一方面，在模式轉換信號490a為低電平時，選擇器493選擇初值寄存器492，計數器494在邏輯脈衝信號3d的上升邊緣時刻輸入初始值-500。然後，計數器494與時鐘脈衝同步計數完畢，邏輯脈衝信號3d的周期比0.5msec長時，將正值作為速度誤差信號409a輸出。
實施例31在上述實施例中，對指令轉數改變時的速度誤差檢測電路409的工作進行了說明。但是，當轉換目標旋轉速度時，存在隨指令轉數的不同檢測靈敏度也改變的問題。在本實施例中為了克服此問題採用了速度誤差補償濾波器的增益元件也轉換這樣的結構。
圖102示出轉換速度誤差補償濾波器的增益元件時，PI濾波器484A的方框圖。
在圖102中，與實施例28中所示的圖96中相同結構元件用同一編號表示。495、496是與其它的指令轉數對應而新設置的增益元件。497 498是選擇器。選擇器497、498與模式轉換信號409a的邏輯電平對應，分別選擇增益元件476、495和元件477、496中的一個的輸出。同樣，一次延遲濾波器485、486的增益元件也用模式轉換信號490a轉換。
當然也可以用其他一般的轉換增益的方法。
在本實施例中記述了用1比特的二進位信號轉換指令轉數的實例，進而在多個指令轉數的場合使用用N比特的二進位信號轉換的結構也是可能的。
實施例32本實施例將對本發明的無刷馬達用驅動電路中，轉換通電相的定時與增減供給電機繞組電流量的定時之間的關係予以說明。
本實施例的無刷馬達用驅動電路的整體結構與圖78相同。
圖103是表示本發明的無刷馬達用驅動電路正常運轉時的工作定時圖。參看圖103進行說明。
在圖中，3a、3b、3c是轉子位置信號、9a-9f是驅動信號、3d是表示速度的邏輯脈衝信號、409a是速度誤差信號，410a是電流指令值。
在正常旋轉時，驅動信號9a-9f根據轉子位置信號3a、3b、3c來生成。而且在正常旋轉時通電相的轉換按圖示的定時進行。
邏輯脈衝信號3d是轉子位置信號3a、3b、3c兩邊緣的微分脈衝。速度誤差檢測電路409計測速度信號3d的周期，將目標值和計測值之差的周期誤差作為速度誤差信號409a在圖103所示的定時輸出。速度誤差信號409a輸入到速度誤差補償濾波器410。速度誤差補償濾波器410進行使速度誤差信號409a為0的濾波器運算。
在濾波器演算時，由於要求規定的演算時間，電流指令值410a隨速度誤差信號409a變化和所經過的演算時間而變化。電流供給電路411根據電流指令值410a來調節供給電機繞組的電流量。
像上述那樣，在本發明的無刷馬達用驅動電路中，使通電相的轉換定時與增減電機繞組電流的定時同步，電機繞組電流的增減隨經過換向後演算時間來進行。
實施例33
在本實施例中，對在啟動和再啟動期間能向電機繞組供給最大電流的無刷馬達用驅動電路進行說明。
圖104是表示本實施例的無刷馬達用驅動電路的整體結構方框圖。也就是說，本結構是已在實施例27中所說的轉換信號450a輸入到速度誤差補償濾波器410的結構。
圖l05示出速度誤差補償濾波器的一個結構例。
在圖中，600是微型控制器、601是D/A變換器，602是由微型控制器600內的寄存器0-寄存器N構成的寄存器群。
微型控制器600輸入由速度誤差檢測電路409輸出的速度誤差信號409a，進行如實施例28，29所示的濾波器演算，將該演算結果收存儲在寄存器N中。微型控制器600進而將存儲在寄存器N中的值在規定時刻輸出到D/A變換器601。存儲在寄存器N中的數值用D/A變換器601變換為模擬值，作為電流指令值401a輸入到電流供給電路411。
轉換起動模式和正常旋轉模式的轉換信號450a輸入到微型控制器600。轉換信號450a如在實施例27中所述，在啟動後或再啟動後經過規定時間為低電平信號，在其以後提高電平信號。微型控制器600在轉換信號450a成為低電平時使寄存器N初始化，寄存器N的值設定為最大值。因而，在轉換信號450a為低電平期間，電流指令值410a設定成最大設定值，在啟動和再啟動期間，供給電機繞組最大電流。
在本說明書中，對權利要求1-28分別用實施例示出，但很明顯，將它們進行組合也能得到良好的效果。
實施例34
圖106是表示本實施例的無刷馬達用驅動電路的整體結構方框圖。在圖106中，與圖78相同結構的部件用同一編號表示。
在實施例27中所說的換向電路9在啟動模式時參照計數器值7a、7b、7c輸出驅動信號9a-9f、在正常旋轉模式時參照轉子位置信號3a、3b、3c輸出驅動信號9a-9f。本實施例的換向電路610無論在啟動模式時還是在正常旋轉模式時都參照計數器值7a、7b、7c輸出驅動信號9a-9f。計數器值7a、7b、7c與驅動信號9a-9f的邏輯關係與圖27相同。
在本實施例中，對脈衝選擇電路的另外的結構形式進行說明。圖107示出與脈衝選擇電路256有不同結構的脈衝選擇電路109的一個具體結構實例。圖中611-613是反轉電路，614-625是三輸入與電路、626是6輸入或電路。
比較實施例8、26中的脈衝選擇電路256和本實施例中的脈衝選擇電路609。圖108示出在馬達定速反轉時的轉子位置信號3a、3b、3c、上升·下降邊緣脈衝250a-255a、計數器值7a、7b、7c、脈衝選擇電路256的輸出信號256a、模擬脈衝發生電路431的輸出信號431a等的定時圖。
一方面，圖109示出在馬達定速反轉時的轉子位置信號3a、3b、3c、上升·下降邊緣脈衝250a-255a、計數器值7a、7b、7c、脈衝選擇電路609的輸出609a、模擬脈衝發生電路431的輸出431a等的定時圖。
實施例8、26中的脈衝選擇電路256是這樣一種電路，它在輸入的邊緣脈衝250a-255a的種類與計數器值7a、7b、7c的關係滿足圖25的關係時，原封不動地輸出已輸入的邊緣脈衝，而在其它時間將輸入的邊緣脈衝掩碼。下面參照圖108、109進行說明。假定計數器值的初值為LLL。圖108、109中的(E)(F)(G)順次檢測出邊緣脈衝255a、252a、251a。由於計數器值為LLL，脈衝選擇電路256將253a以外的邊緣脈衝掩碼。因而在圖中(E)(F)(G)檢出的邊緣脈衝255a、252a、251a被掩碼。
同樣，使用脈衝選擇電路609，這些邊緣脈衝也被掩碼。由於在模擬脈衝發生電路431內經過所設定的規定時間t1後也不向模擬脈衝發生電路431輸入，所以模擬脈衝發生電路431在圖中(H)產生模擬脈衝。藉助此模擬脈衝，6進計數器257完成計數，計數器值成為HLL。而在圖中(I)檢測出邊緣脈衝254a。由於計數器值是HLL，在圖中(I)輸出的邊緣脈衝254a未被選擇電路256掩碼，將原封不動輸出。這樣，脈衝選擇電路256不能完全將反轉時的邊緣脈衝250a-255a掩碼。
另一方面，在脈衝選擇電路609中，由於在(I)處轉子位置信號3a是L，在圖中(I)輸出的邊緣脈衝254a被掩碼。這樣，由於本實施例的脈衝選擇電路609能使計數器值與被輸入的邊緣脈衝的種類組合，再進一步配合轉子位置信號3a、3b、3c的邏輯選擇邊緣脈衝，所以如圖109所示，能將反轉時的邊緣脈衝250a-255a完全掩碼。
實施例35下面說明使轉子驅動信號成為梯形波來減少雜音的實例。
圖110是表示本實施例的無刷馬達用驅動電路的整體結構方框圖。圖中與圖106相同結構的部件用同一編號表示。作為新元件，630是為了合成梯形波狀的驅動信號所必須的輸出多個邏輯信號630a-630g的邏輯電路，631是按照來自邏輯電路的輸出信號603g進行電容器充放電的充放電電路，632是由充放電電路的輸出信號631a和邏輯電路的輸出信號630a-630f合成梯形波狀的驅動信號632a-632f的梯形波合成電路。
梯形驅動信號生成電路633由上述邏輯電路630、充放電電路631、梯形波合成電路632等構成。
圖111示出邏輯電路630的一個具體結構實例。在圖中，635-643是與電路，644是三輸入或電路。邏輯電路630的輸出信號630a-630g的工作波形如圖113所示。
圖112示出充放電電路631的一個具體結構實例。在圖中，645、646是恆流源、647是電容器。SW1在邏輯電路630的輸出信號630g為高電平時導通，為低電平時斷開。對充放電電路631的工作進行說明。邏輯電路的輸出信號630g為低電平時SW1斷開，電容器647用恆定電流I3充電。另一方面，邏輯電路630的輸出信號630g為高電平時SW1導通，電容器647用恆定電流I3放電。充放電電路631的輸出信號631a成為圖113所示的梯形波狀信號。
充放電電路631的輸出信號631a、邏輯電路630的輸出信號630a-630f輸入到梯形波合成電路632。
梯形波合成電路632的一個具體結構實例示於圖114。在圖中，648-651是反轉放大器電路，652-657是「與非」門電路。充放電電路631的輸出信號631a與邏輯電路630的輸出信號630a-630f的工作電壓範圍相同，Vref是工作電壓範圍的中心電壓。充放電電路631的輸出信號631a輸入到反轉放大器電路648的反轉輸入端子，基準電壓Vref輸入到非反轉輸入端子，以Vref為基準，得到將631a反轉的梯形波。同樣，用反轉放大器電路649、650、651，得到以Vref為基準將630a、630c、630e反轉的信號。
下面對梯形波合成電路632的具體工作，參照附圖進行說明。在此著重對合成梯形驅動信號632a的部分進行說明。
SW2、SW3、SW4分別在630d、630f、652a為高電平時導通，為低電平時斷開。652a是「與非」門電路652的輸出信號。由於在示於圖113的Ta期間630d為高電平、630f為低電平，652a為低電平，所以只有SW2導通，梯形驅動信號632a成為充放電電路631的輸出信號631a。由於在Tb期間，630d為低電平，630f為低電平，652a為高電平，所以只有SW4導通，梯形驅動信號632a成為以Vref為基準將630e反轉的信號。由於在Tc期間630d為低電平，630f為高電平，652a為低電平，所以只有SW3導通，梯形驅動信號632a成為以Vref為基準反轉631a的梯形波。由於在Td期間630d為低電平、630f為低電平，652a為高電平，所以只有SW4導通，梯形驅動信號632a成為以Vref為基準反轉630e的梯形波。
如上所述，合成梯形驅動信號632a。也可用同樣程序合成梯形驅動信號632b-632f。這樣，梯形驅動信號生成電路633可以從驅動信號9a-9f的上升·下降邊緣時刻開始的上升傾斜部分和下降傾斜部分形成梯形驅動信號632a-632f。
實施例36在本實施例中對能與從外部輸入的指令轉數對應改變梯形驅動信號632a-632f的傾斜時間的無刷馬達用驅動電路進行說明。
圖115是表示本實施例的無刷馬達用驅動電路的整體結構方框圖。在圖中，與圖110同一結構部件用同一編號表示。在圖115中，660是輸入模式轉換信號660a的端子，661是與充放電電路631有不同結構的充放電電路。模式轉換信號660a是從無刷馬達驅動電路外部輸入的信號也是與指令轉數對應地變化極性的二進位信號。
圖116示出充放電電路661的一個具體結構例。在圖中，662是反轉電路、663、664是恆流源。SW5、SW7在模式轉換信號660a為高電平時導通，為低電平時斷開。SW6、SW8在模式轉換信號660a為低電平時導通，為高電平時斷開。
對模式轉換信號660a為高電平時充放電電路661的工作進行說明。
邏輯電路的輸出信號630g為低電平時SW1斷開，電容器647用恆定電流I3充電。另一方面邏輯電路630的輸出信號630g為高電平時，SW1導通，電容器647用恆定電流I3放電。邏輯電路630的輸出信號630g和充放電電路661的輸出信號661a的關係在圖117中用632a的H表示。
在模式轉換信號660a為低電平時，當邏輯電路的輸出信號630g為低電平時，電容器647用恆定電流I4充電，當邏輯電路630的輸出信號630g為高電平時，電容器647用恆定電流I4放電。
一旦設定I4＝0.5×I3，充放電電路661的輸出信號661a在圖117中用632a的L表示，梯形波的傾斜時間加倍。充放電電路661的輸出信號661a輸入到梯形波合成電路632，用在實施例35中所說的程序生成梯形驅動信號632a-632f。這樣，如能與指令轉數對應地轉換模式轉換信號660a，則與從外部輸入的指令轉數對應地變化梯形驅動信號632a-632f的傾斜時間是可能的。
實施例37
由梯形驅動信號生成電路633生成的梯形驅動信號632a-632f的上升傾斜部分和下降傾斜部分從驅動信號9a-9f的上升·下降邊緣時刻開始。因而，驅動電流的轉換點從理想的換向時刻延遲，使轉矩發生效率下降。在本實施例中，對由各相端子電壓或多相間電壓差檢出的轉子位置信號的相位與梯形驅動信號的傾斜時間對應地變成超前相位的無刷馬達用驅動電路的結構和工作進行說明。
圖118是表示本實施例的無刷馬達用驅動電路的整體結構方框圖。圖中與圖110相同結構的部件用同一編號表示。在圖118中，作為新元件的670是與比較電路2有不同結構的比較電路。
圖119示出比較電路670的一個具體結構例。在圖中，671-685是電阻，686-688是差動放大電路。
下面說明比較電路670的具體工作。
作為一個例子，研究電阻671-685設定為圖119所示值的情況。這時，差動放大電路686的輸出信號686a是1a+1b-2×1c，差動放大電路687的輸出信號687a是1b+1c-2×1a，差動放大電路688的輸出信號688a是1c+1a-2×1b。
現在，1a、1b、1c為式(10)所示的相位錯開2π/3的三相信號時，差動放大電路686、687、688的輸出信號686a、687a、688a為式(11)(12)(13)所示。差動放大電路686、687、688的輸出信號686a、687a、688a用各比較器85、86、87與Vref比較，得到邏輯信號670a、670b、670c。1a＝sinθ1b＝sin(θ+2π/3)1c＝sin(θ-2π/3)(10)686a＝sinθ+sin(θ+2π/3)-2×sin(θ-2π/3)＝3×sin(θ+π/3)(11)687a＝sin(θ+2π/3)+sin(θ-2π/3)-2×sinθ＝3×sin(θ+π) (12)688a＝sin(θ-2π/3)+sinθ-2×sin(θ+2π/3)＝3×sin(θ-π/3) (13)這裡再次說明比較電路2的具體工作。
考慮電阻70-81全部設定為10KΩ的情況。這時，差動放大電路82的輸出信號為1a-1c，差動放大電路83的輸出信號為1b-1a，差動放大電路84的輸出信號為1c-1b，它們分別為式(14)(15)(16)。將差動放大電路82、83、84的輸出信號記為82a、83a、84a。將差動放大電路82、83、84的輸出信號82a、83a、84a分別用比較器85、86、87、與Vref比較，得到邏輯信號2a、2b、2c。82a＝sinθ-sin(θ-2π/3)＝3×sin(θ+π/6) (14)83a＝sin(θ+2π/3)-sinθ＝3×sin(θ+5π/6)(15)84a＝sin(θ-2π/3)-sin(θ+2π/3)＝3×sin(θ-π/2) (16)差動放大電路686、687、688的輸出信號686a、687a、688a相對差動放大電路82、83、84的輸出信號82a、83a、84a超前π/6相位。從而用比較電路670能得到比從比較電路2輸出的邏輯信號2a、2b、2c超前π/6相位的邏輯信號670a、670b、670c。
在本實施例中，雖然只對將電阻671-685的值設定為圖119所示的值進行了說明，但如改變電阻671-685，設定成另外的相位超前量也是可能的。這就能做到轉子位置信號的相位超前，驅動電流的轉換點與理想的換向時間一致。
還在本實施例中示出使用充放電電路631構成的實例，當然，使用充放電電路661來構成也是可能的。
由於本發明有如上述的結構，因而有如下的效果。
由於不用中性點，只在實際驅動期間校正由電機繞組電流決定的校正值，得到位置信號，所以有引出線少，相位不延遲就能決定準確的驅動定時的效果。
由於不用中性點，只在實際驅動期間校正由電機繞組電流決定的校正值，由各相間電壓差得到位置信號，因而有引出線少，相位不延遲就能決定準確的驅動定時的效果。
由於從位置信號得到相應速度信號，則用上述簡單的裝置就有進行速度控制的效果。
由於將實際驅動期間作為驅動信號處於驅動狀態的期間，所以還有相位延遲校正能更加正確的效果。
由於將各相間電壓差校正的實際驅動期間作為驅動信號處於驅動狀態的期間，所以還有相位延遲校正能更加正確的效果。
由於從電機繞組電流的檢測用電阻上取出校正電壓，所以還有相位延遲校正能更加準確的效果。
由於從電機繞組電流的檢測用電阻上取出校正電壓，所以還有各相間電壓差的相位延遲校正能更加準確的效果。
由於閂鎖位置信號作為新的位置信號，所以還有即使在檢測信號上有雜音也能檢測出準確位置信號的效果。
由於選擇位置信號的上升·下降的邊緣信號，再進行計數、組合作為驅動信號，進而在無輸入時進行強制計數，所以有穩定啟動的效果。
由於選擇位置信號的上升·下降的邊緣信號，再進行計數、組合作為驅動信號，在無輸入時進行強制計數，在旋轉異常時能再啟動，所以有在旋轉異常時也能再啟動的效果。
由於用規定的時間進行起動·再起動時和正常時的轉換，所以有能可靠地轉移到正常運轉的效果。
由於用計數器的計數器值進行啟動·再啟動時和正常時的轉換，所以有能可靠地轉移到正常運轉的效果。
由於是在轉子達某一速度才進行啟動·再啟動時和正常時的轉換，所以有能可靠地轉移到正常運轉的效果。
由於是在檢測位置信號為規定的組合才進行啟動·再啟動時和正常時的轉換，所以有能可靠地轉移到正常運轉的效果。
由於是在電機繞組的驅動信號為規定的組合才進行啟動·再啟動時和正常時的轉換，所以有能可靠地轉移到正常運轉的效果。
由於是在規定的時間、計數結束值、到達規定速度、檢測位置信號或電機繞組的驅動信號為規定的組合等多個條件成立，才進行啟動·再啟動時和正常時的轉換，所以有能更可靠地轉移到正常運轉的效果。
由於監視輸向計數器的位置信號，在無輸入時強制計數，在旋轉異常時再啟動，所以有旋轉中出現異常也能再啟動的效果。
由於用以某個電角度設定的另一位置檢測器的位置號作為啟動·再啟動時的驅動信號，所以在啟動時也有能可靠準確地啟動的效果。
由於微分並閂鎖比較端子電壓得到的邏輯信號，在規定時間後解除閂鎖，所以即使在檢測信號上有雜音也有能得到準確的轉子位置信號的效果。
由於使定時時間的長短可變，將適當的時間作為過度時間，具有掩碼雜音而穩定地進行換向控制的效果。
由於在啟動時，再啟動時或旋轉異常時只在規定時間轉換到使馬達正轉的強制通電相，所以有不受負載條件影響，能在短時間可靠地啟動的效果。
由於用定時設定從啟動模式向正常旋轉模式的轉換，所以有能可靠地轉換到正常旋轉模式的效果。
由於PI濾波器和一次延遲濾波器並聯連接而且將一次延遲濾波器與速度誤差補償濾波器串聯，所以有能獲得良好的低頻幹擾壓縮特性的效果。
由於將使一次延遲濾波器串聯連接到PI濾波器，而且一次延遲濾波器與速度誤差補償濾波器並聯，所以有能獲得良好低頻幹擾壓縮特性的效果。
由於與輸向馬達的指令轉數對應地轉換速度誤差檢測器的目標值或速度誤差補償濾波器的增益，所以有不變化輸入到速度誤差檢測器的基準時鐘脈衝周期的效果。
由於在轉換通電相後，在規定時間以內進行電機繞組的電流量的增減，所以有使反饋電流值來容易進行端子壓校正的效果。
由於是在啟動和再啟動期間將最大電流供給電機繞組，所以有能在短時間可靠啟動的效果。
由於選擇轉子位置信號的上升·下降邊緣內的必要信號，用計算必要信號所得的計算器值驅動電機繞組，所以有能在短時間啟動，還能可靠地轉換到正常運轉的效果。
由於可用梯形波狀驅動信號，外加驅動電機繞組，因此具有減少換向噪聲的效果。
由於通過來自外部的控制信號來變化梯形。波狀的驅動信號的梯度，所以有即使馬達轉數變化也能有效地減少換向噪聲的效果。
由於為使梯形波狀驅動信號的大體梯度中心與換向定時一致，將轉子位置信號的相位超前，所以有轉矩發生效率不下降也能減少噪聲的效果。
權利要求
1.一種無刷電動的驅動電路，其特徵在於，包括速度檢測裝置，檢測轉子旋轉的速度；速度誤差檢測裝置，把上述檢測出的轉子實際轉速同目標轉速之差作為速度誤差信號而輸出；速度誤差補償濾波器，把上述檢測出的速度誤差信號作為輸入，由比例·積分(PI)濾波器與一階滯後濾波器的串聯電路同與上述串聯電路不同設置的一階滯後濾波器的並聯電路構成，把上述並聯電路和各輸出的相加值作為給電樞線圈的電流指令值。
2.根據權利要求1所述的無刷電動機的驅動電路，其特徵在於，根據給無刷電動機驅動電路的指令轉數來改變上述速度誤差檢測裝置的目標轉速和上述速度誤差補償濾波器的增益。
3.根據權利要求1或2所述的無刷電動機的驅動電路，其特徵在於，在起動和再起動期間，給電樞線圈提供最大電流。
全文摘要
一種無刷電動的驅動電路,包括:速度檢測裝置,檢測轉子旋轉的速度;速度誤差檢測裝置,把上述檢測出的轉子實際轉速同目標轉速之差作為速度誤差信號而輸出;速度誤差補償濾波器,把上述檢測出的速度誤差信號作為輸入,由比例·積分(PI)濾波器與一階滯後濾波器的串聯電路同與上述串聯電路不同設置的一階滯後濾波器的並聯電路構成,把上述並聯電路和各輸出的相加值作為給電樞線圈的電流指令值。
文檔編號H02P6/14GK1173072SQ97111238
公開日1998年2月11日 申請日期1997年5月14日 優先權日1994年1月12日
發明者長岡秀忠, 小野田篤文, 泉幸雄, 西川啟一, 大村祐司, 鈴木路長, 星清天 申請人:三菱電機株式會社