一種新型三相功率因數校正變換器的製作方法

2024-04-01 02:51:05 2

本發明專利屬於電力電子領域，尤其是涉及一種三相功率因數校正變換電路。

背景技術：

目前大功率一次電源的前級常用普通三相維也納功率因數校正電路，一般的交錯並聯pfc技術中的升壓電感兩端承受400v峰值電壓，電感紋波電流較大，雙向開關管的電流有效值也較大，所以功率密度和轉換效率都受到限制。

交錯維也納功率因數變換器採用耦合電感或自耦變壓器後，雖然解決了現有技術轉換效率和功率密度較低的問題，但是由於交錯功率因數校正電路不可能做到完全對稱一致，且外部環境的變化也會引起一些不一致性，導致功率因數校正變換器存在一定的直流偏置電流，如果不加以解決，磁性元件將存在飽和的風險。

技術實現要素：

本發明的目的在於提供一種新型三相功率因數校正變換器，解決了目前交錯功率因數校正變換器電路中存在的直流偏置電流導致磁性器件飽和的風險，同時達到高功率密度和轉換效率的技術要求。為了達到上述目的，本發明是通過以下技術方案來實現的：

一種新型三相功率因數校正變換器，其特徵在於，所述變換器對於每一相均設有升壓電感、自耦變壓器、隔直電容、雙向開關；所述變換器還包括u相整流電路、v相整流電路、w相整流電路和母線電容；

對於每一相，升壓電感的繞組後端各與所述自耦變壓器的兩個繞組一一對應連接，升壓電感的繞組前端連接至三相交流輸入電網的一端；所述自耦變壓器的後端分別與所述雙向開關的前端一一對應連接，所述雙向開關的後端連接至母線電容的中間節點；所述隔直電容的一端與升壓電感和自耦變壓器的其中一個連接點相連，所述隔直電容的另一端與升壓電感和自耦變壓器的另一連接點相連；所述雙向開關的前端與整流電路的中間節點相連，所述雙向開關的後端連接至所述母線電容的中間節點；

所述u相整流電路包含兩組兩個同向串聯的二極體，且所述中間節點各位於所述兩組兩個二極體之間，所述u相整流電路的兩端分別與母線電容的兩端相連；所述v相整流電路包含兩組兩個同向串聯的二極體，且所述中間節點各位於所述兩組兩個二極體之間，所述v相整流電路的兩端分別與母線電容的兩端相連；所述w相整流電路包含兩組兩個同向串聯的二極體，且所述中間節點各位於所述兩組兩個二極體之間，所述w相整流電路的兩端分別與母線電容的兩端相連。

本發明實施例中的三相功率因數校正變換器，每一相由升壓電感、隔直電容、自耦變壓器、雙向開關、組成了三態開關單元電路，三種工作狀態如下：兩組雙向開關同時導通、同時關斷、一組導通一組關斷。在一個開關周期內，升壓電感的紋波頻率是開關頻率的兩倍，這樣可以將電感量減少一半，提高功率密度。

進一步地，每一相所述雙向開關為兩組。

進一步地，所述升壓電感的每個繞組匝數相等。

進一步地，所述自耦變壓器的每個繞組匝數相等。

進一步地，所述升壓電感的選擇範圍包括兩個分立電感或一個含兩繞組的耦合電感。

進一步地，所述雙向開關的選擇範圍包括mos或晶體三極體。

與現有技術相比，本發明所提供的三相功率因數校正變換器技術方案具有如下優點：由於隔直電容的存在，自耦變壓器兩個繞組通過隔直電容連接，解決了交錯功率因數校正變換器中由於電路不一致性導致的偏磁風險；另一方面，變換器從結構上完全對稱，可以有效減小系統中的差模噪聲，對改善emi幹擾有很大好處；升壓電感採用耦合電感，還具有自動均衡交錯電感電流的能力。

附圖說明

圖1是本發明實施例所提供的三相功率因數校正變換器連接結構示意圖。

圖2是本發明實施例所提供的三相功率因數校正變換器中雙向開關的一種方案的結構示意圖。

圖3是本發明實施例所提供的三相功率因數校正變換器中雙向開關的一種方案的結構示意圖。

具體實施方式

下面將結合附圖及實施例對本發明專利做進一步說明，顯然，所描述的實施例僅僅是本發明一部分實施例，而不是全部的實施例。

實施例1：

如圖1所示，本發明實施例所提供的三相功率因數校正變換器對於每一相具有隔直電容、升壓電感l，升壓電感l的選擇範圍包括兩個分立電感或一個含兩繞組的耦合電感，每相升壓電感與自耦變壓器的繞組一一對應，其中一個連接點連接至隔直電容的一端，另一連接點連接至隔直電容的另一端。其中：

對應u相，隔直電容的標號為c1，升壓電感的標號為l1,自耦變壓器的標號為t1,q1、q2為一組雙向開關，q3、q4為另一組雙向開關。q1、q2、q3、q4可以是mosfet或晶體三極體。q1、q2的源極連接在一起，q3、q4的源極連接在一起。

對應v相，隔直電容的標號為c2，升壓電感的標號為l2,自耦變壓器的標號為t2,q5、q6為一組雙向開關，q7、q8為另一組雙向開關。q5、q6、q7、q8可以是mosfet或晶體三極體。q5、q6的源極連接在一起，q7、q8的源極連接在一起。

對應w相，隔直電容的標號為c3，升壓電感的標號為l3,自耦變壓器的標號為t3,q9、q10為一組雙向開關，q11、q12為另一組雙向開關。q9、q10、q11、q12可以是mosfet或晶體三極體。q9、q10的源極連接在一起，q11、q12的源極連接在一起。

以三相交流輸入正半周的u相為例，以下具體說明三種開關狀態下的工作原理。

狀態一：雙向開關的驅動電路相位差180°，當驅動電路的工作佔空比大於0.5時，雙向開關存在同時導通的情況，此時，自耦變壓器t1的兩個繞組被兩組雙向開關短路，三相交流輸入直接對升壓電感l1充電，電感電流上升。

狀態二：當兩組雙向開關處於一組導通、另一組關斷的狀態時，自耦變壓器t1的兩個繞組分別通過u相整流電路和母線電容的中間節點相連，兩個繞組流過的電流相等，自耦變壓器t1兩個繞組壓降分別為母線電壓的一半。此時，升壓電感l1、自耦變壓器t1與一組雙向開關導通相連的繞組與三相交流輸入連接，該繞組上的電流回饋至三相交流輸入；三相交流輸入與升壓電感l1、自耦變壓器t1與另一組雙向開關關斷相連的繞組，通過u相整流電路給負載供電，並給母線電容c4、c5充電，升壓電感l1可能處於充電狀態，也可能處於放電狀態，這取決於三相交流輸入的瞬時電壓值。

狀態三：當驅動電路的工作佔空比小於0.5時，兩組雙向開關存在同時關斷的情況，此時，自耦變壓器t1的兩個繞組被短路，升壓電感l1處於放電狀態；此時，三相交流輸入分別通過升壓電感l1和自耦變壓器t1兩個繞組、u相整流電路給負載提供電壓，並給母線電容c4、c5充電。

自耦變壓器的兩個繞組與升壓電感連接點通過隔直電容相連，使導致連接點電壓漂移的電流在隔直電容上積累形成直流電壓量，依靠隔直電容積累的電壓量，調節自耦變壓器兩個繞組的工作電壓，使連接點電壓漂移量得到抑制，防止自耦變壓器在上述三種工作狀態下發生磁飽和。

在三相交流輸入負半周的u相中，三態開關電路也有上述三種工作狀態，其工作原理與正半周的工作狀態相同，只是在三態開關電路中的電流方向相反，電流在各整流電路流經的二極體不同。

更進一步，自耦變壓器兩個繞組在工作狀態二的情況下，兩個繞組各承受母線電壓的一半，削弱了噪聲源；同時，變換器從結構上完全對稱，可以減小差模噪聲；實驗結果也表明，本發明實施例的emi噪聲大大減小，有利於濾波器的進一步優化設計。

更進一步，由於器件本身參數、寄生參數以及在環境變化時的參數不完全一致等原因，會造成每路電感電流的偏差，如果升壓電感為耦合電感時，有助於功率因數校正變換器並聯時的均流性能。

實施例2：

如圖2所示，本實施例與實施例1基本相同，其不同點在於：雙向開關的實施方式採用了二極體和mos管的一種組合形式實現雙向開關。

實施例3：

如圖3所示，本實施例與實施例1基本相同，其不同點在於：雙向開關的實施方式採用了二極體和mos管的另一種組合形式實現雙向開關。

上面結合附圖對本發明的實施例進行了描述，但是本發明並不局限於上述的具體實施方式，上述的具體實施方式僅僅是示意性的，而不是限制性的，本領域的普通技術人員在本發明的啟示下，在不脫離本發明宗旨和權利要求所保護的範圍情況下，還可做出很多形式，這些均屬於本發明的保護之內。