聲波探空的製作方法
2023-12-05 07:42:26 2
專利名稱：聲波探空的製作方法
技術領域：
本發明涉及用聲學脈衝來進行大氣探空或探測的技術。本發明尤其可用於測量低層大氣中逆溫層(TILs)以及的其它突變層(discontinuity)的高度和特性。逆溫層能影響無線電發射以及汙染物的傳播和/或擴散，而在機場附近的、諸如風切變和晴空湍流等其它突變層則會影響飛行器的安全。
本發明的另一個技術應用領域是探測建築物或建設環境的聲學特性。
在本文中，「sound」(聲探)這一詞將被用作動詞，用於表達用聲學方法進行探測或勘探，而「sounding」(探空)則被用作一個名詞，用於表示聲學探測或勘探的結果。如果必須要用「sound」這一詞來表示聽覺感受或造成該聽覺感受的振動，或者是用來表達實際上所用含義那樣即產生能造成聽覺的振動(也就是說「發聲」)，則就會對這個詞彙「sound」作適當的限定，以使該表意能是清楚的。
現在已知的是通過以很大的仰角向上發送一個高能單音聲波脈衝，並通過分析聲波在大氣中發射和/或折射後接收信號的延時和都卜勒頻移，就可測量出TIL的高度以及在該TIL上方的風速。這種類型的探空系統公開在1997年10月期的《澳大利亞工程師》刊物中，並被用來預測煙囟排煙流的擴散狀況。在這樣的系統中，一高能單音聲波脈衝以垂直的角度向上發送，並用一布置在幾百米之外的高靈敏接收器檢測該聲波的傳播時間和都卜勒頻移。為了能在接收器中獲得足夠高的信噪比(S/N)，聲波脈衝用一個大型的喇叭輻射體(即發射天線)發射出去的，發射功率為幾百瓦。由於發射出的脈衝在大氣中的衰減很快，所以在接收器一側也要採用一個類似的大型喇叭輻射體。必須要把笨重的發射器和接收器挪來挪去，才能獲得各個方位角上的測量結果，從而弄清在所關心氣流層中的風速和方向。很顯然，由於在建築區內存在很大的噪聲，所以這樣的系統不適於用在建築區內。
現有技術中還公知這樣的方案通過利用位於舞臺(或音樂廳中其它選定方位)處的揚聲器發送一個聲學測試信號、並通過在音樂廳的其它多個方位處(通常是在觀眾席處)接收信號，並通過對接收信號進行分析來確定出各個主反射信號、以及這些反射信號對多徑失真和混響時間的影響，以此來聲探或探測音樂廳的聲學特性。由於所接收到信號的性質高度複雜，所以必須要由專業人員對接收到混合信號執行高成本、複雜的計算機分析。
可通過從計算機的音效卡(例如)向揚聲器發送一個輸入電信號來產生聲波發射調頻脈衝，而回聲脈衝則可用一個麥克風來接收，該麥克風能產生一個電回波信號。儘管可採用合適的反射拋物面來提高揚聲器和麥克風的效率，但與現有技術中單音脈衝所需的功率相比，本發明脈衝所需的聲功率是微乎其微的。
但是，可以理解由於在音程範圍內通常會有許多個大氣突變層或TILS，所以同一發射脈衝會產生多個回波脈衝。儘管可通過採用現有混頻電路的模擬系統來進行對比，但這樣的系統不能在所要求的場合中實現所需要的辨別功能。因而，最好是用DSP(數位訊號處理器)技術在傅氏域中對輸入信號和回波信號進行比較，對傅氏變換後的數位訊號執行複數乘法運算而得出一個複數和及一個複數差，通常是選用這二者中的差值信號。對結果進行反傅氏變換而產生一個幅值一時間的序列信號，在該序列中，幅值坐標即為相差分量(該分量代表了TIL突變層的離散度)，而時間坐標則代表了各個TIL突變層與發射器及接收器之間的距離。
一般來講，調頻脈衝的音頻頻段(即聲學帶寬)應當與所要探測的目標相適配。下層大氣的TIL最好是用聽覺頻段的下限值進行探測，例如是在500Hz到5000Hz之間，更為理想的是在800Hz到3000Hz之間，最為優選的是在1000Hz到2500Hz之間。在另一方面，用於對音樂廳進行聲探的脈衝一般具有較寬的音頻頻段，或者是用多個順序的較窄音頻頻段依次地進行聲探。
可以用多種方式來分布脈衝的音調。最為一般的情況是，從脈衝的開始到結束，音調的頻率是線性增大或減小的。在此情況下，最好是希望能實現從脈衝開始到脈衝結束有均勻一致的相移率。這樣的線性調頻脈衝更易於進行處理，尤其是對於採用模擬技術進行處理的情況。但是，也可以採用其它的音頻序列。例如，頻率的變化可以是按照餘弦函數、階躍函數、甚至是隨機函數或偽隨機函數進行變化的。對於處理這樣複雜的脈衝，DSP和傅立葉變換技術實際上是必需的。
總地來講，當採用DSP和傅立葉變換技術時，脈衝的時延越長，系統的電位處理增益就越高。但是，執行傅氏變換和傅氏域處理所需要的功率也是與脈衝的持續時間成正比例關係的。我們已經發現現有技術中目前所能獲得的FFT(快速傅氏變換)算法、晶片以及DSP技術實際上都不能處理持續時間超過30秒的脈衝。新型的FFT晶片和技術似乎能處理持續時間超過一分鐘的脈衝。
影響脈衝持續時間的另一方面考慮在於回波信號是否需要實時處理，還是可脫機處理。最簡單的方法是實時地處理回波信號，並使得發射信號(和脈衝)具有足夠的持續時間，以確保回波信號能在輸入信號完成之間開始到達。以這樣的方式，就可以在任何時刻得到發射信號音調與接收信號(由反射產生)音調之間的頻率差，該頻率差反應了造成反射(對於線性調頻脈衝)的TIL的距離，且脈衝的持續時間決定了可對TILs(或其它目標物)進行檢測的距離範圍。
脫機執行—也就是說非實時地執行輸入信號與回波信號的對比處理具有這樣的優點可選擇產生回波的距離範圍。可將輸入信號和/或回波信號記錄下來(在對信號進行數位化和變換之前或之後)，然後以所需的時間偏差來將兩信號共同回放，來進行對比。例如，如果信號處理能力將脈衝的持續時間限制在15秒上，則也就是說，對於實時檢測，能可靠地檢測的TIL最大高度在5000英尺左右，而如果在發射了聲學脈衝之後，將輸入信號延遲15秒，通過對延遲信號與在聲學脈衝開始之後15到30秒內返回的回波信號進行對比，就可利用實時回波信號對在5000英尺到10000英尺之間的TIL進行檢測。
儘管一般是希望在脈衝的整個持續時間內聲學發射功率是恆定的，或者是對於脈衝的各個音調步長功率都是相同的，但功率也可以相對於音調發生變化，以抵消由於所探測的環境對信號具有頻率選擇性而產生的衰減。
如上所述，產生調頻脈衝很方便的一種方法是為一PC機的音效卡輸入適當的軟體(例如是MIDI指令)，從而就在這些指令的控制下產生理想的音調序列。如果要採用一線性調頻脈衝，這樣的技術能使得音調的增加步長可以非常小，從而能在從脈衝開始到結束的過程中產生連續相移的效果—或平滑的滑奏。可將輸入信號以聲音(波表)文件的形式存儲在計算機中，並以任何合適的時間間隔重複地應用來產生脈衝，且如上述的那樣，該輸入信號在任何時刻都可被發送到一個混頻器來與回波信號進行對比。當然，聲學脈衝的發射頻度應當使得不能出現同時接收到多個脈衝的回波的情況。如果需要的話，可將傅氏變換後的輸入信號存儲在PC機中，從而可在合適的時刻將其輸送到比較器中，用於同變換後的回波信號進行混頻。這樣的技術能降低實時處理的負擔。
可以理解必然會有一些信號脈衝是沿最短的傳播路徑從發射器直接傳到接收器的，而還有一些脈衝是從地面目標物迂迴反射回來的。那些「直接」傳過來的脈衝在接收器處會恰好覆蓋回波，使回波檢測和處理的效果變劣。可通過將發射器與接收器進行聲學隔離來衰減掉直傳脈衝，但這通常是很困難的或者是不方便的。也可以用現有的DSP技術從回波脈衝中除去直傳脈衝，如果對於最關心的回波而言，直傳脈衝與回波脈衝的覆蓋程度並不嚴重，則在傅氏域或頻域中進行處理能有效地去除掉或減弱大部分直傳脈衝。如果直傳脈衝沒有被去除掉，則合成的幅值—時間結果就會顯示出早期高幅值的回波，在大多數情況下，這樣的回波是容易被忽略掉的。
本發明的技術非常有助於識別出TIL和風槽，TIL的行為表現為折射率漸變的折射體，風槽則對微波信號進行彎折、反射或波導。在給定的地點和季節這些TIL和風槽趨於在離地幾百米高的地方形成一般可預計的型式。由於這些TIL趨於成為波狀的，所以它們的特性對於微波鏈路的選址和設計優化是致關重要的。在電信微波射束路徑上方形成的脈動反射性TIL(具有短期局部垂直速度的氣流層)會在微波接收器處產生快速波動的多徑信號，造成信號衰減和數據丟失。採用本發明的技術，TIL的波動就表現為相位抖動。在短期垂直氣流運動佔主導的條件下(例如在有大氣湍流影響的條件下)，相位抖動是聲探的主要目標。
因而，用本發明的技術和裝置對低層大氣進行聲探能實現對風切變和CAT(晴空湍流)的識別和定量化。在這樣的應用環境中，風切變表明風的方向或速度在相對較小的高度範圍內有較大的突然改變。這樣的突然變動最為常見的是發生在TIL處，且對於被夾在上層TIL和下層TIL之間的風層而言，這樣的現象是十分常見的其中的各個特性指標—如風速、速度、方向、溫度、水氣含量等與該TIL上方和下方中氣體的對應指標有顯著的不同。如果風切變很嚴重，並位於跑道附近，則其對於飛行器是很大的問題。儘管CAT可被看作是風切變的一種特殊形式，但該術語一般是被用來指代局部的非分層湍流。據報導，這樣的湍流會出現在著陸時或起飛後大型噴氣客機的尾流中。這種屬性的CAT被認為是造成尾隨大型客機起降的輕型飛機墜毀的原因。因為有證據表明CAT是由空氣密度和/或溫度以及速度在局部區域內的變化造成的，所以CAT將能折射和反射聲學脈衝波束，因而用本發明的方法和設備是可對其進行識別並定量分析的。
採用沿跑道成列布置、或橫穿跑道的調頻型聲學探測器，使調頻脈衝被射向低高度，從而就可識別出在跑道附近的風切變和CAT。最好是，在每個方向上採用鏡像排列的發射器和接收器，從而脈衝可主要在一個方向上進行發射，其次在另一方向上發射。可通過測量發射時與接收到折射或反射脈衝時之間的時間差來估算出風切變或CAT的高度，同時通過對比「上行」和「下行」脈衝的差值時間漂移可估算出在相關氣體在脈衝束傳播方向上的速度。時間延遲分量的測量使得可用上述的技術來獲得兩個差值對比，而產生出關於音程範圍內任何所需高度上風速或湍流的高精度測量結果。一般來講，以這樣的方式執行的脈衝傳播時間測量比基於都卜勒效應的測量更為精確。
如上所述，線性調頻聲學脈衝技術在測定音樂廳聲學特性方面具有相當大的優勢，儘管此情形下的脈衝持續時間一般要比用於大氣探測的脈衝短，而帶寬則較大。這樣就能實現精確地測量位於給定位置處的脈衝發射器與某一給定接收器之間的主多通路徑的長度，由此就可以計算出對於這些位置、聽覺頻段的多徑幹擾。這樣的測量和計算為修正或優化現有音樂廳提供了很有價值的參考信息。
本發明的實施形式可體現為用於在空氣中進行聲學探測的設備、系統或者是方法。
下面將參照
圖1和圖2中的簡圖對本實施例聲學探空系統1的原理進行介紹。假定在系統1上方的大氣層中，由一對TIL2a和2b圍成了一風槽D，這兩個TIL都表示為脈動形式的。如果這樣的TIL和風槽在1000米左右的高度上是常見或穩定的，則就會對在各中繼塔(圖中未示出)之間發射的微波信號造成嚴重的多徑衰落。
系統1包括(i)一個發射器3，其是一個朝向正上方的揚聲器；(ii)一個接收器4，其是由也朝向正上方的一麥克風和一發射拋物罩組成的，接收器4與發射器3位於同一地點，但相距幾米遠；(iii)一輸入信號發生器5；以及(vi)一電子混頻器或比較器電路6。輸入信號發生器5產生電子輸入信號(調頻脈衝)，該信號被輸送給發射器3和混頻器6。這些輸入信號使得發射器3發出聲學脈衝，並由接收器4接收到回波信號。在圖中用實線7a表示發射器3所產生脈衝被下層TIL2a反射後的傳播路徑，而被上層TIL反射的脈衝傳播路徑則用虛線7b表示。接收器4接收到的聲學回波被轉換為電子回波信號而輸送給混頻器6。圖中所示的混頻器6具有兩路輸出，分別用標號8和9指代。輸出8代表回波的振幅，而輸出9則代表回波的相移，這兩路輸出都是一時間序列，該時間序列代表了由越來越高的TIL反射回來的回波。相移信號代表了在回波所在高度上、大氣突變層—或湍流層的垂直速度。
圖2是一組圖線，以簡化的方式表示了對發射器3發射的脈衝T、從TIL2a反射回的第一回波脈衝Ra、以及從TIL2b反射回的第二回波脈衝Rb進行處理的方式，對這些信號進行處理可產生一個輸出信號，該信號代表TIL層的高度。假定脈衝T的持續時間為15秒，並從1.4kHz到2.4kHz的聽覺頻段內線性地增加。兩脈衝之間的重複間隔不應小於15秒。接收到的回波脈衝Ra和Rb在圖中表示為好像未在大氣中傳輸和反射過程中被衰減，而實際上，脈衝在傳播過程中會有很大的衰減，並帶有很大的噪音幹擾信號。但是，本領域普通技術人員可以領會到發射脈衝和接收脈衝的幅值可自動進行調整或「被正則化」，從而可進行比較。
對脈衝進行處理以推導出距離信息的簡單方法是(i)按照一共用時鐘執行每次採樣；(ii)檢測所接收到的音調；以及(iii)在每次採樣周期內，將檢測到的音調(一個或多個)從發射脈衝的音調中減去。這樣的工作可以是在發射脈衝的整個持續時間內都進行，也可以只是在部分發射脈衝的持續時間內進行，其中的這部分發射脈衝對應於具體感興趣的高度範圍。這樣，隨時從發射脈衝T的音調中減去接收脈衝Ra的檢出音調將會產生一個信號T-Ra，該信號的形式表示在圖線(c)中，圖中的短劃線表示了脈衝Ra中通常要被混頻器6忽略或丟棄的部分，這是因為此部分信號是在發射信號T結束之後出現的。從圖(c)可看出，在0-4秒內只有輸入脈衝T的音調被接收到(從信號發射器5直接傳來的)，但是從4-15秒內，檢測到脈衝Ra的音調是升高的，從脈衝T的音調中減去該檢測到的音調就能產生一個恆定的音調差Fa(圖中陰影部分)，該音調差就代表了TIL2a的高度，並體現為線路8上的輸出信號。
在第11秒之後，脈衝Rb的音調開始被檢測到了。由於這些低頻音調的發生時刻靠近回波脈衝Ra的開始時刻，所以在脈衝T的結束時刻很容易將這些低頻音調與高頻音調區別開來。這樣，就可以利用混頻器6從脈衝T的音調中將Rb中的檢出音調減去而可以產生一個音差Fb，該音差信號從11秒延續到15秒，在圖(e)中用陰影區表示。Fb當然代表了TIL2b的高度，並表現為線路8中、在信號Fa出現一段時間後出現的輸出信號。信號Fa和Fb的幅值(在圖2中沒有表示出)代表了TIL2a和2b的反射率，而它們出現的時間則代表TIL的高度。圖線(e)中的短劃線部分代表了如果只接收到了脈衝Rb、且如果混頻器6將整個脈衝T和Rb都考慮進去時處理所得信號T-Rb的形式。實際上，對於混頻器6來講這樣的操作是很正常的在接收器4沒有接收到任何音調時將脈衝T的所有音調都忽略掉；或者是在脈衝T發射之前和發射結束之後將接收器4接收到的所有音調都忽略掉。
從圖2中的圖線(a)、(b)和(c)可以看出，有11秒的時間來對Ra的音調進行處理，而產生一個在線路8上的信號Fa，但是只有4秒的時間能對Rb的音調進行檢測、處理而產生輸出信號Fb。如果每隔20秒脈衝發射一次，則這三組測量可每分鐘執行一次，這樣可加大信號Fb的完整性，從而可提高其精確度。如果需要TIL2b高度的測量能更為精確，則可用7秒的延遲間隔再次產生輸入信號或脈衝T，然後再與接收到的脈衝Rb進行比較而形成一個11秒的重疊區；在計算TIL2b的高度時，要考慮到曾加上了7秒的延遲。
採用15秒脈衝的聲探器1的探測範圍可以基於這樣的條件算出為了簡便，將聲音在空氣中的傳播速度近似設為1000英尺/秒，且所感興趣的回波必須在發射脈衝的第4秒到第11秒之間返回才能進行有效的分析。這樣就可以算出所涵蓋的高度範圍在2000英尺到5500英尺之間。本領域普通技術人員可以理解如果輸入信號和回波信號的採樣率很高(也就是說為44.1kHz)，且每次採樣信號要經過一個A/D(模/數)轉換器而被數位化，且對數位化後的輸入信號和回波信號執行傅立葉變換，則對這些信號的混合或對比就可在傅氏域中進行，這樣就導致在對2000英尺以下的高度進行測量時能獲得了很高的處理增益和很精確的測量結果。
下面參見圖3和圖4對一個實施例進行描述，該裝置用傅立葉變換技術對發射脈衝和接收脈衝進行比較。可用一臺PC(個人計算機)運行產生調頻脈衝的軟體，該軟體能產生在1.4kHz到2.4kHz頻段內線性掃描的、帶寬為1kHz的餘弦模擬調頻信號，從而該信號的相位在15秒的時間內是線性增加的，其中的15秒對於本實施例即為脈衝的持續時間。該模擬信號從PC機的音效卡24輸出到一個音頻功率放大器26，該放大器推動揚聲器14發音，同時該信號還被採樣器單元28以約為44.1kHz的頻率進行採樣。每次採樣都被轉換為一個數字代碼，該代碼代表了採樣信號的相位和幅值。如果需要的話，該輸出模擬調頻信號和/或採樣器28的數字輸出被紀錄在紀錄器30中，但本領域普通技術人員可以理解可通過將模擬和/或數位訊號以計算機可讀文件的形式保存到RAM或磁碟中來方便地實現該紀錄操作。
由麥克風20檢測到的返回模擬信號在一個前置放大器32中進行放大，並用一個採樣器34進行採樣和數位化(最好是對相位和幅值進行處理)，其中，如採樣器單元28對輸出脈衝進行處理那樣，上述的處理最好是以相同的採樣率(44.1kHz)、並用相同的A-D編碼(例如為16位A/D轉換)進行的。用單元34對接收信號的採樣最好是在開始發射脈衝時、或者是經過預定的一段延遲後啟動的。圖中的虛線36表示了這樣的同步關係—儘管可以理解用於指示脈衝發射開始的同步信號可以是由PC機產生而不是利用採樣單元28中的檢測器裝置(圖中未示出)來產生的，該信號用於標記脈衝的開始。如發射信號那樣，接收信號也可被紀錄器38紀錄下來，其中的紀錄形式為從前置放大器32輸出的模擬信號或從採樣器34輸出的數位化採樣信號。同樣，也可以在PC機內用RAM或磁碟存儲介質來進行紀錄。事實上，系統的大多數功能都可以用PC機來完成。
在該實施例中，對發射脈衝和接收脈衝的比較或相關運算是在傅氏域中進行的，這是通過用本領域公知類型的一個乘法器40將每對採樣信號的傅立葉變換值進行相乘來進行的。在本示例中，對外發脈衝的連續採樣進行傅立葉變換的工作是由一傅立葉變換器42完成的，其採用了FFT算法，而對接收信號的連續採樣進行變換的工作是通過變換器44以類似的方式完成的。可以理解FFT裝置42、44可以是軟體也可以是硬體設備，且都可以在市場上購得。硬體設備的速度通常要遠快於軟體裝置，因而如果要實時地進行轉換(如圖中的箭頭46和48所示)，則最好是使用硬體設備。但是，也可以用PC機中的軟體來執行FFT算法，且在成本上這樣的方案是優選的，但這樣就需要脫機進行傅立葉變換。圖中的虛線箭頭50、52箭頭表示了紀錄後的數據從紀錄器30、38分別經採樣器28、40輸入到FFT裝置42、44中。
如上所述，複數乘法器40通常將產生一個實部結果和一個虛部結果，但只需要其中的一個結果。如果需要的話，乘法器40的該選定輸出可被顯示在CRT顯示器或其它適當的顯示設備上，顯示為傅氏域中隨時間或採樣數的關係，用來指示所檢測到的TIL。但是，這樣的傅氏圖線不容易被非專業人員理解，所以一般最好是通過一個反FFT裝置54對乘法器40輸出的各個複數積執行一個反傅氏變換，而產生時域內一個幅值成比例的電壓信號，該信號可被輸送(通過圖3中所示的線路55)到一個顯示裝置56(一般為PC機的屏幕)，並表示為Y軸上的柱狀圖或垂直條。顯示屏56的X軸代表時間或採樣數，該時軸可從計算機直接導出(通過線路58)、或者是從線路60和一自相關器62的輸出脈衝信號導出、或者是利用從線路36引出的線路64上的同步信號來導出。
還可以理解接收器20會接收到高幅值的直傳脈衝信號(圖3中用虛線66表示)，且在一發射之後幾乎立即就能被接收到，由於發射器16和接收器20之間的距離僅為幾米之遙。可利用裝置62、模擬裝置68、或數字裝置70中的自相關技術和其它技術來除去該直傳信號，從而增強從TIL(例如為TIL18)接收到的低幅值信號的重疊性，其中的模擬裝置68連接在發射器和接收器之間，但連接在採樣器28、34的連接區段之前，數字裝置70也連接在發射器和接收器之間，但連接在採樣器28、34的連接區段之後。但是，如上所述那樣，由於將發射信號和接收信號在傅氏域中進行對比能在很大的程度上完成去除直傳信號的任務，所以將直傳信號從接收到的信號中去除通常既不是必須的，也不是非常有利的。但是，在開始接收直傳信號和開始接收非直傳信號的時間差之間，由於存在直傳發射脈衝，所以將會有很大的淨合成信號。只要採樣及數位化處理能應付該大幅值的信號，就不會在信號之間出現有害幹擾。優選的情況是採樣率至少為30kHz，且數位化的位數為32位，但這對本發明的目的都不是必需的。
圖4是一個流程圖，表示了按照時間順序排列的上述各個處理動作，該流程圖對於本領域普通技術人員來講是很顯然的。執行路線80和82表示了實時分析選項，在這樣的選項中，採樣步驟28′和34′的結果被直接輸入到對應的FFT變換步驟42′和44′中。圖中的間斷處86、88表示在採樣步驟28′和34′與執行FFT轉換步驟42′和44′之間可變的時間間隔。該時間間隔是這樣設定的首先在記錄步驟30′、38′中對採樣出的發射信號和接收信號進行記錄，然後在一段時間(如圖中的86和88所示)之後，在步驟90和92中將聲音文件讀取出來，並分別在步驟42′和44′中執行FFT。可如上述那樣作為可選方案—但在任何意義上都不是必須的可在步驟68′中將傳播路徑66(見圖3)上傳播的直傳信號從接收到的模擬信號中去除掉；和/或在步驟70′中將直傳信號從採樣出的數位訊號中去除掉。這樣的操作可以利用自相關方法來執行；或是在不存在TIL反射波的情況時、或者是當該反射波的接收時間超過路徑66上直傳信號的持續時間時通過簡單地進行系統標定來實現直傳信號的去除。已經發現以這樣的方式將直傳信號去除很少能帶來顯著的優點，這是因為該系統的處理增益非常高的緣故。
上述示例中的採樣率和脈衝持續時間能使得處理增益高達55dB左右，使得測量精度能達到約每500米誤差一米。可以理解這樣的測量精度已遠高於現有技術中用簡單的定時方法進行測量能達到的精度。
圖5是一個標準圖，表示了由懷俄明大學用無線電探空儀在2001年2月28日上午、在墨爾本機場上收集到的數據，這些數據被公布在網際網路上。該圖表表示了溫度Te和溼度M隨高度的變化關係。從圖中可以看出，在約1013米到1200米之間出現了一個很大的溫度突變，而在1491米處出現了一個很小的逆溫，並在約3000米處出現了一個很大的逆溫。圖6是一個關於圖3中36處數據的真實圖形，表示了於2月28日下午、在Mulgrave(距離墨爾本機場40公裡的一個郊區)處測得的有關反射幅值與海拔高度之間的關係。從圖可看出，為了能預報TIL的位置和它們的相對反射強度，圖6所提供的信息比圖5更為詳盡。儘管在1200米高度的大突變仍然是主導性的，但1400米到3000之間、在圖5表示為一個簡單逆溫的現象在圖6中展現為更為複雜的架構，圖中表示出在1950米到2700米之間可能存在一個風槽。儘管圖6中的許多細緻信息對微波鏈路的設計沒有影響，但氣象學者對這些信息是非常感興趣的，氣象學者關心煙流和汙染物的擴散，大氣研究人員一般也對這些信息感興趣。
圖7中圖譜表示了於2001年2月28日進行反覆探測所得到的結果，該探測利用了圖3和圖4所示的系統以15秒長的脈衝在40分鐘的採樣周期內進行的。圖譜A表示了幅值隨高度的變化關係，圖譜P表示了相位隨高度的變化關係。回波信號被隨意地截定為其傳播時間對應於高度為900米的反射位置。這些圖譜是彩色圖譜的黑白複製圖，由於是黑白的，所以丟失了很多細節信息。在彩色版中，圖柱R是一個參考色譜，在該色譜中，藍色位於底部，紅色位於頂部，而黃色和綠色則位於中間。在圖譜A中，250米以下(邊界層)的大部分區域是藍色的，即表示為低的回波幅值(也就是說，幾乎沒有顯著的熱突變)。圖譜Ar表示了圖譜A中的紅色分量和近紅分量，這表示出了在約550米到800米之間存在一個高反射性層(大的熱突變性)。在圖譜P中，位於邊界層下方的大部分區域是藍色的，這表示了此處的相移很小，因而，也就是說風的垂直速度很小。圖譜Pr表示了圖譜P中的紅色分量和近紅分量，從圖可看出，在邊界層的上方出現了顯著的湍流。同樣，除了那些想為微波鏈路中的多徑衰落定出位置的技術人員之外，其它的研究人員對這些圖譜也是感興趣的。
本發明的方法可用來指明上層風流的方向和速度、在各個高度上的風切變和/或在機場跑道起點附近的失能區(flair-out zone)中的CAT。下面將參照圖8到圖10對這樣的應用進行描述。
在本示例中，在跑道100的端頭處設置了兩對調頻脈衝發射器和接收器，它們分別標記為A和B，發射器和接收器被分開約一到兩公裡，並被設置成使發射路徑與跑道100對齊，且這兩對發射器—接收器被設置成使發射器A發出的脈衝信號在遠離跑道100的方向上傳播，而發射器B發出的信號在朝向跑道100的方向上傳播。在距離跑道100的一定距離處設置了第二個發射器—接收器對，它們用標號C和D指代，它們被設置成信號是以相反的方向橫穿過發射器A和B的信號。脈衝的傳播方向在圖中用虛線表示。圖9是對圖8中的設置關系所作的示意性立視圖，表示出了一個形成在下層TIL104與上層TIL106之間的一個風槽層102。儘管在圖中風槽102中的風向(風切變)被表示為箭頭108，但可以理解該風向並不是與跑道100的方向成一線，而是與其有一定角度。
可以理解被下層TIL104反射回的發射器A聲學信號中的一部分並沒有受到風槽102中風切變的影響，但是被上層TIL106反射回的那部分信號則被風切變推進或延遲。具體來講，發射器A發出的信號將被風108推進或加速，而發射器B發出的信號則會被風108延遲。圖10表示了用上述方式對路徑A和B進行推導所得到的結果。峰值110a和110b是直傳信號的峰值，峰值112a和112b是那些由下層TIL104反射回的信號的峰值。峰值110a和110b離對應圖線的原點具有相同的距離，而代表TIL104下方無風高度上的峰值112a和112b距離原點的距離也相同。但是，峰值114a和114b則是在距離對應原點不同的距離上，這是因為沿路徑A傳播的信號被風108加速，而沿路徑B傳播的脈衝則被阻滯。圖中被表示為σ的差值代表了沿跑道下行的風速。[如果峰值114b比峰值114a更靠近原點，則指明了在風槽102中存在沿跑道上行的風]。由路徑C和D上傳播的橫信號推導出的一對類似的測量結果則指明了風槽102中風速在橫過跑道方向上的分量。將這兩個結果合併起來，就可得到風槽102中風的強度和方位。
一般來講，輕型飛行器只關心低層(300米以下)的風槽和CAT。如果發射器—接收器對之間的間隔距離至少為2公裡，它們之間的夾角可小於或接近布魯斯特角(偏振角)，在這樣的設置條件下可預測到很強的反射。也就是說，結合通過本文公開的調頻脈衝技術所實現的大處理增益，就可以在接近機場跑道的位置處實現對風切變和CAT精確而即時的測量，而不會對著陸中的飛行器造成物理或電子幹擾。
在雷暴或雹暴等稍微少見的情形中，會發生這樣的垂直風切變與更多的擴散上升氣流相關有很強烈的下降氣流。在跑道失能區附近出現的下降氣流會對進行起降的小型飛行器—甚至是大型重載飛行器造成災難性的後果。所以希望能測量出這樣的垂直風切變。完成這一測量的很方便的方法是對路徑B上的接收器進行設置，使得其可接收和處理從發射器A發出的、由垂直風切變造成的任何反射信號。類似地，路徑D的接收器也可收聽路徑C的發射器發出的任何反射信號。這種可能性在圖8中用點劃線所表示的信號路徑代表，並分別標記為150和152。還可以考慮這樣的可能性路徑A的接收器還可接收從路徑B發射器發出的反射信號，且路徑C的接收器可收聽路徑D的反射信號，為了簡明起見，這兩條信號路徑在圖中沒有表示出。
儘管上文對本發明的一些應用示例進行了描述，但可以理解本發明的方法在聲學探測領域具有非常廣泛的應用，且在不超出上文概述的本發明範圍的前提下，可以有多種形式的改動和補充。
權利要求書(按照條約第19條的修改)1.一種用於在低層大氣中確定溫度和/或速度突變層的方法，其包括步驟·產生一個輸入信號，該信號包括一個調頻脈衝，此調頻脈衝包括一由不同音調組成的序列；·用所述輸入信號驅動一聲學發射器，以向大氣層中發射一聲學調頻脈衝；·接收並檢測所述聲學發射脈衝的聲學回波，並產生一個回波信號，其包括所述音調序列中的至少一部分音調；·將輸入信號中的音調序列與回波信號中發生時移的音調序列進行比較，並導出一個第一輸出信號，該信號代表了發射脈衝時與檢測到所述回波時之間的時延，所述時延還代表了大氣層中一反射和/或折射突變層的位置。
2.根據權利要求1所述的方法，其特徵在於還包括步驟·將輸入信號中的音調與回波信號中的對應音調進行比較而導出一個第二輸出信號，該信號代表了輸入信號中一音調與回波信號中對應音調之間的相移，所述相移還可用來代表所述突變層在聲學脈衝傳播方向上的移動速度。
3.根據權利要求1或2所述的方法，其特徵在於還包括步驟·將輸入信號的音調與回波信號的音調進行混合而獲得和值和/或混合後音調的差值頻率，以此作為所述第一和/或第二輸出信號。
4.根據權利要求1或2所述的方法，其特徵在於還包括步驟·對輸入信號的音調進行傅立葉變換，而形成一個傅氏輸入信號；·對回波信號的音調進行傅立葉變換，而形成一個傅氏回波信號；以及·對所述傅氏輸入信號和傅氏回波信號進行組合而獲得所述第一和/或第二輸出信號，或者是獲得這兩個輸出信號的前身信號。
5.根據權利要求1或2所述的方法，其特徵在於還包括步驟·以一定的時間間隔對輸入信號進行採樣，而產生輸入信號的一
權利要求
1.一種大氣探測方法，其包括步驟·產生一個輸入信號，該信號包括一個調頻脈衝，此調頻脈衝包括一由不同音調組成的序列；·用所述輸入信號驅動一聲學發射器，以向大氣層中發射一聲學調頻脈衝；·接收並檢測所述聲學發射脈衝的聲學回波，並產生一個回波信號，其包括所述音調序列中的至少一部分音調；·將輸入信號中的音調序列與回波信號中發生時移的音調序列進行比較，並導出一個第一輸出信號，該信號代表了發射脈衝時與檢測到所述回波時的時延，所述時延還代表了大氣層中一反射和/或折射突變層的位置。
2.根據權利要求1所述的方法，其特徵在於還包括步驟·將輸入信號中的音調與回波信號中的對應音調進行比較而導出一個第二輸出信號，該信號代表了輸入信號中一音調與回波信號中對應音調之間的相移，所述相移還可用來代表所述突變層在聲學脈衝傳播方向上的移動速度。
3.根據權利要求1或2所述的方法，其特徵在於還包括步驟·將輸入信號的音調與回波信號的音調進行混合而獲得和值和/或混合後音調的差值頻率，以此作為所述第一和/或第二輸出信號。
4.根據權利要求1或2所述的方法，其特徵在於還包括步驟·對輸入信號的音調進行傅立葉變換，而形成一個傅氏輸入信號；·對回波信號的音調進行傅立葉變換，而形成一個傅氏回波信號；以及·對所述傅氏輸入信號和傅氏回波信號進行組合而獲得所述第一和/或第二輸出信號，或者是獲得這兩個輸出信號的前身信號。
5.根據權利要求1或2所述的方法，其特徵在於還包括步驟·以一定的時間間隔對輸入信號進行採樣，而產生輸入信號的一系列數字採樣值；·以相同的時間間隔對回波信號進行採樣，而產生回波信號的一系列數字採樣值；·對輸入信號的系列數字採樣值作傅立葉變換而獲得一個傅氏輸入信號；·對回波信號的系列數字採樣值作傅立葉變換而獲得一個傅氏回波信號；以及·將所述傅氏輸入信號與所述傅氏回波信號進行組合而獲得一個傅氏輸出信號，該信號代表了回波信號相對於輸入信號的時移及相移。
6.根據權利要求5所述的方法，其特徵在於還包括步驟·對所述傅氏輸出信號作反傅立葉變換，而得到一個時序幅值，該幅值代表了大氣中被所述聲學脈衝橫穿的各個突變層的幅值。
7.根據上述權利要求之一所述的方法，其特徵在於還包括步驟·對輸入信號進行調製而產生一個聲學脈衝，該脈衝中各個分音的頻率是隨時間的延續而均勻地增加或減小；·在發射聲學脈衝的過程中，對於一系列時間間隔中的每一時間段，都將該時間段內輸入信號的音調與同一時刻的回波信號的音調進行比較，從而獲得所述輸出信號。
8.根據權利要求1到6之一所述的方法，其特徵在於還包括步驟·對輸入信號進行調製而產生一個聲學脈衝，該脈衝中各個分音的頻率是隨時間的延續而均勻地增加或減小；·存儲或紀錄輸入信號·在開始發射聲學脈衝之後一段設定的時間時，回放存儲或紀錄的輸入信號，以作為一延遲的輸入信號；·在回放所述延遲輸入信號的過程中，對於一系列時間間隔中的每一時間段，都將該時間段內延遲輸入信號的音調與同一時刻的回波信號的音調進行比較，從而獲得所述輸出信號。
9.根據權利要求1到6之一所述的方法，其特徵在於還包括步驟·從一存儲的輸入信號產生聲學脈衝；·紀錄回波信號；·以設定的時間關係回放存儲的輸入信號和紀錄的回波信號；·在回放所述存儲紀錄回波信號的過程中，對於一系列時間間隔中的每一時間段，將該時間段內存儲的輸入信號的音調與同一時刻回放回波信號的音調進行比較，從而獲得所述輸出信號。
10.一種用於進行大氣探測的裝置，其包括·產生一個輸入信號的裝置，該信號包括一個調頻脈衝，此調頻脈衝包括一個由不同音調組成的序列；·一聲學發射器，其與所述信號發生裝置相連接，其在接收到所述輸入信號的情況下向大氣層中發射一聲學調頻脈衝；·接收並檢測聲學回波的裝置，該聲學回波是由所述發射器發射到大氣層中的聲學脈衝引發的，所述接收裝置適於產生一個回波信號，該信號包括所述音調序列中的至少一部分音調；以及·與所述信號發生裝置和所述接收裝置連接的比較器裝置，用於接收所述輸入信號和所述回波信號，所述比較器裝置適於在接收信號的同時將所述輸入信號中的音調序列與所述回波信號中的音調序列進行比較，而導出一個第一輸出信號，該信號代表了兩信號音調序列之間的頻率差。
11.根據權利要求10所述的裝置，其特徵在於所述比較器裝置適於將回波信號中的音調與輸入信號中的對應音調進行比較而導出一個第二輸出信號，該信號代表了所比較音調之間的相位差。
12.根據權利要求10或11所述的裝置，其特徵在於所述比較器包括一個混頻器，其被連接來接收輸入信號和回波信號，所述混頻器適於產生所述第一和/或第二輸出信號。
13.根據權利要求10或11所述的裝置，其特徵在於·設置了一個第一傅立葉變換裝置，用於對輸入信號執行傅立葉變換，而形成一個傅氏變換後輸入信號；·設置了一個第二傅立葉變換裝置，用於對回波信號執行傅立葉變換，而形成一個傅氏變換後的回波信號；以及·所述比較器包括一個複數乘法器，其適於對所述傅氏變換輸入信號和傅氏變換回波信號進行相乘而產生一個複數輸出值，從該複數值導出所述第一和/或第二輸出信號。
14.根據權利要求13所述的裝置，其特徵在於連接一反傅立葉變換裝置，用於接收所述複數輸出而產生所述第一和/或第二輸出信號。
全文摘要
本發明公開了一種採用聲學調頻脈衝的大氣探測方法及裝置，發射出的脈衝與回波脈衝在一個混頻器中進行比較而得到一個頻率和及頻率差。混合運算最好是在傅氏域中以複數相乘的形式進行的。在一個系統(1)中，PC機音效卡等的信號發生器(5)驅動一作為發射器的擴音器(3)，並用一作為接收器的麥克風(4)檢測回波脈衝。擴音器(3)發出的調頻脈衝由於受到不同高度的TIL或逆溫層(2a、2b)的反射而沿不同的路徑(7a和7b)傳播。發射脈衝與回波脈衝在一個混頻器(6)中進行比較，混頻器產生各個輸出信號(8和9)。其中一路輸出(8)是發射脈衝音調與回波脈衝音調的幅值差，其時刻代表這各層TIL的高度。另一路輸出(9)可以是回波音調隨傳播時間的相移，代表了在各個高度上的垂直風速。這樣的聲探方法和設備可用在天氣研究、煙流擴散預測、以及目的在於減小多徑衰落的微波鏈路設計中。
文檔編號G01S15/58GK1420990SQ01807470
公開日2003年5月28日 申請日期2001年3月8日 優先權日2000年3月9日
發明者安德魯·路易斯·馬丁 申請人:電信網絡信息有限公司