轉換裝置的製作方法

2024-03-24 23:21:05

本發明涉及一種執行從dc至ac的轉換或從ac至dc的轉換的轉換裝置。

背景技術：

將蓄電池輸出的dc電壓轉換成ac電壓並將ac電壓提供至負載的轉換裝置通常用作諸如ups(不間斷電源)的備用電源(例如參見專利文獻1(圖1))。這種轉換裝置包括用於逐步升高蓄電池電壓的dc/dc轉換器以及執行dc至ac轉換的逆變器。轉換裝置能雙向操作，且通常將諸如商用電源的ac電源輸出的ac電壓轉換成適於充電的dc電壓，並為蓄電池充電。在這種情況下，逆變器操作為ac/dc轉換器，且dc/dc轉換器執行降壓操作。

轉換裝置(電力調節器)也用於將從諸如光伏發電的dc電源獲得的dc電力轉換成ac電力並藉助ac電力系統執行系統互連(例如參見專利文獻2)。

引用列表

[專利文獻]

專利文獻1：日本公開專利公布no.2003-348768

專利文獻2：日本公開專利公布no.2000-152651

專利文獻3：日本公開專利公布no.2003-134667

技術實現要素：

[技術問題]

在上述常規轉換裝置中，ac/dc轉換器和dc/dc轉換器都由開關元件組成，且不斷地執行高速切換。這種開關元件伴隨著輕微的開關損耗。雖然一個切換的損耗輕微，但是多個開關元件的高頻切換致使不能被整體忽略的損耗。開關損耗自然地會導致電力損耗。

另一方面，對於從dc至ac的轉換裝置來說，建議dc/dc轉換器和逆變器交替操作以執行高頻切換，由此降低開關損耗(參見專利文獻2)。

但是，例如在利用光伏面板作為dc電源的情況下，各由多個連接的光伏面板組成的多個太陽能電池陣列可並聯連接至轉換裝置(例如參見專利文獻3)。在這種情況下，因為太陽能電池陣列具有不同的最佳操作點，因此針對各個太陽能電池陣列準備dc/dc轉換器。因此，能通過各個dc/dc轉換器控制相應太陽能電池陣列的操作點以便優化。

但是，在其中提供多個dc/dc轉換器的配置下，在執行控制以便dc/dc轉換器和逆變器的開關操作如專利文獻2中所提議的交替停止的情況下，當dc/dc轉換器的切換停止時將賦予逆變器的電力僅由陣列中輸出具有最高電壓的電力的陣列提供。因此，電力的提供不能從具有相對低電壓的其它陣列獲取。因此發電效率會劣化。

在其中多個蓄電池連接至包括多個dc/dc轉換器且執行從ac至dc的轉換的轉換裝置的情況下也假設存在相同情況。例如，在其中蓄電池的充電狀態不同的情況下，希望通過相應的dc/dc轉換器對單獨的蓄電池充電，但是在其中各個dc/dc轉換器停止切換的時段中，會發生其中蓄電池不能被適當充電的情況。因此發電效率會劣化。

鑑於上述問題，本發明的目的是在包括分別對應於多個dc電源的dc/dc轉換器的轉換裝置中，通過降低開關損耗並有效利用多個dc電源實現高轉換效率。

[問題的解決方案]

本發明的轉換裝置是將來自多個dc電源的dc電力轉換成ac電力並將ac電力提供至負載的轉換裝置，轉換裝置包括：連接至負載並包括ac電抗器和第一電容器的濾波器電路；經由濾波器電路連接至負載的dc/ac逆變器；作為整體的多個dc/dc轉換器，其提供在多個dc電源的每個dc電源和dc/ac逆變器之間；提供在dc/ac逆變器和多個dc/dc轉換器之間的第二電容器；以及被配置為基於ac電力的電壓，由於流過ac電抗器的電流及其阻抗而造成的電壓變化，分別流過第一電容器和第二電容器的無功電流，以及每個dc電力的電壓對多個dc/dc轉換器中每一個設定電流目標值以由此與ac電力的電流同步的控制單元。

[發明的有益效果]

本發明的轉換裝置可實現高轉換效率且可有效利用多個dc電源。

附圖說明

圖1是示出根據一個實施例的包括逆變器裝置的系統的示例的框圖。

圖2示出逆變器裝置的電路圖的示例。

圖3是控制單元的框圖。

圖4是示出第一dc輸入電壓檢測值vg.1，第一升壓電路電流檢測值iin.1以及第一dc輸入電流檢測值ig.1中的時間變化的仿真結果的示例的曲線圖。

圖5是示出其中平均處理單元平均第一dc輸入電壓檢測值vg.1的方式的示意圖。

圖6是用於解釋通過控制處理單元進行控制處理的控制框圖。

圖7是示出用於升壓電路和逆變器電路兩者的控制處理的流程圖。

圖8是示出逆變器輸出電壓目標值vinv*的示例的示意圖。

圖9是示出怎樣計算升壓電路電壓目標值vo*的示意圖，其中(a)示出逆變器輸出電壓目標值vinv*和第一dc輸入電壓檢測值vg.1之間的比較，(b)示出升壓電路電壓目標值vo*的波形，且(c)示出利用第二dc輸入電壓檢測值vg.2作為參考，對第二升壓電路輸出的電力的電壓進行升壓的情況。

圖10是示出dc輸入電壓檢測值vg.1和vg.2以及升壓電路電壓目標值vo*，以及各個目標值中的時間變化的仿真結果的曲線圖，其中上部的曲線圖示出逆變器輸出電壓目標值vinv*和系統電壓檢測值va之間的關係，中間的曲線圖示出dc輸入電壓值vg.1和vg.2以及升壓電路電壓目標值vo*之間的關係，且下部的曲線圖示出升壓電路電流目標值iin.1*和iin.2*。

圖11是曲線圖，其中(a)示出第一升壓電路載波和第一升壓電路電壓參考值vbc1#的波形之間的比較，且(b)示出通過第一升壓電路控制單元產生的驅動開關元件的驅動波形。

圖12是曲線圖，其中(a)示出逆變器電路載波和逆變器電壓參考值vinv#的波形之間的比較，且(b)示出通過逆變器電路控制單元產生的驅動開關元件q1的驅動波形，且(c)示出通過逆變器電路控制單元產生的驅動開關元件q3的驅動波形。

圖13是示出用於開關元件的參考波和驅動波形的示例的示意圖。

圖14是曲線圖，其中(a)示出第二升壓電路載波和第二升壓電路電壓參考值vbc2#的波形之間的比較，且(b)示出通過第二升壓電路控制單元產生的用於驅動開關元件的驅動波形。

圖15是曲線圖，其中(a)示出逆變器電路輸出的ac電壓，商用電源系統，以及ac電抗器兩端之間的電壓的電壓波形，且(b)示出ac電抗器中流動的電流的波形。

圖16是示出包括執行ac至dc的電力轉換的轉換裝置的電力存儲系統的示例的框圖。

圖17是圖16中的轉換裝置的電路圖的示例。

圖18是示意性示出圖16中的轉換裝置的操作的電壓波形的示意圖。

圖19是示出包括執行複合功率轉換的轉換裝置的電力存儲系統的示例的框圖。

圖20是示出包括執行複合功率轉換的轉換裝置的電力存儲系統的另一示例的框圖。

具體實施方式

[實施例的概述]

本發明的實施例的概述至少包括以下內容。

(1)這是一種將來自多個dc電源的dc電力轉換成ac電力並將ac電力提供給負載的轉換裝置，轉換裝置包括：連接至負載並包括ac電抗器以及第一電容器的濾波器電路；通過濾波器電路連接至負載的dc/ac逆變器；作為整體的多個dc/dc轉換器，提供在相應的多個dc電源和dc/ac逆變器之間；提供在dc/ac逆變器和多個dc/dc轉換器之間的第二電容器；以及被配置為基於ac電力的電壓，由於流過ac電抗器的電流及其阻抗造成的電壓變化，相應地流過第一電容器和第二電容器的無功電流以及各個dc電力的電壓對多個dc/dc轉換器中每一個設定電流目標值以由此與ac電力的電流同步的控制單元。

在這種轉換裝置中，dc/ac逆變器以及至少一個dc/dc轉換器各執行高頻切換最小所需次數。此外，dc/ac逆變器在除ac電壓幅值的峰值及其附近之外的區域中操作，且dc/dc轉換器在除ac電壓的零交叉點及其附近之外的區域中操作。因此，在高頻切換中，施加至各個轉換器和電抗器的半導體元件的電壓相對降低。這也有助於降低半導體元件中的開關損耗以及電抗器中的鐵損耗。因此，可降低轉換裝置中的整體損耗。在轉換裝置中，負載可以是連接至ac電源的ac系統，且可以高效率執行從dc電源至ac系統的系統互連的轉換。為了實現上述「最小所需次數」，理想地，優選dc/ac逆變器和dc/dc轉換器交替執行高頻切換以便它們相應的高頻切換時段彼此不重疊。但是，實際上，即使兩個時段彼此略微重疊，只要為dc/ac逆變器和dc/dc轉換器中每一個提供停止時段，則就可降低損耗，從而致使效率提高。

基於ac電力的電壓，由於流過ac電抗器的電流及其阻抗造成的電壓變化，流過第一和第二電容器的無功電流以及各個dc電力的電壓，將多個dc/dc轉換器的各個電流目標值設定為與ac電力的電流同步，藉此無論ac電力的電壓，頻率以及輸出電流如何變化，轉換裝置都可輸出與ac電壓不斷地同步的電流(或者被控制為在與ac電壓有關的給定的相位角下)且不具有失真。

(2)在(1)的轉換裝置中，多個dc電源可包括太陽能電池陣列和蓄電池中至少一種，且控制單元可基於電流目標值將電流目標值設定為分配給相應的dc/dc轉換器，由此使作為太陽能電池陣列的dc電源執行對應的輸出且使作為蓄電池的dc電源相應地被充電或放電。

在這種情況下，可根據各個太陽能電池陣列的發電條件以及各個蓄電池的充電狀態適當設定電流目標值。

(3)在(1)或(2)的轉換裝置中，在對應於多個dc電源中每一個的數字是i(＝1,2,...)，從各個dc電源至負載的輸出電流的目標值是ia.i*，第一電容器的電容是ca，ac電力的電壓值為va，基於多個dc電源中每一個的電壓是vdc.i，且拉普拉斯算子是s的情況下，控制單元可將濾波器電路和dc/ac逆變器之間的電路連接點處的dc/ac逆變器的ac輸出電流目標值iinv*設定為通過將流過第一電容器的無功電流與ia.i*的和相加而獲得的值，

在其中ac電抗器的阻抗是za的情況下，控制單元可設定電路連接點處的dc/ac逆變器的ac輸出電壓目標值vinv*，如下：

vinv*＝va+zaiinv*，

控制單元可將電壓vdc.i和dc/ac逆變器的ac輸出電壓目標值vinv*的絕對值中較大的一個設定為用於dc/dc轉換器的輸出電壓目標值vo*，且

在第二電容器的電容是c的情況下，控制單元可設定用於dc/dc轉換器的電流目標值iin.i*，如下：

iin.i*＝[ia.i*×vinv*+ki{(scava)vinv*+(scvo*)×vo*}]/vdc.i

其中ki是滿足σki＝1的給定的常數組。

上述(3)的轉換裝置是示出用於實現(1)的轉換裝置的更具體的控制技術的示例。在用於各個dc/dc轉換器的電流目標值iin.i*中，都反映出ac電力的電壓，由於流過ac電抗器的電流及其阻抗而造成的電壓變化，流過第一和第二電容器的無功電流以及各個dc電力的電壓，且無論各個dc電源的電壓的變化或ac輸出電流的變化如何，都可不斷地輸出與ac輸出電流同步的電力。因此，各個dc/dc轉換器以及dc/ac逆變器可執行從ac至dc的轉換，同時執行最小所需次數的高頻切換。因此，可大幅降低半導體開關元件中的切換損耗以及ac電抗器和dc電抗器中的鐵損耗，且可實現高轉換效率。而且輸出的ac電力具有高質量，可獲得具有對於與商業系統互連的足夠小的失真的電流。

(4)在(1)至(3)的任一的轉換裝置中，多個dc/dc轉換器可各包括dc電抗器，且通過從各個dc電源的電壓vg.i減去由於流過各個dc電抗器的電流及其阻抗而造成的電壓變化而獲得的電壓可用作各個dc電力的電壓或電壓vdc.i。

在這種情況下，因為也考慮由於dc電抗器的電流和阻抗而造成的電壓降，因此無論流過各個dc/dc轉換器的電流的變化如何，都能不斷地執行精確控制。

(5)在(1)至(4)的任一的轉換裝置中，負載可以是ac電源。

在這種情況下，雖然ac電力的電壓變成ac電源的電壓，但是因為提供設定用於各個dc/dc轉換器的電流目標值以由此與ac電力的電流同步的控制單元，因此可執行所謂的系統互連操作。

(6)在(5)的轉換裝置中，電力可從ac電源提供至多個dc電源中的至少一個。

在這種情況下，對於從ac電源至dc電源的輸入電流目標值來說，雖然從dc一側來看，ia.i*從ac電源的電壓相位變成具有反轉相位的電流，但是(3)中所述的計算表達式也是適用的。即，(1)至(6)的轉換裝置可用作不僅能將各個dc電源的dc電力轉換成ac電力，而且也能將ac電源的ac電力轉換成dc電力的雙向轉換裝置。也能使多個dc電源中的某些操作為用於產生dc電力的源，且另外的dc電源操作為吸收dc電力的dc負載。

(7)在(1)至(6)的任一的轉換裝置中，sic元件可用作多個dc/dc轉換器和dc/ac逆變器中包括的至少一個半導體開關元件。

在(1)至(6)中所述的轉換裝置中，可通過減少高頻切換的次數降低半導體元件中的開關損耗以及dc電抗器以及ac電抗器中的鐵損耗，但是不會降低半導體元件中的傳導損耗。在這點上，利用sic元件作為半導體元件能降低傳導損耗。因此，通過將這種特徵與(1)至(6)中所述的轉換裝置組合，可通過其間的協同效果實現高轉換效率。

[實施例的細節]

以下將參考附圖說明本發明的實施例。

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首先將詳細說明具有系統互連功能的dc-ac轉換裝置(以下簡稱為逆變器裝置)

[1總體配置]

圖1是示出包括根據一個實施例的逆變器裝置的系統的示例的框圖。在圖1中，作為dc電源的第一太陽能電池陣列2以及第二太陽能電池陣列40連接至逆變器裝置1的輸入端，且ac商用電力系統3(ac系統)連接至逆變器裝置1的輸出端。

這種系統執行互連操作以將第一太陽能電池陣列2(以下可簡稱為第一陣列2)以及第二太陽能電池陣列40(以下可簡稱為第二陣列40)產生的dc電力轉換成ac電力，且將ac電力輸出至商用電力系統3。

第一陣列2和第二陣列40各由串並聯連接的多個光伏面板(模塊)組成。在本實施例中，配置第二陣列40以便第二陣列40輸出的電力的電壓小於第一陣列2輸出的電力的電壓。

逆變器裝置1包括接收第一陣列2輸出的dc電力的第一升壓電路(dc/dc轉換器)10，接收第二陣列40輸出的dc電力的第二升壓電路(dc/dc轉換器)41，將兩個升壓電路10和41產生的電力轉換成ac電力並將ac電力輸出至商用電力系統3的逆變器電路(dc/ac逆變器)11，以及控制這些電路10，11和41的操作的控制單元12。

第一升壓電路10和第二升壓電路41並聯連接至逆變器電路11。

圖2示出逆變器裝置1的電路圖的示例。

連接至第一陣列2的第一升壓電路10包括dc電抗器15，二極體16以及由絕緣柵雙極電晶體(igbt)等組成的開關元件qb1，以形成升壓斬波電路。

在第一升壓電路10的輸入側，提供第一電壓傳感器17，第一電流傳感器18以及用於平滑的電容器26。第一電壓傳感器17檢測第一陣列2輸出且隨後輸入至第一升壓電路10的dc電力的第一dc輸入電壓檢測值vg.1(dc輸入電壓值)，且將第一dc輸入電壓檢測值vg.1輸出至控制單元12。第一電流傳感器18檢測dc電抗器15中流動的電流的第一升壓電路電流檢測值iin.1，且將第一升壓電路電流檢測值iin.1輸出至控制單元12。

連接至第二陣列40的第二升壓電路41包括dc電抗器42，二極體43以及由igbt等組成的開關元件qb2，以形成與第一升壓電路中相同的升壓斬波電路。

在第二升壓電路41的輸入側，提供第二電壓傳感器44，第二電流傳感器45以及用於平滑的電容器46。第二電壓傳感器44檢測第二陣列40輸出且隨後輸入至第二升壓電路41的dc電力的第二dc輸入電壓檢測值vg.2，且將第二dc輸入電壓檢測值vg.2輸出至控制單元12。第二電流傳感器45檢測dc電抗器42中流動的電流的第二升壓電路電流檢測值iin.2，且將第二升壓電路電流檢測值iin.2輸出至控制單元12。

控制單元12具有從dc輸入電壓檢測值vg.1和vg.2以及升壓電路電流檢測值iin.1和iin.2計算輸入功率pin.1和pin.2且對第一陣列2和第二陣列40執行最大功率點跟蹤(mppt)控制的功能。

用於平滑的電容器19連接在升壓電路10和41以及逆變器電路11之間。

逆變器電路11包括各由場效應電晶體(fet)組成的開關元件q1至q4。開關元件q1至q4形成全橋電路。

開關元件q1至q4連接至控制單元12且由控制單元12控制。控制單元12執行開關元件q1至q4的操作的pwm控制。由此，逆變器電路11將各個升壓電路10和41產生的電力轉換成ac電力。

逆變器裝置1包括逆變器電路11和商用電力系統3之間的濾波器電路21。

濾波器電路21由兩個ac電抗器22和電容器23組成。濾波器電路21具有移除逆變器電路11輸出的ac電力中包含的高頻分量的功能。已經通過濾波器電路21移除了高頻分量的ac電力被提供至商用電力系統3。

用於檢測作為逆變器電路11的輸出的電流值的逆變器電流檢測值iinv(ac電抗器22中流動的電流)的第三電流傳感器24連接至濾波器電路21。用於檢測商用電力系統3一側的電壓值(系統電壓檢測值va)的第三電壓傳感器25連接在濾波器電路21和商用電力系統3之間。

第三電流傳感器24和第三電壓傳感器25分別將檢測的逆變器電流檢測值iinv以及檢測的系統電壓檢測值va輸出至控制單元12。

控制單元12根據系統電壓檢測值va，逆變器電流檢測值iinv，dc輸入電壓檢測值vg.1和vg.2以及升壓電路電流檢測值iin.1和iin.2控制升壓電路10和41以及逆變器電路11。

[2控制單元]

圖3是控制單元12的框圖。如圖3中所示，控制單元12功能性地具有控制處理單元30，第一升壓電路控制單元32，逆變器電路控制單元33，平均處理單元34以及第二升壓電路控制單元35。

控制單元12的某些或全部功能可被配置為硬體電路，或可通過計算機執行的軟體(電腦程式)實現。用於實現控制單元12的功能的軟體(電腦程式)存儲在計算機的存儲裝置(未示出)中。

第一升壓電路控制單元32基於控制處理單元30產生的目標值和檢測值控制第一升壓電路10的開關元件qb1，由此使第一升壓電路10輸出具有對應於目標值的電流的電力。

第二升壓電路控制單元35基於控制處理單元30產生的目標值和檢測值控制第二升壓電路41的開關元件qb2，由此使第二升壓電路41輸出具有對應於目標值的電流的電力。

逆變器電路控制單元33基於控制處理單元30產生的目標值和檢測值控制逆變器電路11的開關元件q1至q4，由此使逆變器電路11輸出具有對應於目標值的電流的電力。

控制處理單元30接收dc輸入電壓檢測值vg.1和vg.2，升壓電路電流檢測值iin.1和iin.2，系統電壓檢測值va以及逆變器電流檢測值iinv。

控制處理單元30由dc輸入電壓檢測值vg.1和vg.2以及升壓電路電流檢測值iin.1和iin.2計算第一升壓電路10的第一輸入功率pin.1及其平均值，以及第二升壓電路41的第二輸入功率pin.2及其平均值。

控制處理單元30具有基於第一輸入功率平均值設定第一升壓電路10的第一dc輸入電流目標值ig.1*(將在下文說明)，且對第一陣列2執行mppt控制並對第一升壓電路10和逆變器電路11執行反饋控制的功能。

控制處理單元30也具有基於第二輸入功率平均值設定第二升壓電路41的dc輸入電流目標值ig.2*(將在下文說明)，且對第二陣列40執行mppt控制並對第一升壓電路10執行反饋控制的功能。

將dc輸入電壓檢測值vg.1和vg.2以及升壓電路電流檢測值iin.1和iin.2賦予平均處理單元34和控制處理單元30。

平均處理單元34具有以預定時間間隔從兩個電壓傳感器17和44以及兩個電流傳感器18和45採樣dc輸入電壓檢測值vg.1和vg.2以及升壓電路電流檢測值iin.1和iin.2，計算它們相應的平均值並將平均的dc輸入電壓檢測值vg.1和vg.2以及平均的升壓電路電流檢測值iin.1和iin.2賦予控制處理單元30的功能。

圖4是示出第一dc輸入電壓檢測值vg.1和第一升壓電路電流檢測值iin.1中的時間變化的仿真結果的示例的曲線圖。

如下所述，第一升壓電路電流檢測值iin.1基於目標電壓表現為與系統電壓同步的波形。

第一dc輸入電流檢測值ig.1是在相對於電容器26的輸入側檢測的電流值。

如圖4中所示，發現第一dc輸入電壓檢測值vg.1，第一dc輸入電流檢測值ig.1，第一升壓電路電流檢測值iin.1在系統電壓的半周期內改變。

第一dc輸入電壓檢測值vg.1和第一dc輸入電流檢測值ig.1如圖4中所示周期改變的原因如下。即，逆變器裝置1的第一升壓電路電流檢測值iin.1根據第一升壓電路10以及逆變器電路11的操作在ac周期的半周期內在幾乎0a和峰值之間大幅改變。因此，不能通過電容器26完全移除改變分量，且第一dc輸入電流檢測值ig.1檢測作為在ac周期的半周期內改變的分量的脈動電流。另一方面，光伏面板的輸出電壓取決於輸出電流而改變。

因此，發生在第一dc輸入電壓檢測值vg.1中的周期性變化的周期是逆變器裝置1輸出的ac電力的周期的一半。即，周期性變化的周期是商用電力系統3的周期的一半。

平均處理單元34平均第一dc輸入電壓檢測值vg.1和第一升壓電路電流檢測值iin.1，以便抑制上述周期變化的影響。

圖5是示出其中平均處理單元34平均第一dc輸入電壓檢測值vg.1的方式的示意圖。

平均處理單元34在從時間t1至時間t2的時段l中，以預定時間間隔δt多次(在由圖5中的實心點表示的時間)採樣賦予的第一dc輸入電壓檢測值vg.1，且計算已經獲得的多個第一dc輸入電壓檢測值vg.1的平均值。

這裡，平均處理單元34將時段l設定為商用電力系統3的周期的長度的一半。此外，平均處理單元34將時間間隔δt設定為足夠短於商用電力系統3的周期的長度的一半。

因此，平均處理單元34可利用儘可能短的採樣時段精確地獲得在商用電力系統3的半周期期間周期改變的第一dc輸入電壓檢測值vg.1的平均值。

採樣的時間間隔δt例如可設定為商用電力系統3的周期的1/100至1/1000，或20微秒至200微秒。

平均處理單元34可預先存儲時段l，或可從第三電壓傳感器25獲取系統電壓檢測值va且獲取有關商用電力系統3的周期的信息。

這裡，時段l設定為商用電力系統3的周期的長度的一半。如果時段l設定為商用電力系統3的周期的一半，則可至少精確地計算第一dc輸入電壓檢測值vg.1的平均值。這是因為第一dc輸入電壓檢測值vg.1根據上述第一升壓電路10以及逆變器電路11的操作在商用電力系統3的半周期中周期性改變。

因此，如果需要將時段l設定得較長，則時段l可設定為商用電力系統3的半周期的整數倍，例如商用電力系統3的半周期的三或四倍。因此，可在周期的基礎上抓取電壓變化。

如上所述，與第一dc輸入電壓檢測值vg.1相同，第一升壓電路電流檢測值iin.1也在商用電力系統3的半周期中周期地改變。

因此，平均處理單元34也通過與圖5中所示的第一dc輸入電壓檢測值vg.1相同的方法計算第一升壓電路電流檢測值iin.1的平均值。

而且，與第一dc輸入電壓檢測值vg.1的原因相同，第二陣列40一側的第二dc輸入電壓檢測值vg.2和第二升壓電路電流檢測值iin.2也在商用電力系統3的半周期中周期地改變。

因此，平均處理單元34也通過與用於圖5中所示的第一dc輸入電壓檢測值vg.1的相同的方法計算第二dc輸入電壓檢測值vg.2和第二升壓電路電流檢測值iin.2的平均值。

控制處理單元30順序計算每時段l的dc輸入電壓檢測值vg.1和vg.2的平均值以及升壓電路電流檢測值iin.1和iin.2的平均值。

平均處理單元34將dc輸入電壓檢測值vg.1和vg.2的計算的平均值以及升壓電路電流檢測值iin.1和iin.2的計算的平均值賦予控制處理單元30。

在本實施例中，如上所述，平均處理單元34計算dc輸入電壓檢測值vg.1和vg.2的平均值以及升壓電路電流檢測值iin.1和iin.2的平均值，且利用這些值，控制處理單元30同時控制升壓電路10和41以及逆變器電路11，同時對兩個陣列2和40執行mppt控制。因此，即使來自兩個陣列2和40的dc電流變得不穩定，控制單元12也可精確地獲得兩個陣列2和40的輸出作為dc輸入電壓檢測值vg.1和vg.2的平均值以及升壓電路電流檢測值iin.1和iin.2的平均值。因此，變得能夠適當執行mppt控制且有效抑制電源效率的降低。

如上所述，在兩個陣列2和40輸出的dc電力的電壓(dc輸入電壓檢測值vg.1和vg.2)或電流(升壓電路電流檢測值iin.1和iin.2)由於輸入至逆變器裝置1的電流的變化而變化的情況下，變化的周期與逆變器電路11輸出的ac電力的半周期(商用電力系統3的半周期)一致。

在這點上，在本實施例中，在設定為商用電力系統3的周期的長度的一半的時段l期間，以足夠短於ac系統的半周期的時間間隔δt多次採樣各個dc輸入電壓檢測值vg.1和vg.2以及升壓電路電流檢測值iin.1和iin.2，且由採樣結果計算dc輸入電壓檢測值vg.1和vg.2的平均值以及升壓電路電流檢測值iin.1和iin.2的平均值。因此，即使dc電流的電壓和電流周期改變，也可精確地計算dc輸入電壓檢測值vg.1和vg.2以及升壓電路電流檢測值iin.1和iin.2。

由兩個陣列2和40賦予的發生在dc輸入電壓檢測值vg.1和vg.2以及升壓電路電流檢測值iin.1和iin.2中的這些變化如上所述歸因於逆變器電路11等的阻抗的變化。因此，可從以短於逆變器電路11輸出的ac電力的半周期的時間間隔δt多次執行的採樣的結果獲得dc輸入電壓檢測值vg.1和vg.2以及升壓電路電流檢測值iin.1和iin.2。

控制處理單元30基於上述輸入功率平均值和設定dc輸入電流目標值ig.1*和ig.2*，且基於設定的dc輸入電流目標值ig.1*和ig.2*以及上述值同時為升壓電路10和41以及逆變器電路11計算目標值。

控制處理單元30具有將計算的目標值賦予第一升壓電路控制單元32，第二升壓電路控制單元35以及逆變器電路控制單元33且同時對升壓電路10和41以及逆變器電路11兩者執行反饋控制的功能。

圖6是用於解釋由控制處理單元30進行控制處理的控制框圖。

控制處理單元30包括作為控制逆變器電路11的功能部的第一計算部51，第一加法器52，補償器53以及第二加法器54。

此外，控制處理單元30包括作為控制兩個升壓電路10和41的功能部的第二計算部61，第三加法器62，補償器63，第四加法器64，第五加法器72，補償器73以及第六加法器74。

圖7是示出用於升壓電路10和41以及逆變器電路11兩者的控制處理的流程圖。圖6中所示的功能部通過執行圖7中的流程圖中所示的處理而控制升壓電路10和41以及逆變器電路11兩者。

以下將參考圖7說明針對升壓電路10和41以及逆變器電路11兩者的控制處理。

首先，控制處理單元30計算當前輸入功率平均值(步驟s9)，且將當前輸入功率平均值與之前計算的輸入功率平均值進行比較，以設定dc輸入電流目標值ig.i*(步驟s1)。

基於以下表達式(1)計算輸入功率平均值。

輸入功率平均值＝...(1)

在表達式(1)中，「i」是對應於連接至逆變器電路11的各個升壓電路的數目，且在本實施例中為「1」或「2」。「i＝1」的情況對應於第一升壓電路10，且「i＝2」的情況對應於第二升壓電路41。因此，表示第一升壓電路10的輸入功率平均值，且表示第二升壓電路41的輸入功率平均值。

在本實施例中，控制處理單元30計算輸入功率平均值和，且設定dc輸入電流目標值ig.1*和ig.2*。

在表達式(1)中，iin.i是升壓電路電流檢測值，且vg.i是dc輸入電壓檢測值，且升壓電路電流檢測值iin.i和dc輸入電壓檢測值vg.i是通過平均處理單元34平均的值。

在除了表達式(1)之外且與以下所示控制相關的各個表達式中，未被平均的瞬時值用於升壓電路電流檢測值iin.i以及dc輸入電壓檢測值vg.i。

即，升壓電路電流檢測值iin.i的平均值以及dc輸入電壓檢測值vg.i的平均值用於計算輸入功率平均值。

符號「」表示括號中的值的平均值或有效值。這同樣適用於下文。

控制處理單元30將設定的dc輸入電流目標值ig.i*賦予第一計算部51。

像dc輸入電流目標值ig.i*一樣，將dc輸入電壓檢測值vg.i以及系統電壓檢測值va賦予第一計算部51。

第一計算部51基於採用被賦予了dc輸入電流目標值ig.i*，dc輸入電壓檢測值vg.i，轉換效率ηi以及系統電壓檢測值va的以下表達式(2)計算逆變器裝置1的輸出電流目標值的有效值，以將電流輸出至利用各個dc電源作為電源的系統。

來自各個dc電源的輸出電流目標值的有效值＝×ηi/...(2)

而且，第一計算部51基於以下表達式(3)計算輸出電流目標值la*(步驟s2)。

這裡，第一計算部51將各個輸出電流目標值ia.i*計算為具有與系統電壓檢測值va相同相位的正弦波。

各個輸出電流目標值ia.i*＝(√2)××sinωt...(3)

隨後，如通過以下表達式(4)所示的，第一計算部51計算作為用於控制逆變器電路11的電流目標值的逆變器電流目標值iinv*(步驟s3)。

各個逆變器電流目標值iinv*＝σia.i*+scava...(4)

在表達式(4)中，ca是電容器23的電容，且s是拉普拉斯算子。

上述表達式(4)利用相對於時間t的導數如下表達。

iinv*＝σia.i*+ca×(dva/dt)...(4a)

在表達式(4)和(4a)中，右手側的第二項是考慮到流過濾波器電路21的電容器23的電流而加入的值。

輸出電流目標值ia*計算作為具有與系統電壓檢測值va相同相位的正弦波，如通過上述表達式(3)所示。即，控制處理單元30控制逆變器電路11以便逆變器裝置1輸出的ac電力的電流相位與系統電壓(系統電壓檢測值va)的相位相同。

在計算逆變器電流目標值iinv*之後，第一計算部51將逆變器電流目標值iinv*賦予第一加法器52。

逆變器電路11基於逆變器電流目標值iinv*經歷反饋控制。

與逆變器電流目標值iinv*一樣，將當前逆變器電流檢測值iinv賦予第一加法器52。

第一加法器52計算逆變器電流目標值iinv*和當前逆變器電流檢測值iinv之間的差，且將計算結果賦予補償器53。

當賦予差時，補償器53基於比例係數等執行計算，且隨後第二加法器54將計算結果與系統電壓va相加，由此計算允許差收斂的逆變器電壓參考值vinv#，以便逆變器電流檢測值iinv變成逆變器電流目標值iinv*。通過比較逆變器電壓參考值vinv#和從第一計算部51賦予的用於dc/dc轉換器的輸出電壓目標值vo*而獲得的控制信號被賦予逆變器電路控制單元33，由此使逆變器電路11根據逆變器輸出電壓目標值vinv*而輸出電壓。

將逆變器電路11輸出的電壓賦予ac電抗器22，且隨後反饋為新的逆變器電流檢測值iinv。隨後，通過第一加法器52再次計算逆變器電流目標值iinv*和逆變器電流檢測值iinv之間的差，且基於上述差控制逆變器電路11。

如上所述，逆變器電路11基於逆變器電流目標值iinv*和逆變器電流檢測值iinv經歷反饋控制(步驟s4)。

另一方面，將通過第一計算部51計算的逆變器電流目標值iinv*以及dc輸入電壓檢測值vg.i和系統電壓檢測值va賦予第二計算部61。

第二計算部61基於以下表達式(5)計算逆變器輸出電壓目標值vinv*(步驟s5)。

逆變器輸出電壓目標值vinv*＝va+zaiinv*...(5)

在表達式(5)中，za是ac電抗器的阻抗。

在表達式(5)中，右手側的第二項是考慮到ac電抗器22的兩端之間產生的電壓而加入的值。

在本實施例中，基於作為用於控制逆變器電路11的電流目標值的逆變器電流目標值iinv*來設定逆變器輸出電壓目標值vinv*(電壓目標值)，以便逆變器裝置1輸出的ac電力的電流具有與系統電壓檢測值va相同的相位。

在計算逆變器輸出電壓目標值vinv*之後，第二計算部61根據作為dc電源的太陽能電池陣列2，40將電壓vg或優選地作為電壓vdc.i的以下dc電壓vgf與逆變器輸出電壓目標值vinv*的絕對值進行比較，且確定較大的一個為升壓電路電壓目標值vo*，如通過以下表達式(6)所示(步驟s6)。dc電壓vgf是通過考慮由於dc電抗器15的阻抗z而造成的電壓降而針對vg計算的電壓，且在升壓電路電流目標值由iin.i*表示的情況下，vgf表達為vgf＝(vg-ziin.i*)。因此，vo*可如下表達。

vo*＝max(vg-ziin.i*,vinv*的絕對值)...(6)

對於vg，如通過以下表達式(7)所示，採用升壓電路10和41的電壓值中較大的一個。

vg＝max(vg.i)...(7)

而且，第二計算部61基於以下表達式(8)計算升壓電路電流目標值iin*(步驟s7)。

升壓電路電流目標值iin.i*＝[ia.i*×vinv*+ki{(scava)vinv*+(scovo*)×vo*}]/(vg.i-ziin.i)...(8)

這裡，ki是滿足以下條件的已知常數。

在表達式(8)中，co是電容器19(平滑電容器)的電容，且s是拉普拉斯算子。

利用相對於時間t的導數，上述表達式(8)表示如下。

iin.i*＝[ia.i*×vinv*+ki{(ca×dva/dt)vinv*+(co×dvo*/dt)×vo*}]/(vg.i-ziin.i)...(8a)

如果檢測到流過電容器19的電流且檢測電流由ico表示，則獲得以下表達式。

iin.i*＝[ia.i*×vinv*+ki{(ca×dva/dt)vinv*+ico×vo*}]/(vg.i-ziin.i)...(8b)

在表達式(8),(8a)和(8b)中，第三項是考慮到通過電容器19的無功功率而加入的值。即，除用於逆變器電路11的功率目標值之外考慮的無功功率使得能更精確地計算iin.i*的值。

而且如果預先測量逆變器裝置1的功耗ploss.i，則上述表達式(8a)可如下表達。

iin.i*＝[ia.i*×vinv*+ki{(ca×dva/dt)vinv*+(c×dvo*/dt)×vo*}+ploss.i]/(vg.i-ziin.i)...(8c)

類似地，上述表達式(8b)可如下表達。

iin.i*＝[ia.i*×vinv*+ki{(ca×dva/dt)vinv*+ico×vo*}+ploss.i]/(vg.i-ziin.i)...(8d)

在這種情況下，除逆變器電路11的功率目標值之外考慮無功功率以及功耗ploss.i使得能更嚴謹地計算iin.i*的值。

第二計算部61如上所述計算升壓電路電流目標值iin.i*(升壓電路電流目標值iin.1*和iin.2*)。第二計算部61將升壓電路電流目標值iin.1*賦予第三加法器62。

第一升壓電路10基於升壓電路電流目標值iin.1*經歷反饋控制。

像升壓電路電流目標值iin.1*那樣，將當前第一升壓電路電流目標值iin.1賦予第三加法器62。

第三加法器62計算升壓電路電流目標值iin.1*和當前第一升壓電路電流目標值iin.1之間的差，且將計算結果賦予補償器63。

當賦予差時，補償器63基於比例係數等執行計算，且隨後第四加法器64將計算結果從dc輸入電壓檢測值vg.1減去，由此計算允許差收斂的第一升壓電路電壓參考值vbc1#，以便第一升壓電路電流檢測值iin.1變成升壓電路電流目標值iin.1*。通過比較第一升壓電路電壓參考值vbc1#和從第一計算部51賦予的用於dc/dc轉換器的輸出電壓目標值vo*而獲得的控制信號被賦予第一升壓電路控制單元32，由此使第一升壓電路10根據升壓電路電壓目標值vo*而輸出電壓。

將第一升壓電路10輸出的功率賦予dc電抗器15，且隨後反饋為新的第一升壓電路電流檢測值iin.1。隨後，通過第三加法器62再次計算升壓電路電流目標值iin.1*和第一升壓電路電流檢測值iin.1之間的差，且基於上述差控制第一升壓電路10。

如上所述，第一升壓電路10基於升壓電路電流目標值iin.1*和第一升壓電路電流檢測值iin.1經歷反饋控制(步驟s8)。

第二計算部61將升壓電路電流目標值iin.2*賦予第五加法器72。

第二升壓電路41基於升壓電路電流目標值iin.2*經歷反饋控制。

像升壓電路電流目標值iin.2*那樣，將當前第二升壓電路電流檢測值iin.2賦予第五加法器72。

第五加法器72計算升壓電路電流目標值iin.2*和當前第二升壓電路電流檢測值iin.2之間的差，且將計算結果賦予補償器73。

當賦予差時，補償器73基於比例係數等執行計算，且隨後第六加法器74將計算結果從dc輸入電壓檢測值vg.2減去，由此計算允許差收斂的第二升壓電路電壓參考值vbc2#，以便第二升壓電路電流檢測值iin.2變成升壓電路電流目標值iin.2*。通過比較第二升壓電路電壓參考值vbc2#和從第一計算部51賦予的用於dc/dc轉換器的輸出電壓目標值vo*而獲得的控制信號被賦予第二升壓電路控制單元35，由此使第二升壓電路41根據升壓電路電壓目標值vo*而輸出電壓。

因此，如第一升壓電路10中那樣，第二升壓電路41基於升壓電路電流目標值iin.2*和第二升壓電路電流檢測值iin.2經歷反饋控制(步驟s8)。

在上述步驟s8之後，控制處理單元30基於上述表達式(1)計算當前輸入功率平均值(步驟s9)。

基於與之前計算的輸入功率平均值進行的比較，控制處理單元30設定dc輸入電流目標值ig.i*，以便輸入功率平均值變成最大值(跟隨最大功率點)。

因此，控制處理單元30同時控制升壓電路10和41以及逆變器電路11，對第一陣列2和第二陣列兩者執行mppt控制。

圖8是示出逆變器輸出電壓目標值vinv*的示例的示意圖。在圖8中，垂直軸表示電壓且水平軸表示時間。虛線表示商用電力系統3的電壓波形，且實線表示逆變器輸出電壓目標值vinv*的波形。

逆變器裝置1利用作為電壓目標值的圖8中所示的逆變器輸出電壓目標值vinv*通過根據圖7中的流程圖的控制而輸出功率。

因此，逆變器裝置1輸出具有根據圖9中所示的逆變器輸出電壓目標值vinv*的波形的電壓的功率。

如圖9中所示，兩個波形幾乎具有相同的電壓值和相同的頻率，但是逆變器輸出電壓目標值vinv*的相位領先商用電力系統3的電壓相位幾度。

本實施例的控制處理單元30使逆變器輸出電壓目標值vinv*的相位領先商用電力系統3的電壓相位約三度，同時如上所述對第一升壓電路10和逆變器電路11執行反饋控制。

使逆變器輸出電壓目標值vinv*的相位領先商用電力系統3的電壓相位幾度的角度可以是幾度，且如下所述，角度設定在來自商用電力系統3的電壓波形的差的電壓波形的相位領先商用電力系統3的電壓波形的相位90度的範圍內。例如，相位超前角的角度設定為大於0度且小於10度。

[3升壓電路的電壓目標值]

在本實施例中，如上所述，連接至第二升壓電路41的第二陣列40被配置為輸出具有比第一陣列2輸出的電力的電壓小的電壓的功率。

另一方面，如上述表達式(6)和(7)以及圖7中的步驟s6所示，如下設定作為用於升壓電路10和41兩者輸出的功率的電壓目標值的升壓電路電壓目標值vo*。

即，第一陣列2的第一dc輸入電壓檢測值vg.1以及第二陣列40的第二dc輸入電壓檢測值vg.2彼此比較，且選擇作為更高電壓的第一dc輸入電壓檢測值vg.1(表達式(7))。

隨後，所選擇的第一dc輸入電壓檢測值vg.1以及逆變器輸出電壓目標值vinv*的絕對值彼此比較，且採用更高的值，因此獲得升壓電路電壓目標值vo*。

圖9是示出怎樣計算升壓電路電壓目標值vo*的示意圖。在圖9中，(a)示出逆變器輸出電壓目標值vinv*和第一dc輸入電壓檢測值vg.1之間的比較。在圖9的(a)中，垂直軸表示電壓且水平軸表示時間。

控制處理單元30比較第一dc輸入電壓檢測值vg.1以及逆變器輸出電壓目標值vinv*的絕對值，且採用更高的值。因此，在其中逆變器輸出電壓目標值vinv*的絕對值等於或大於第一dc輸入電壓檢測值vg.1的時段期間，升壓電路電壓目標值vo*的波形跟隨逆變器輸出電壓目標值vinv*，且在其中逆變器輸出電壓目標值vinv*的絕對值等於或小於第一dc輸入電壓檢測值vg.1的時段期間，跟隨第一dc輸入電壓檢測值vg.1。

在圖9中，(b)示出升壓電路電壓目標值vo*的波形。如圖9的(b)中所示，在其中逆變器輸出電壓目標值vinv*等於或大於第一dc輸入電壓檢測值vg.1的時段期間，升壓電路電壓目標值vo*的波形跟隨逆變器輸出電壓目標值vinv*的絕對值，且在其中逆變器輸出電壓目標值vinv*等於或小於第一dc輸入電壓檢測值vg.1的時段期間，跟隨第一dc輸入電壓檢測值vg.1。

因此，如圖9的(b)中所示，因為升壓電路電壓目標值vo*的最小電壓值是第一dc輸入電壓檢測值vg.1，因此升壓電路電壓目標值vo*總是具有比第二dc輸入電壓檢測值vg.2大的電壓，且防止變得低於第一dc輸入電壓檢測值vg.1。

即，第二升壓電路41總是執行升壓操作以輸出具有根據升壓電路電壓目標值vo*的電壓的功率。

例如，如果從第二升壓電路41輸出的功率利用第二dc輸入電壓檢測值vg.2作為參考而被升壓，則從第二升壓電路41輸出的功率在圖9的(c)中的範圍k內具有比第一dc輸入電壓檢測值vg.1低的電壓值，且當功率僅從第一陣列2提供時，未獲得來自第二陣列40的功率提供。因此，可整體降低陣列2和40的供電效率。

在這點上，在本實施例中，如圖9的(c)中所示，控制第二升壓電路41以便將從第二升壓電路41輸出的電力的電壓值基本上與其中逆變器輸出電壓目標值vinv*等於或小於第一dc輸入電壓檢測值vg.1的範圍k內的第一dc輸入電壓檢測值vg.1一致。因此，可使從第二升壓電路41輸出的功率的最小電壓值基本上與第一dc輸入電壓檢測值vg.1一致。

因此，可防止從第二升壓電路41輸出的電力的電壓值變得遠低於從第一升壓電路10輸出的電力的電壓值。因此，可防止其中未獲得通過第二升壓電路41從第二陣列40提供功率的時段k的出現，藉此可抑制供電效率的降低。

在本實施例中，為了計算作為用於各個升壓電路的電流目標值的升壓電路電流目標值iin.i*，如通過上述表達式(8)所示，可適當獲得用於相應升壓電路10和41的電流目標值。因此，從第二升壓電路41輸出的功率的最小電壓值基本上與第一輸入電壓檢測值vg.1一致。

如果基於升壓電路電流目標值iin.1*控制第一升壓電路10，則第一升壓電路10在其中逆變器輸出電壓目標值vinv*低於第一dc輸入電壓檢測值vg.1的時段期間停止升壓操作，且在其中逆變器輸出電壓目標值vinv*高於第一dc輸入電壓檢測值vg.1的時段期間執行升壓操作。

注意到其中從第二升壓電路41輸出的電力的電壓值(第二dc輸入電壓檢測值vg.2)基本上與第一dc輸入電壓檢測值vg.1一致的狀態是指其中這些電壓彼此一致以致當從第一升壓電路10和第二升壓電路41提供功率時，可從兩個升壓電路獲得功率的提供的狀態。

圖10是示出dc輸入電壓檢測值vg.1和vg.2以及升壓電路電壓目標值vo*，以及各個目標值的時間變化的仿真結果的曲線圖。

在圖10中，上部曲線圖示出逆變器輸出電壓目標值vinv*和系統電壓檢測值va之間的關係，中部曲線圖示出dc輸入電壓值vg.1和vg.2和升壓電路電壓目標值vo*之間的關係，且下部曲線圖示出升壓電路電流目標值iin.1*和iin.2*。

如圖10中所示，可確認升壓電路電壓目標值vo*的波形在其中逆變器輸出電壓目標值vinv*等於或大於第一dc輸入電壓檢測值vg.1的時段期間跟隨逆變器輸出電壓目標值vinv*的絕對值，且在其中逆變器輸出電壓目標值vinv*等於或小於第一dc輸入電壓檢測值vg.1的時段期間跟隨第一dc輸入電壓檢測值vg.1。

[4對第一升壓電路和逆變器電路的控制]

第一升壓電路控制單元32(圖3)控制第一升壓電路10的開關元件qb1。逆變器電路控制單元33控制逆變器電路11的開關元件q1至q4。

第一升壓電路控制單元32和逆變器電路控制單元33分別產生第一升壓電路載波以及逆變器電路載波，且利用作為控制處理單元30賦予的目標值的第一升壓電路電壓參考值vbc1#和逆變器電壓參考值vinv#分別調製這些載波，以產生用於驅動各個開關元件的驅動波形。

第一升壓電路控制單元32和逆變器電路控制單元33基於驅動波形控制各個開關元件，由此使第一升壓電路10和逆變器電路11輸出具有接近於逆變器輸出電壓目標值vinv*的波形的電壓波形的ac電力。

在圖11中，(a)是示出第一升壓電路載波和第一升壓電路電壓參考值vbc1#之間的比較。在圖11的(a)中，垂直軸表示電壓且水平軸表示時間。在圖11的(a)中，為了有助於理解，第一升壓電路載波的波長與實際波長相比延長。

通過第一升壓電路控制單元32產生的升壓電路載波是具有「0」最小值的三角波，且具有設定在控制處理單元30賦予的升壓電路電壓目標值vo*處的幅值a1。

根據來自控制處理單元30的控制命令，通過升壓電路控制單元32設定升壓電路載波的頻率，以便實現預定佔空比。

如上所述，升壓電路電壓目標值vo*改變以便在其中逆變器輸出電壓目標值vinv*的絕對值大致等於或大於第一dc輸入電壓檢測值vg.1的時段w1期間跟隨逆變器輸出電壓目標值vinv*的絕對值，且在另一時段期間跟隨第一dc輸入電壓檢測值vg.1。因此，第一升壓電路載波的幅值a1也根據升壓電路電壓目標值vo*變化。

在本實施例中，第一dc輸入電壓檢測值vg.1是250伏特，且商用電力系統3的電壓幅值是288伏特。

第一升壓電路電壓參考值vbc1#的波形(以下可稱為第一升壓電路參考波vbc1#)對應於通過控制處理單元30，基於升壓電路電流目標值iin.1*計算的值，且在其中逆變器輸出電壓目標值vinv*的絕對值大於第一dc輸入電壓檢測值vg.1的時段w1期間具有正值。在時段w1期間，第一升壓電路參考波vbc1#具有接近於由升壓電路電壓目標值vo*產生的波形的形狀的波形，且與第一升壓電路載波交叉。

第一升壓電路控制單元32比較第一升壓電路載波和第一升壓電路參考波vbc1#，且產生用於驅動開關元件qb1的驅動波形，以便在其中第一升壓電路參考波vbc1#等於或大於第一升壓電路載波的時段期間開啟，且在其中第一升壓電路參考波vbc1#等於或小於該載波的時段期間關閉。

在圖11中，(b)示出由第一升壓電路控制單元32產生的用於驅動開關元件qb1的驅動波形。在圖11的(b)中，垂直軸表示電壓且水平軸表示時間。圖11的(b)中的水平軸與圖11的(a)中的水平軸一致。

驅動波形表示開關元件qb1的開關操作。當將驅動波形賦予開關元件qb1時，使開關元件qb1根據驅動波形執行開關操作。當電壓為0伏特時，驅動波形形成控制命令以關閉開關元件，且當電壓為正電壓時開啟開關元件。

第一升壓電路控制單元32產生驅動波形以便在其中逆變器輸出電壓目標值vinv*的電壓值的絕對值等於或大於第一dc輸入電壓檢測值vg.1的範圍w1期間執行開關操作。因此，在其中該絕對值等於或小於第一dc輸入電壓檢測值vg.1的範圍內，控制開關元件qb1以停止開關操作。

通過作為三角波的第一升壓電路載波的截距確定各個脈衝寬度。因此，脈衝寬度在電壓較高的部分處較大。

如上所述，第一升壓電路控制單元32藉助第一升壓電路參考波vbc1#調製第一升壓電路載波，以產生代表用於開關的脈衝寬度的驅動波形。第一升壓電路控制單元32基於所產生的驅動波形對第一升壓電路10的開關元件qb1執行pwm控制。

在其中提供在二極體16的正向上傳導電流的開關元件qbu與二極體16並聯的情況下，與用於開關元件qb的驅動波形反轉的驅動波形用於開關元件qbu。

為了防止開關元件qb和開關元件qbu同時傳導電流，在用於開關元件qbu的驅動脈衝從關閉移動至啟動的部分處提供約1微秒的死區時間。

在圖12中，(a)是示出逆變器電路載波和逆變器電壓參考值vinv#的波形之間的比較的曲線圖。在圖12的(a)中，垂直軸表示電壓且水平軸表示時間。而且在圖12的(a)中，為了有助於理解，逆變器電路載波的波長與實際波長相比被延長。

由逆變器電路控制單元33產生的逆變器電路載波是在0伏特具有幅值中心，且其一側幅值設定在升壓電路電壓目標值vo*(用於電容器23的電壓目標值)處的三角波。因此，逆變器電路載波具有其中其幅值a2是第一dc輸入電壓檢測值vg.1的兩倍大(500伏特)的時段以及其中幅值a2是商用電力系統3的電壓兩倍大(最大576伏特)的時段。

其頻率根據來自控制處理單元30等的控制命令，由逆變器電路控制單元33設定，以便實現預定佔空比。

如上所述，升壓電路電壓目標值vo*改變以在其中逆變器輸出電壓目標值vinv*的絕對值大致等於或大於第一dc輸入電壓檢測值vg.1的時段w1期間跟隨逆變器輸出電壓目標值vinv*的絕對值，且在另一時段，即時段w2期間跟隨第一dc輸入電壓檢測值vg.1。因此，逆變器電路載波的幅值a2也根據升壓電路電壓目標值vo*改變。

逆變器電壓參考值vinv#的波形(以下可稱為逆變器電路參考波vinv#)對應於通過控制處理單元30，基於逆變器電流目標值iinv*計算的值，且設定為具有與商用電力系統3的電壓幅值(288伏特)大致相同的幅值。因此，逆變器電路參考波vinv#在其中電壓值處於-vg.1和+vg.1之間的範圍內與逆變器電路載波交叉。

逆變器電路控制單元33比較逆變器電路載波和逆變器電路參考波vinv#，且產生用於驅動開關元件q1至q4的驅動波形，以便在其中逆變器電路參考波vinv#等於或大於逆變器電路載波的時段期間啟動，且在其中逆變器電路參考波vinv#等於或小於載波的時段期間關閉。

在圖12中，(b)示出逆變器電路控制單元33產生的用於驅動開關元件q1的驅動波形。在圖12的(b)中，垂直軸表示電壓且水平軸表示時間。圖12的(b)中的水平軸與圖12的(a)中的水平軸一致。

逆變器電路控制單元33產生驅動波形以便在其中逆變器電路參考波vinv#的電壓處於-vg.1和+vg.1之間的範圍w2中執行開關操作。因此，在另一範圍中，控制開關元件q1以停止開關操作。

在圖12中，(c)示出逆變器電路控制單元33產生的用於驅動開關元件q3的驅動波形。在圖12的(c)中，垂直軸表示電壓且水平軸表示時間。

逆變器電路控制單元33比較載波以及由圖12的(a)中的虛線表示的與逆變器電路參考波vinv#反轉的波形，以產生用於開關元件q3的驅動波形。

而且在這種情況下，逆變器電路控制單元33產生驅動波形以便在其中逆變器電路參考波vinv#的電壓(與其反轉的波形)處於-vg.1和+vg.1之間的範圍w2中執行開關操作。因此，在另一範圍中，控制q3以停止開關操作。

逆變器電路控制單元33產生與用於開關元件q1的驅動波形反轉的波形，作為用於開關元件q2的驅動波形，且產生與用於開關元件q3的驅動波形反轉的波形，作為用於開關元件q4的驅動波形。

如上所述，逆變器電路控制單元33藉助逆變器電路參考波vinv#調製逆變器電路載波，以產生代表用於開關的脈衝寬度的驅動波形。逆變器電路控制單元33基於所產生的驅動波形對逆變器電路11的開關元件q1至q4執行pwm控制。

本實施例的第一升壓電路控制單元32使第一升壓電路10輸出功率以便dc電抗器15中流動的電流與升壓電路電流目標值iin.1*一致。因此，使第一升壓電路10在其中逆變器輸出電壓目標值vinv*的絕對值大致等於或大於第一dc輸入電壓檢測值vg.1的時段w1(圖11)期間執行開關操作。第一升壓電路10在時段w1期間輸出具有等於或大於第一dc輸入電壓檢測值vg.1且接近於逆變器輸出電壓目標值vinv*的絕對值的電壓的功率。另一方面，在其中逆變器輸出電壓目標值vinv*的絕對值大致等於或小於第一dc輸入電壓檢測值vg.1的時段期間，升壓電路控制單元32停止第一升壓電路10的開關操作。因此，在其中絕對值等於或小於第一dc輸入電壓檢測值vg.1的時段期間，第一升壓電路10在沒有對其電壓進行升壓的情況下將第一陣列2輸出的dc電力輸出至逆變器電路11。

本實施例的逆變器電路控制單元33使逆變器電路11輸出功率以便ac電抗器22中流動的電流與逆變器電流目標值iinv*一致。因此，使逆變器電路11在其中逆變器輸出電壓目標值vinv*大致處於-vg.1和+vg.1之間的範圍w2期間(圖12)執行開關操作。即，使逆變器電路11在其中逆變器輸出電壓目標值vinv*的電壓絕對值等於或小於第一dc輸入電壓檢測值vg.1的時段期間執行開關操作。

因此，當第一升壓電路10的開關操作停止時，逆變器電路11執行開關操作以輸出接近於逆變器輸出電壓目標值vinv*的ac電壓。

另一方面，在除其中逆變器輸出電壓目標值vinv*的電壓大致處於-vg.1和+vg.1之間的時段w2之外的時段中，逆變器電路控制單元33停止逆變器電路11的開關操作。在此時段期間，將由第一升壓電路10升壓的功率賦予逆變器電路11。因此，開關操作停止的逆變器電路11在未降低其電壓的情況下輸出第一升壓電路10賦予的功率。

即，本實施例的逆變器裝置1使第一升壓電路10和逆變器電路11執行開關操作以便在其間交替切換，且將它們相應的輸出功率彼此疊加，由此輸出具有接近於逆變器輸出電壓目標值vinv*的電壓波形的ac電力。

如上所述，在本實施例中，執行控制以便在輸出對應於將從逆變器裝置1輸出的ac電力的電壓高於第一dc輸入電壓檢測值vg.1的部分的電壓的情況下操作第一升壓電路10，且在輸出對應於ac電力的電壓低於第一dc輸入電壓檢測值vg.1的部分的電壓的情況下操作逆變器電路11。因此，因為逆變器電路11不會降低已經由第一升壓電路10升壓的功率，因此可降低電壓的降壓中的電勢差，藉此可降低由於升壓電路的切換造成的損耗且可以以提高的效率輸出ac電力。

而且，對於第一升壓電路10以及逆變器電路11兩者來說，因為基於控制單元12設定的逆變器電流目標值iinv*計算逆變器輸出電壓目標值vinv*，因此可抑制輸出以便交替切換的升壓電路的功率和逆變器電路的功率之間的頻移或失真的出現。

控制處理單元30的第一升壓電路控制單元32可控制第一升壓電路10以便在高於略低於第一dc輸入電壓檢測值vg.1的電壓值的範圍內操作，且在等於或小於略低於第一dc輸入電壓檢測值vg.1的電壓值的範圍內停止開關操作。

在這種情況下，故意提供其中第一升壓電路10輸出的功率以及逆變器電路11輸出的功率彼此疊加的時段，藉此可在第一升壓電路10和逆變器電路11彼此切換的部分平穩連接電流波形。

這裡，略低於第一dc輸入電壓檢測值vg.1的電壓值是指設定以便允許第一升壓電路10輸出的電流波形以及逆變器電路11輸出的電流波形之間平穩連接的電壓值，即，設定為低於第一dc輸入電壓檢測值vg.1以便第一升壓電路10的輸出以及逆變器電路11的輸出彼此疊加至需要在兩個電流波形之間進行平穩連接的程度的電壓值。

圖13是示出用於開關元件qb1和q1至q4的參考波和驅動波形的示例的示意圖。

圖13從最上側示出用於逆變器電路的參考波vinv#和載波，用於開關元件q1的驅動波形，用於第一升壓電路的參考波vbc1#和載波，用於開關元件qb的驅動波形，以及逆變器裝置1輸出的ac電力的電流波形的目標值和測量值的曲線圖。這些曲線圖的水平軸表示時間，且彼此一致。

如圖13中所示，發現控制輸出電流以便其實際測量值ia與目標值ia*一致。

此外，發現控制其中第一升壓電路10的開關元件qb1執行開關操作的時段以及其中逆變器電路11的開關元件q1至q4執行開關操作的時段以便在其間交替切換。

[5對第二升壓電路的控制]

第二升壓電路控制單元35(圖3)控制第二升壓電路41的開關元件qb2。

第二升壓電路控制單元35產生第二升壓電路載波，且藉助控制處理單元30賦予的第二升壓電路電壓參考值vbc2#調製這個載波，以產生用於驅動開關元件qb2的驅動波形。

第二升壓電路控制單元35和逆變器電路控制單元33基於驅動波形控制各個開關元件，由此使逆變器電路11輸出具有接近於逆變器輸出電壓目標值vinv*的波形的電壓波形的ac電力。

在圖14中，(a)是示出第二升壓電路載波和第二升壓電路電壓參考值vbc2#的波形之間的比較。在圖14的(a)中，垂直軸表示電壓且水平軸表示時間。

通過第二升壓電路控制單元35產生的第二升壓電路載波是三角波，且具有設定為與升壓電路電壓目標值vo*的電壓幅值相同的值(幅值a1)的幅值。根據來自控制處理單元30等的控制命令，通過第二升壓電路控制單元35設定第二升壓電路載波的頻率，以便實現預定佔空比。

在本實施例中，第二dc輸入電壓檢測值vg.2是150伏特。

如上所述，升壓電路電壓目標值vo*改變以便在其中逆變器輸出電壓目標值vinv*的絕對值大致等於或大於第一dc輸入電壓檢測值vg.1的時段期間跟隨逆變器輸出電壓目標值vinv*的絕對值，且在另一時段期間跟隨第一dc輸入電壓檢測值vg.1。因此，第二升壓電路載波的幅值也根據升壓電路電壓目標值vo*變化。

第二升壓電路電壓參考值vbc2#的波形(以下可稱為第二升壓電路參考波vbc2#)對應於通過控制處理單元30，基於升壓電路電流目標值iin.2*計算的值，且與第一升壓電路參考波vbc1#不同，在整個範圍上幾乎具有正值。因此第二升壓電路電壓參考值vbc2#幾乎跨越第二升壓電路載波的整個範圍。

第二升壓電路控制單元35比較第二升壓電路載波和第二升壓電路電壓參考值vbc2#，且產生用於驅動開關元件qb2的驅動波形，以便在其中第二升壓電路參考波vbc2#等於或大於第二升壓電路載波的時段期間開啟，且在其中第二升壓電路參考波vbc2#等於或小於第二升壓電路載波的時段期間關閉。

在圖14中，(b)示出由第二升壓電路控制單元35產生的用於驅動開關元件qb2的驅動波形。在圖14的(b)中，垂直軸表示電壓且水平軸表示時間。圖14的(b)中的水平軸與圖14的(a)中的水平軸一致。

如上所述，第二升壓電路電壓參考值vbc2#幾乎跨越第二升壓電路載波的整個範圍。因此，第二升壓電路控制單元35產生驅動波形以便使開關元件qb2在整個範圍上執行開關操作。

如上所述，第二升壓電路控制單元35藉助第二升壓電路電壓參考值vbc2#調製第二升壓電路載波，以產生代表用於開關的脈衝寬度的驅動波形。第二升壓電路控制單元35基於所產生的驅動波形對第二升壓電路41的開關元件qb2執行pwm控制。

在基於上述驅動波形進行控制時，第二升壓電路41輸出接近於第二升壓電路電流目標值iin.2*的電流波形。因此，第二升壓電路41輸出的功率的最小電壓值基本上與第一dc輸入電壓檢測值vg.1一致(參見圖9中的(b))，藉此，可防止從第二升壓電路41輸出的電力的電壓值變得遠低於從第一升壓電路10輸出的電力的電壓值。因此，可防止其中未獲得通過第二升壓電路41從第二陣列40提供功率的時段的出現，藉此可抑制供電效率的降低。

從第二升壓電路41賦予逆變器電路11的電力的電壓基本上與從第一升壓電路10賦予逆變器電路11的功率(通過第一升壓電路10升壓的功率以及第一陣列2輸出的dc電力)的電壓一致。因此，從第二升壓電路41賦予逆變器電路11的功率與從第一升壓電路10賦予逆變器電路11的功率疊加，且隨後將最終功率賦予逆變器電路11。

基於從兩個升壓電路10和41賦予的功率，逆變器電路11輸出具有接近於上述逆變器輸出電壓目標值vinv*的電壓波形的ac電力。

[6輸出的ac電力的電流相位]

輸出具有接近於逆變器輸出電壓目標值vinv*的電壓波形的ac電力的本實施例的升壓電路10和41以及逆變器電路11兩者在後續級通過控制單元12的控制連接至濾波器電路21。逆變器裝置1將ac電力通過濾波器電路21輸出至商用電力系統3。

這裡，通過控制處理單元30產生逆變器輸出電壓目標值vinv*以便具有如上所述領先商用電力系統3的電壓相位幾度的電壓相位。

因此，由升壓電路10和41以及逆變器電路11兩者輸出的ac電壓也具有領先商用電力系統3的電壓相位幾度的電壓相位。

因此，將來自升壓電路10和41以及逆變器電路11兩者的ac電壓施加至濾波器電路21的ac電抗器22的一端(圖2)，且商用電力系統3的電壓施加至另一端。因此，具有彼此偏移幾度的相位的電壓施加至ac電抗器22的相應端。

在圖15中，(a)是示出逆變器電路11輸出的ac電壓，商用電力系統3以及ac電抗器22兩端之間的電壓的電壓波形的曲線圖。在圖15的(a)中，垂直軸表示電壓且水平軸表示時間。

如圖15的(a)中所示，當具有彼此偏移幾度的相位的電壓施加至ac電抗器22的相應端時，ac電抗器22兩端之間的電壓等於施加至ac電抗器22的相應端且具有彼此偏移幾度的相位的電壓之間的差。

因此，如圖15的(a)中所示，ac電抗器22的兩端之間的電壓相位領先商用電力系統3的電壓相位90度。

在圖15中，(b)是示出ac電抗器22中流動的電流的波形的曲線圖。在圖15的(b)中，垂直軸表示電流且水平軸表示時間。圖15的(b)中的水平軸與圖15的(a)中的水平軸一致。

ac電抗器22的電流相位落後其電壓相位90度。因此，如圖15的(b)中所示，通過ac電抗器22輸出的ac電力的電流相位與商用電力系統3的電流相位同步。

因此，雖然逆變器電路11輸出的電壓相位領先商用電力系統3的相位幾度，但是逆變器電路11輸出的電流相位與商用電力系統3的電流相位一致。

因此，逆變器裝置1輸出的ac電力的電流波形的相位與商用電力系統3的電壓相位一致。

因此，可輸出與商用電力系統3的電壓同相的ac電力。

[7其他]

本發明不限於上述實施例。在上述實施例中，已經示出其中兩個太陽能電池陣列，即第一陣列2和第二陣列40並聯連接至逆變器電路11的示例。但是，例如，可連接更多的太陽能電池陣列，且可連接更多的連接了太陽能電池陣列的升壓電路。在這種情況下，在連接的更多的太陽能電池陣列中，輸出具有最高電壓值的功率的太陽能電池陣列可用作上述實施例的第一陣列2，且其他陣列可用作上述實施例的第二陣列40。

而且在這種情況下，處於具有最高電壓值的太陽能電池陣列的最優操作點的電壓值用作第一輸入電壓設定值vset1，且控制其他太陽能電池陣列以便其他太陽能電池陣列輸出的功率的最小電壓值基本上與第一輸入電壓設定值vset1一致。

而且在這種情況下，可避免其中未獲得來自多個太陽能電池陣列的功率提供的時段的出現，藉此可抑制逆變器1的效率的降低。

在上述實施例中，用於逆變器電路，第一升壓電路以及第二升壓電路的載波的幅值設定為升壓電路電壓目標值vo*。但是，可提供用於檢測電容器19的兩端之間電壓的電壓傳感器，從而獲得升壓電路電壓檢測值vo，且可利用升壓電路電壓檢測值vo執行控制。

在這種情況下，升壓電路電壓檢測值vo可用作各個載波的幅值。因此，即使dc電源的系統電壓或輸出電壓改變時，也可以輸出具有減少的失真的ac電流。

[8補充附註]

已經正式可利用實際的機器獲得與上述實施例中各個仿真相同的結果。

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[總體配置]

以下將說明執行ac至dc電力轉換的轉換裝置1r的實施例。

圖16是示出包括轉換裝置1r的電力存儲系統的示例的框圖。在圖16中，蓄電池81和82連接至轉換裝置1r的兩個系統的輸出端，且商用電力系統3(ac系統)連接至轉換裝置1r的輸入端。電力存儲系統能將商用電力系統3提供的功率從ac轉換成dc並將轉換的功率存儲在蓄電池81和82中。

轉換裝置1r包括：將從商用電力系統3接收的ac電力轉換成dc電力的ac/dc轉換器11u；作為對ac/dc轉換器11u的輸出電壓進行降壓的dc/dc轉換器的第一降壓電路10d以及第二降壓電路41d；以及控制這些電路10d，11u以及41d的操作的控制單元12。如與圖1比較而顯而易見的，能量流動的方向是反向的。

圖17是轉換裝置1r的電路圖的示例。與圖2不同的是，首先，圖2中的太陽能電池陣列2和40以蓄電池81和82替代。此外，雖然其部件相同，但是在轉換裝置1r中，圖2中的第一升壓電路10和第二升壓電路41以第一降壓電路10d以及第二降壓電路41d替代，且圖2中的逆變器電路11以也能與ac電抗器22協同進行升壓操作的ac/dc轉換器11u替代。

第一降壓電路10d以及第二降壓電路41d具備分別與圖2中的相同的二極體16和43並聯的開關元件qa1和qa2。對於開關元件qa1和qa2來說，例如可採用所示的igbt或fet。

轉換裝置1r的其他配置基本上與圖2中的逆變器裝置1的配置相同。因此，轉換裝置1r具有雙向特性，且在連接光伏面板時能執行與圖2中的逆變器裝置1相同的操作。此外，轉換裝置1r也能通過將蓄電池81和82的dc電力轉換成ac電力而執行自主操作。

在轉換裝置1r操作為逆變器裝置的情況下，開關元件qa1和qa2由控制單元12控制，因此開關元件qa1和qa2常關或開關元件qa1與開關元件qb1交替啟動且開關元件qa2與開關元件qb2交替啟動。此外，第一降壓電路10d以及第二降壓電路41d分別用作升壓電路，且ac/dc轉換器11u用作逆變器電路。

在基於商用ac系統3的ac電力對蓄電池81和82充電的情況下，控制單元12可通過控制開關元件q1至q4的操作執行同步整流。此外，通過在ac電抗器22的存在下執行pwm控制，控制單元12可在執行升壓操作的同時執行整流。因此，ac/dc轉換器11u將商用ac系統3賦予的ac電力轉換成dc電力。

第一降壓電路10d形成降壓斬波電路，且開關元件qb1和qa1由控制單元12控制。第二降壓電路41d形成降壓斬波電路，且開關元件qb2和qa2由控制單元12控制。

控制第一降壓電路10d以及第二降壓電路41d的開關操作以便其中各個第一降壓電路10d以及第二降壓電路41d執行開關操作的時段以及其中ac/dc轉換器11u執行開關操作的時段交替切換。因此，在其中各個第一降壓電路10d以及第二降壓電路41d執行開關操作的時段期間，相應的降壓電路將降壓的電壓輸出至蓄電池81和82，且在其中各個降壓電路停止開關操作(開關元件qb1,qb2關閉且開關元件qa1,qa2啟動)的時段期間，相應降壓電路將ac/dc轉換器11u輸出並輸入至第一降壓電路10d和第二降壓電路41d的dc電壓經由dc電抗器15和42分別賦予至蓄電池81和82。但是，取決於蓄電池81和82的充電狀態和電壓，出於電壓調整的目的，在第一降壓電路10d和第二降壓電路41d中的一個停止開關操作的同時，另一個執行用於降壓操作的開關操作。

[電壓波形概述]

圖18是概念性地示出轉換裝置1r的操作的電壓波形示意圖。

在圖18中，(a)示出用於ac/dc轉換器11u的ac輸入電壓目標值vinv*的絕對值的示例。這通常對應於基於商用ac的全波整流波形。雙點劃線表示用於充電的dc電壓vg(其與表達式(7)中相同)。如圖18的(b)中所示，在其中dc電壓vg高於ac輸入電壓目標值vinv*的絕對值的時段期間(從t0至t1，從t2至t3，從t4)，ac/dc轉換器11u與ac電抗器22協作執行開關操作且執行升壓操作。

同時，在這些時段期間(從t0至t1，從t2至t3，從t4)，第一降壓電路10d以及第二降壓電路41d中至少一者停止降壓操作。注意到圖18的(b)中的細條實際上是pwm脈衝串，且其佔空根據ac輸入電壓目標值vinv*的絕對值變化。因此，如果這種狀態下的電壓施加至蓄電池81，82，則出現圖18的(c)中所示的波形。

另一方面，其中dc電壓vg低於ac輸入電壓目標值vinv*的絕對值的時段期間(從tl至t2，從t3至t4)，ac/dc轉換器11u停止開關，且替代地，第一降壓電路10d以及第二降壓電路41d操作。這裡提及的開關是指例如約20khz下的高頻切換，且不是指在這種用於執行同步整流的低頻(兩倍於商用頻率)下的切換。即使開關元件q1至q4由於ac/dc轉換器11u中的切換停止造成的全部關閉，通過開關元件q1至q4中包括的二極體整流的電壓被輸入至第一降壓電路10d以及第二降壓電路41d。這裡，為了降低傳導損耗，優選執行同步整流。

在執行同步整流的情況下的ac/dc轉換器11u中，通過控制單元12的控制，在其中ac電壓va的符號是正的時段期間，開關元件q1和q4啟動且開關元件q2和q3關閉，且在其中ac電壓va的符號是負的時段期間，反轉這些開關元件的啟動和關閉。反轉的頻率是商用頻率的兩倍高，且因此與高頻開關頻率相比非常低。因此，由於開/關反轉造成的損耗非常小。

同時，在時段(從tl至t2，從t3至t4)期間，第一降壓電路10d以及第二降壓電路41d執行降壓操作。圖18的(d)中所示的細條實際上是pwm脈衝串，且其佔空根據ac輸入電壓目標值vinv*的絕對值改變。由於降壓操作，因此獲得圖18的(e)中所示的所需dc電壓vg。

如上所述，僅在其中基於ac電壓的ac輸入電壓目標值vinv*的絕對值低於dc電壓vg的時段期間，ac/dc轉換器11u操作，且在另一時段期間，停止ac/dc轉換器11u中的切換，藉此可降低ac/dc轉換器11u中的開關損耗。

類似地，僅在其中ac輸入電壓目標值vinv*的絕對值高於dc電壓vg的時段期間，第一降壓電路10d以及第二降壓電路41d操作，且在另一時段期間，停止第一降壓電路10d以及第二降壓電路41d中至少一者的切換，藉此可降低第一降壓電路10d以及第二降壓電路41d中的開關損耗。

因此，ac/dc轉換器11u以及第一降壓電路10d和第二降壓電路41d中至少一者交替執行開關操作。即，對於ac/dc轉換器11u，第一降壓電路10d以及第二降壓電路41d中每一個來說，會出現其中停止切換的時段。此外，因為ac/dc轉換器11u在除了ac輸入電壓目標值vinv*的絕對值的峰值及其附近之外的區域中操作，因此ac/dc轉換器11u執行切換處的電壓相對較低。這也有助於降低開關損耗。因此，可大幅降低轉換裝置1r的整體開關損耗。

[控制的說明]

轉換裝置1r的控制可被認為是通過反轉通過圖2中的逆變器裝置1互連的系統中的控制方向而獲得的類似控制。利用可執行與逆變器裝置1中相同的系統互連的轉換裝置1r，這種控制也適於在逆向操作下提高轉換裝置1r的效率。

逆變器裝置1中的各種值，以及與其對應的轉換裝置1r中的各種值如下。注意到，如果蓄電池81和第一降壓電路10d設定為第一dc系統且蓄電池82以及第二降壓電路41d設定為第二dc系統，則第一dc系統對應於i＝1的情況，且第二dc系統對應於i＝2的情況。

ia.i*:用於來自商用電力系統3的輸入電流的目標值

iin.i:降壓電路電流檢測值

iin.i*:降壓電路電流目標值

iinv*:用於輸入至ac/dc轉換器11u的ac輸入電流的目標值

ig.i*:用於輸入至蓄電池81，82的dc輸入電流的目標值

ic:流過電容器19的電流

ica：流過電容器23的電流

va：系統電壓檢測值

vg.i:蓄電池電壓值

vinv*:用於輸入至ac/dc轉換器11u的ac輸入電壓的目標值

vo*:用於輸入至第一，第二降壓電路10d，41d的輸入電壓的目標值

pin.i:至蓄電池81，82的輸入功率

ploss:轉換裝置1r中的功耗

ηi：轉換效率

因此，能適用對應於用於圖2中的逆變器裝置1的上述表達式(1)至(8)的下述關係。

對應於表達式(1)的輸入至蓄電池81，82的輸入功率的平均值表達如下。

＝...(r1)

對應於表達式(2)，用於從商用電力系統3至各個蓄電池的輸入電流的目標值的有效值表達如下。

＝/(×ηi)...(r2)

對應於表達式(3)的輸入電流目標值ia*表達如下。

ia.i*＝(√2)××sinωt...(r3)

對應於表達式(4)的ac輸入電流目標值iinv*表達如下。

iinv*＝σia.i*-scava...(r4)

利用相對於時間t的導數，上述表達式(r4)表達如下。

iinv*＝σia.i*-ca×(dva/dt)...(r4a)

對應於表達式(5)的ac輸入電壓目標值vinv*表達如下。

vinv*＝va-zaiinv*...(r5)

利用相對於時間t的導數，上述表達式(r5)表達如下。

vinv*＝va–za×(diinv*/dt)...(r5a)

如上所述，在ac/dc轉換器11u和濾波器電路21之間的電路連接點p處設置作為ac側目標值的用於ac/dc轉換器11u的輸入目標值(iinv*,vinv*)，如圖17中所示。因此，對於執行系統互連的情況來說，設定目標值的點移動至商用電力系統3和轉換裝置1r之間的電路連接點之前的級(ac/dc轉換器11u一側)。這樣，可以說，執行ac和dc之間適當的互連，「反向」系統互連。

對於用於對應於表達式(6)的第一降壓電路10d以及第二降壓電路41d的輸入電壓目標值vo*來說，vgf，即表達式(6)中的(vg-ziin.i*)由vgr，即(vg+ziin.i*)取代，以獲得如下表達式。

vo*＝max(vg+ziin.i*,vinv*的絕對值)...(r6)

如表達式(7)中一樣，蓄電池81和82的電壓值中較大的一個可用作蓄電池電壓值vg。

vg＝max(vg.i)...(r7)

降壓電路電流目標值iin.i*表達如下。

iin.i*＝[ia.i*×vinv*-ki{(scava)vinv*+(scovo*)×vo*}]/(vg.i+ziin.i)...(r8)

利用相對於時間t的導數，上述表達式(r8)表達如下。

iin.i*＝[ia.i*×vinv*-ki{(ca×dva/dt)×vinv*+(co×dvo*/dt)×vo*}]/(vg.i+ziin.i)...(r8a)

如果檢測到流過電容器19的電流且檢測電流由ico表示，則獲得下述表達式。

iin.i*＝[ia.i*×vinv*-ki{(ca×dva/dt)vinv*+ico×vo*}]/(vg.i+ziin.i)...(r8b)

在表達式(r8),(r8a)和(r8b)中，第三項是考慮到通過電容器19的無功功率而加入的值。即，除了用於ac/dc轉換器11u的功率目標值之外考慮無功功率使得能更精確地計算iin*的值。

而且，如果預先測量逆變器裝置1的功耗ploss.i，則上述表達式(r8a)可表達如下。

iin.i*＝[ia.i*×vinv*-ki{(ca×dva/dt)vinv*+(c×dvo*/dt)×vo*}-ploss.i]/(vg.i+ziin.i)...(r8c)

類似地，上述表達式(r8b)可表達如下。

iin.i*＝[ia.i*×vinv*-ki{(ca×dva/dt)vinv*+ico×vo*}-ploss.i]/(vg.i+ziin.i)...(r8d)

在這種情況下，除了逆變器電路11的功率目標值之外考慮無功功率以及功耗ploss能更精確的計算iin.i*的值。

如上所述，控制單元12執行控制以便第一降壓電路10d以及第二降壓電路41d在對應於其中用於ac/dc轉換器11u的ac輸入電壓目標值vinv*的絕對值的部分的輸出電壓高於dc電壓(vg+ziin.i*)的情況下操作，且ac/dc轉換器11u在對應於其中用於ac/dc轉換器11u的ac輸入電壓目標值vinv*的絕對值的部分的輸出電壓低於dc電壓(vg+ziin.i*)的情況下操作。因此，可降低藉助ac/dc轉換器11u的升壓操作的電勢差，且可降低由於ac/dc轉換器11u，第一降壓電路10d以及第二降壓電路41d的切換造成的損耗，藉此可以以提高的效率輸出dc電力。

而且，因為第一降壓電路10d，第二降壓電路41d以及ac/dc轉換器11u都基於由控制單元12設定的目標值而操作，因此即使執行操作以便在ac/dc轉換器11u和各個第一降壓電路10d和第二降壓電路41d之間交替切換高頻開關周期，也能抑制輸入至ac/dc轉換器11u的ac電流中的相位偏移或失真的出現。

此外，如上所述，轉換裝置1r可執行與圖2中的逆變器裝置1相同的系統互連操作。因此，能實現可用於執行系統互連的dc/ac轉換以及ac/dc轉換的兩個方向中的有效的轉換裝置。

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以下將說明執行複合功率轉換的轉換裝置1r的示例。

圖19是示出包括這種轉換裝置1r的電力存儲系統的示例的框圖。圖19與圖16的不同之處在於dc電源的一個系統由太陽能電池陣列2替換且提供作為升壓電路的dc/dc轉換器10。

在這種情況下，蓄電池82從商用電力系統3經由ac/dc轉換器11u以及dc/dc轉換器41d充電。太陽能電池陣列2的輸出的電壓通過dc/dc轉換器10升壓且輸出最終的功率作為dc電力。這種功率用於經由dc/dc轉換器41d為蓄電池82充電。

如果太陽能電池陣列2定義為第一系統(i＝1)且蓄電池82定義為第二系統(i＝2)，則通過在表達式(r1)至(r8d)中的i＝1的情況下將ig.1*的符號設定為負且利用表達式(r2)替代表達式(2)而實現ac/dc轉換器11u以及降壓電路(dc/dc轉換器)41d的控制。在這種情況下，通過表達式(2)和表達式(r3)獲得的ia.1具有相對於va相移180度的相位的ac波形，且通過表達式(2)和表達式(r3)獲得的ia.2具有與va相同相位的ac波形。隨後，根據表達式(r4)至(r8d)計算控制目標值。在來自第一系統的輸出功率和輸入至第二系統的輸入功率彼此一致的情況下，在通過表達式(r4)獲得的至商用電力系統3的輸出電流中，有功功率是零且僅存在無功功率，但是從表達式(r5)進行的後續計算是沒有問題的。

通過這種控制，太陽能電池陣列2的輸出可用於為蓄電池82充電。

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以下將說明執行複合功率轉換的轉換裝置1r的另一示例。

圖20是示出包括這種轉換裝置1r的電力存儲系統的示例的框圖。圖20與圖16的不同之處在於dc電源的一個系統由太陽能電池陣列2替換且提供作為升壓電路的dc/dc轉換器10(這與圖19中相同)，且提供操作為逆變器的ac/dc轉換器11。

在這種情況下，通過dc/dc轉換器10升壓太陽能電池陣列2的輸出的電壓且最終的功率輸出作為dc電力。這種功率用於經由dc/dc轉換器41d對蓄電池82充電。在功率用於為蓄電池82充電之後的剩餘功率經由ac/dc轉換器11通過系統互連被銷售。

如果太陽能電池陣列2定義為第一系統(i＝1)且蓄電池82定義為第二系統(i＝2)，則通過在表達式(1)至(8d)中的i＝2的情況下將ig.2*的符號設定為負且利用表達式(r2)替代表達式(2)而實現ac/dc轉換器11以及升壓電路(dc/dc轉換器)10的控制。在這種情況下，通過表達式(r2)和表達式(3)獲得的ia.2具有相對於va相移180度的相位的ac波形，且通過表達式(r2)和表達式(3)獲得的ia.1具有與va相同相位的ac波形。隨後，根據表達式(4)至(8d)計算控制目標值。在來自第一系統的輸出功率和輸入至第二系統的輸入功率彼此一致的情況下，在通過表達式(4)獲得的至商用電力系統3的輸出電流中，有功功率是零且僅存在無功功率，但是從表達式(5)進行的後續計算是沒有問題的。

通過這種控制，通過光伏發電對蓄電池82進行充電，同時可通過系統互連銷售剩餘功率。

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希望在圖2和圖17的電路配置中，sic元件用於dc/dc轉換器10,l0d,41,41d中包括的至少一種半導體開關元件，以及dc/ac逆變器11(或ac/dc轉換器11u)中包括的至少一種半導體開關元件。

在上述轉換裝置1中，可通過減少高頻切換的次數減少半導體元件中的開關損耗以及dc電抗器15和42以及ac電抗器22中的鐵損耗，但是不能減少半導體元件中的傳導損耗。在這點上，利用sic元件作為半導體元件能降低傳導損耗。因此，如果用於轉換裝置1的sic元件如上所述進行控制，則可通過其間的協同效應實現高轉換效率。

注意到本文中公開的實施例在所有方面都是說明性的且不應被認為是限制性的。本發明的範圍由權利要求的範圍而非上述含義而定義，且旨在涵蓋等效於權利要求範圍以及該範圍內所有變型的含義。

參考符號列表

1逆變器裝置(轉換裝置)

1r轉換裝置

2第一太陽能電池陣列/第一陣列

3商用電力系統

10第一升壓電路(dc/dc轉換器)

10d第一降壓電路(dc/dc轉換器)

11逆變器電路

11uac/dc轉換器

12控制單元

15dc電抗器

16二極體

17第一電壓傳感器

18第一電流傳感器

19電容器

21濾波器電路

22ac電抗器

23電容器

24第三電流傳感器

25第三電壓傳感器

26電容器

30控制處理單元

32第一升壓電路控制單元

33逆變器電路控制單元

34平均處理單元

35第二升壓電路控制單元

40第二太陽能電池陣列/第二陣列

41第二升壓電路(dc/dc轉換器)

41d第二降壓電路(dc/dc轉換器)

42dc電抗器

43二極體

44第二電壓傳感器

45第二電流傳感器

46電容器

51第一計算部

52第一加法器

53補償器

54第二加法器

61第二計算部

62第三加法器

63補償器

64第四加法器

72第五加法器

73補償器

74第六加法器

81,82蓄電池

p電路連接點

qb1,qb2,qa1,qa2開關元件

q1至q4開關元件