顯示裝置、數字模擬變換電路和數字模擬變換方法
2023-10-06 14:00:54
專利名稱：顯示裝置、數字模擬變換電路和數字模擬變換方法
技術領域：
本發明涉及把數字或象素數據變換成模擬視頻信號的D/A變換器、放大D/A變換器的輸出的放大器和信號選擇電路與象素陣合為一體地形成在絕緣基板上的數字模擬變換電路和數字模擬變換方法。
背景技術：
在同一玻璃基板上形成象素陣部和驅動電路的液晶顯示裝置的開發正在蓬勃展開。由於象素陣部和驅動電路形成在同一玻璃基板上，而可使液晶顯示裝置整體輕薄短小化，從而可以作為可攜式電話和筆記本計算機等可攜式設備的顯示裝置廣泛使用。
這種驅動電路的一體式液晶顯示裝置通過在玻璃基板上用多晶矽等形成TFT，利用這種TFT(薄膜電晶體)形成象素陣部和驅動電路兩者。
然而，在玻璃基板上形成的TFT由於動作速度不能太快，所以為構成驅動電路必需各種各樣的電路技巧。另外，在玻璃基板上形成特性一樣的TFT在當前存在技術上的困難，由於TFT的特性不同存在引起顯示不穩等顯示性能低的問題。
另外，當在同一玻璃基板上形成象素陣部和驅動電路時，因象素陣部上的面積相對玻璃基板的面的相對比例小，而存在邊框變大的問題。
圖47是在基板利用多晶矽TFT構成的現有技術的DAC(數字模擬變換器)的電路圖，是在特開平10-340072號公報中公開的構成。圖7的DAC響應數位訊號的各個比特值導通開關SW21、SW22中的一個。節點A或為基準電壓Vref或接地電壓，最初開關SW23處在阻斷狀態，把電容元件C21中存儲的電荷重新分別到電容元件C2。以上的處理對數位訊號的各比特重複進行。
當該處理結束時，開關SW24、SW25變成阻斷開關SW26、SW27變成導通。因此節點B的電壓被輸送給放大器的輸出端，存儲在負反饋環內的電容元件C23的補償電壓同時被抵消。
通過以上的處理，使D/A變換後的電壓從放大器輸出。在D/A變換處理後，開關SW28變成導通，進行信號寫入。
圖47的DAC因為按數位訊號的各比特進行電荷的存儲和再分配，而在D/A變換時花費時間，使信號的寫入時間變短。因此存在信號電壓不能上升到所希望的電壓或不能下降的問題，引起輝度不穩定而使顯示性能變差。
另外，因為每條信號線需要圖47的DAC和其後級的放大器，既使消耗的電功率增加，又使電路的佔有面積變大，邊框尺寸不能減少。
發明內容
本發明的目的在於提供一種能提高顯示品質的裝置。
另外，本發明的另一目的在於提供邊框尺寸小的顯示裝置。
另外，本發明的又一目的在於提供能使數字模擬變換所需要的時間縮短的數字模擬變換電路、顯示裝置和數字模擬變換方法。
另外，本發明的另一目的在於提供一種數字模擬變換電路，顯示裝置和數字模擬變換方法，所述的數字模擬變換電路、顯示裝置和數字模擬變換方法使進行數字模擬變換處理的期間與輸出進行數字模擬變換的結果的期間局部重複，並使輸出進行數字模擬變換的結果的期間變長。
為了達到上述目的，一種根據第一基準電壓和比該第一基準電壓電平低的第二基準電壓輸出與n(n為2以上的整數)比特的數位訊號對應的電壓的數字模擬變換電路具有能存儲與上述數位訊號的最高位以外的各比特的值對應的電荷的第一電容元件；能在與上述第一電容元件之間再分配存儲電荷的第二電容元件；能存儲與上述數位訊號的最高位比特的值對應的電荷的第三電容元件；電荷控制電路，每一上述數位訊號的最高位比特以外的各比特分別重複進行把與上述數位訊號的最高位以外的各比較值的電荷順次存儲在上述第一電容元件中後，與上述第二電容元件之間進行存儲電荷的再分配的處理，並把與上述數位訊號的最高位比特的值對應的電荷存在上述第三電容元件中，然後在上述第二電容元件與上述第三電容元件之間進行存儲電荷的再分配。
再者，一種對應於n(n是大於2的整數)比特的數位訊號的第一電壓與第二電壓之間的電壓的數字模擬變換方法，其特徵在於，包括上述數位訊號的最高位以外的各比特分別重複進行把對應上述數位訊號的最高位比特以外的各比特的值的電荷順次積存在第一電容元件後，與第二電容元件之間進行存儲電荷的再分配的處理，並且把相應於上述數位訊號的最高位比特的值的電荷存儲在第三電容元件中，其後在上述第二電容元件與上述第三電容元件之間進行存儲電荷的再分配。
圖1是表示液晶顯示裝置的第一實施方式構成的方框圖。
圖2是表示信號線驅動電路內部構成的方框圖。
圖3是表示信號驅動電路內的DAC、AMP17和信號選擇電路18的詳細構成的電路圖。
圖4是DAC的動作定時圖。
圖5是表示根據初級的反相器和第二級以後的反相器區分從外部供給的電源的種類的例子圖。
圖6是表示信號線選擇電路18的具體構成的電路圖。
圖7是表示信號線選擇電路18的變形例的電路圖。
圖8是表示構成預充電控制電路構成的電路圖。
圖9是表示把擊穿補償用的模擬開關串聯連接在開關上的例子的電路圖。
圖10是表示在放大器內設置相位補償用的電容元件的例子的電路圖。
圖11是表示用圖10的變形例的電路圖。
圖12是表示圖10的另一變形例的電路圖。
圖13是表示圖12的變形例的電路。
圖14是表示把放大器17的電源配線圖案配置成重疊在公共電極上的例子的圖。
圖15是表示把放大器17內的電容元件配置成重疊在公共電極上的例子的圖。
圖16是表示從玻璃基板2上的公共電位供給端的合成電阻的圖。
圖17是表示從輔助電容電位供給端的合成電阻的圖。
圖18是A是表示放大器的增益特性的圖，圖18B是用互補型反相器的放大器的增益特性的圖。
圖19是表示把反饋路徑上的模擬開關配置在初級的反相器的輸入電容附近例子的圖。、圖20是信號線驅動電路的第十實施方式的電路圖。
圖21是表示本實施方式的液晶顯示裝置內的各部的電壓電平的圖。
圖22是表示電源電壓側和接地電壓側的餘量的圖。
圖23是信號驅動電路的第十一實施方式的電路圖。
圖24是第十二實施方式的信號線驅動電路內的放大器電路圖。
圖25是第十三實施方式的信號線驅動電路內放大器與信號線選擇電路的電路圖。
圖26是表示相位餘量變化狀態的圖。
圖27是第十四實施方式的驅動電路內的放大器的電路圖。
圖28是第十五實施方式的信號線驅動電路內放大器的電路圖。
圖29A是第十六實施方式的信號線驅動電路的放大器的電路圖，圖29B是現有技術的放大器的電路圖。
圖30A是表示本實施方式的放大器17的動作定時圖，圖30B是為比較而示出的圖25的放大器17的動作定時圖。
圖31是放大器17的周邊電路圖。
圖32是圖31的電路的動作定時圖。
圖33是表示包括在圖2的電源IC中的升壓電路一例的電路圖。
圖34是說明電源IC的功能的圖。
圖35是表示外部電源電壓VDD、電源電壓XAVDD、用分壓電阻梯形網絡形成的基準電壓最大值REFH，基準電壓最小值REVL的電壓電平關係的圖。
圖36是說明放大器內的反相器電源線和接地線上連接的電阻的圖。
圖37是說明放大器輸出的收斂時間的圖。
圖38是表示在初級的反相器柵極寬W1與第二級的反相器柵極寬W2相等並使第二級反相器的柵極寬W2與第三級反相器的柵極寬W3的比W2/W3變化時，放大器17的輸出收斂時間如何變化的圖。
圖39是圖32放大器的部分布局圖。
圖40是第二十實施式的低溫多晶矽TFT陣基板的布局圖。
圖41是信號驅動電路的概略構成圖。
圖42是表示DAC16與AMP17的詳細構成的電路圖。
圖43是DAC16的動作定時圖。
圖44是本實施方式的信號線驅動電路5的動作定時圖。
圖45是表示H公共反轉驅動的一例的信號線驅動電路的電路圖。
圖46是連接在不具有差動放大器的放大器上的DAC電路圖。
圖47是用多晶矽TFT在玻璃基板上構成的現有技術中的DAC的電路。
具體實施例方式
下面參照附圖具體說明與本發明有關的數字模擬變換電路、顯示裝置和數字模擬變換的方法。
圖1是與本發明有關的顯示裝置的第一實施方式的概略構成的方框圖，表示液晶顯示裝置的方框構成。圖1的液晶顯示裝置具有半象素陣部1和驅動電路形成為一體的玻璃基板2，該玻璃基板2與圖中未示出的對置基板相對配置的，並中間夾著液晶層密封。
與圖1的玻璃基板2分開，另行設置裝有把數字視頻信號和控制信號輸出到驅動電路的控制器IC3和供給電源電壓的電源IC4的基板。這兩個基板之間通過柔性的印刷電路基板等相接。
在圖1的玻璃基板2上設置排列信號線和掃描線並在信號線與掃掃線的各交點附近的形成像素TFT的像素陣部1、驅動信號線的信號線驅動電路5、驅動掃描線的掃描線驅動電路6。
信號線驅動電路5具有生成使起始脈衝順序移位的移位脈衝的移位寄存器11、供給數字圖像數據的數據總線12、與移位元脈衝同步順序鎖存數字圖像數據的採樣鎖存器13、匯總採樣鎖存器13的鎖存輸出並按相同的定時鎖存的負載鎖存器14、根據數字圖像數據的高位側比特串選擇基準電壓的電壓選擇電路15，根據選擇的基準電壓對數字圖像數據的低位側比特列進行D/A變換的D/A變換器(以下稱DAC)16、放大D/A變換的模擬視頻信號的放大器(以下稱AMP)17、轉換控制是否把AMP17的輸出供給某個信號線的信號線選擇電路18和定時控制電路19。
圖2是表示信號線驅動電路5的內部構成的方框圖。圖2的數據分配電路21與圖18移位寄存器11和數據總線12對應。另外，在圖2中匯總DAC16和AMP17用一個方塊表示。
分壓電阻梯形網絡20根據被電源IC4供給的三種基準電壓REF1、Vm、REF2生成9種基準電壓V1～V9，把生成的基準電壓V1～V8供給電壓選擇電路15。電壓選擇電路15根據數字像素數據的高端3比特從基準電壓V1～V9中選擇兩種電壓Vr1～Vr2進行輸出。
DAC16利用從電壓選擇電路15輸出的基準電壓Vr1、Vr2生成與數字象素數據的低端3比特對應的電壓。被DAC16生成的電壓被AMP17放大後，供給信號選擇電路18。
信號線選擇電路18在把來自AMP17的電壓供給對應的信號線之前，進行信號線的預充電。更具體地說，利用如圖8所示那樣構成的電路進行預充電。
圖3是表示信號線驅動電路5內的DAC16、AMP17和信號選擇電路18的詳細構成的電路圖。象圖中所示那樣，DAC16根據被電壓選擇電路15供給的基準電壓Vr1、Vr2進行D/A變換。
DAC16具有；電容元件C1～C3、進行電容元件C1～C3的電荷再分配的模擬開關S1a～S1c，S2、S3a、S3b和S4、根據數字象素數據的低端3比特的邏輯進行通斷控制的模擬開關S5、/S5、S6、/S6、S7、/S7。另外設置被DAC16和AMP17共用的電容元件C6。該電容元件C6可用在D/A變換動作的過程，也可用在AMP17的初級反相器的動作控制。
圖4是DAC16的動作定時圖。首先在時刻T1時，模擬開關S5～S7根據數字像素數據的低端3比特進行通、斷，並且模擬開關S1a～S1c導通。由此，把與數字像素數據的低端2比特對應的電荷存儲在電容元件C1和C3中。例如在模擬開關S6導通時，與電壓Vr2對應的電荷存儲到電容元件C1中，在模擬開關/S6導通時，與電壓Vr1對應的電荷存儲在C1中。另外，在模擬開關S7導通時，與電壓Vr2對應的電荷存儲在電容元件C3中，在模擬開關/S7導通時，與電壓Vr1對應的電荷存儲在電容元件C3中。另外通常與電壓Vr1對應的電荷存儲在電容C2中。
然後，當為時刻T2時，模擬開關S2導通，在電容元件C1、C2之間進行電荷再分配，然後，在時刻3時，模擬開關S3a，S3b導通，在電容元件C2，C3之間進行電荷再分配，在電容元件C6上存儲與第3比特對應的電荷。在時刻T4時，模擬開關S4導通，再分配分別存儲在電容元件C2和電容元件C6上的電荷。這樣，完成基於低端3比特的D/A變換，並把所希望的模擬電壓Vout存儲在電容元件6的左端上。另外，在時刻T3以後，AMP17與信號線之間的模擬開關18全都阻斷，模擬開關S9、S10和S11導通，使IV1～IV3的輸入輸出短路。在電容C4～C6的右端存儲IV1～IV3的動作門限值電壓。當時刻T5時，模擬開關S9～S11阻斷，開關S8和開關18中的一個導通，進行使信號電壓等於模擬電壓Vout的寫入動作。AMP17進行工作，利用使信號線電壓反饋的開關S8，對信號線進行電容C6的左端電壓變成等於上述模擬電壓Vout的方向的電壓寫入相。
然後，在時刻T5以後，重複進行時刻T1～T4的相同的動作。
AMP17如圖3所示具有串聯連接的三個反相器IV1、IV2、IV3，插入在反相器IV1～IV3級間的電容元件C4和C5、串聯連接在最末級的反相器IV3與初級的反相器IV1之間的模擬開關S8和電容元件C6、插入在各反相器IV1～IV3輸入輸出端子間的模擬開關S9～S11。
電源電壓XAVDD和接地電壓分別供給AMP17內的三級反相器IV1～IV3。在本實施方式如圖3所示，使初級的反相器IV1的電源供給線L與第二級及其後的反相器IV2、IV3的電源供給線L2分離。具體地說，通過電阻元件R1、R2分別把電源電壓XAVDD和接地電壓XAVSS供給初級反相器IV1，與此相對應，通過電阻R3、R4分別把電源電壓XAVDD和接地電壓XAVSS供給第二級及其後的反相器IV2、IV3。
這樣，只把初級反相器IV1供給線分開的理由是因為初級反相器IV1對AMP17的精度影響大。
另外，只把初級反相器IV1電源供給線分開的具體的電路構成不限於圖3所示的電路構成。例如圖5表示按初級反相器IV1和第二級及其的反相器IV2、IV3分開外部供給的電源電壓的種類的例子。圖5中，電源電壓XAVDD2通過電阻R1供給初級反相器IV1，而接地電壓XAVSS1通過電阻R2供給初級反相器IV1。
與AMP17的第二反相器IV2的輸出端相連的電容元件C7是發明人用嘗試法最終作為使AMP的工作穩定的手段發現的重要的阻抗元件，下面詳細描述。電容元件7儘管沒有以顯性方式設置，但隨電路的布局而作為寄生電容非顯性地形成電容，也能考慮可不設顯性的相位補償電容的情況，但一旦C7的值為零，則奇數級反相器串聯連接成環路狀而變成容易振蕩的電路，最終使顯示裝置的放大電路的動作無效。
圖5的情況也與圖3一樣，因為使AMP17內的初級反相器IV1的電源供給線與其它的反相器IV2、IV3的電源供給線分離，所以可以使AMP17的精度提高。
另外，在圖5中為簡化起見而省略AMP17的各反相器IV1～IV3的輸入輸出端子間的模擬開關。
另外，圖3中所示的電阻元件Rm和電容元件Cm在模件(安裝板)上，而R1～R4在絕緣板上。電容元件Cm使電源電壓XACDD、XAVSS穩定，電阻元件Rm，R1～R4防止在構成AMP17的反相器IV1、IV2、IV3中流過大的電流，能抑制耗電增加。能防止AMP17振蕩抑制顯示不良的發生。
(第二實施方式)信號線驅動電路5內的信號線選擇電路18通過由TFT組成的模擬開關構成，但因TFT的特性的偏差，而引起模擬開關的導通電阻的偏差和AMP信號線的驅動速度的偏差，這最終又引起顯示的不穩。
另外，局部的Vth偏差發生時，使特定的模擬開關的導通電阻變得過小，使奇數級的串聯連接的反相器的迴路變成接近無負載狀態，而引起放大AMP的振蕩，可能引起線缺陷。
因此，如圖6所示，可通過在每一信號線上分別並聯兩個模擬開關S21、S22來構成信號線選擇電路18。這時與某一信號線連接的信號選擇電路18如圖6B所示，變成為由PMOS電晶體和NMOS電晶體組成的模擬開關S21、S22並聯的構成。
這樣，通過使模擬開關S21、S22並聯連接構成信號線選擇電路8，儘管並聯的兩個模擬開關S21、S22中的一個因局部的Vth偏差不能充分導通，但因為如另一個導通，則進行信號線寫入，所以可以降低使引起上述顯示不良的概率。因此不容易受模擬開關特性偏差的影響。另外，雖然因一個模擬開關不良而不能正常起作用，但因可以用另一模擬開關進行信號寫入，所以可以提高製造上的成品率。
另外，如沒有布局的制約，則如使用三個以上的模擬開關會更有效。
第三實施方式使構成信號線選擇電路18的模擬開關的電阻均一化在技術上是困難的。因此，如圖7所示，考慮在信號線選擇電路18與信號線之間插入電阻元件R5，來減少信號線選擇電路18內的模擬開關的導通電阻的影響，這時，最好是把電阻元件5的電阻值設定在比信號線選擇電路18內的模擬開關的導通電阻大的值上。由此，使從AMP17側看信號線側的阻抗取決於電阻元件R5的電阻值，與信號選擇電路18內的模擬開關的導通電阻無關，；因而可以減小信號線的寫入定時的偏差另外，也可以象圖18所示那樣，把預充電控制電路22連接在電阻元件R5的一端上。圖8的預充電控制電路22內的模擬開關在根據AMP17的輸出進行信號線的寫入之前導通，進行預充電(準備寫入)。這樣因為在進行信號線寫入之前進行信號線的預充電，可以縮簡訊號線寫入所需要的時間。
另外，由使預充電控制電路22內的模擬開關的尺寸比信號線選擇電路18內的模擬開關的尺寸小，而可以減少來自預充電電源的漏電流。
反之，由於使預充電控制電路22內的模擬開關的尺寸比信號選擇電路18內的模擬開關的尺寸大，能進一步縮簡訊號線寫入所需要的時間。
(第四實施方式)在信號驅動電路5內的各部分所用的模擬開關如圖9A所示，通常具有使NMOS電晶體和PMOS電晶體並聯連接的構造。在這樣的構造情況下，在模擬開關從導通變化到阻斷時，因存儲在模擬開關的柵極與源極間的電容中的電荷流入負載電容中而引起模擬開關的輸出電壓變動問題。
在此，如分別設模擬開關導通時的PMOS電晶體和NMOS電晶體的各柵極與源極間電容分別為CgSp(ON)和CgSn(ON)，並設模擬開關阻斷時的PMOS電晶體和NMOS電晶體的各柵極與源極間電容CgSp(OFF)和CgSn(OFF)，則模擬開關的輸出電壓的變動ΔV用以下公式(1)表示。
V={Cgsp(on)-Cgsn(oFF)}Va-{Cgsp(ON)-Vgsp(OFF)}(Va-Vdd)C+Cgsn(OFF)+Cgsp(OFF)]]>={Cgsp(-Va)-Cgsn(-Va)}Va-{Cgsn(Vdd-Va)-Cgsp(Vdd-Va)}(Va-Vdd)C+Cgsn(-Va)+Cgsp(Vdd-Va)]]>
例如當信號選擇電路18內模擬開關的輸出電壓變動時，因信號線的寫入電壓變動而對顯示品質產生不良影響。這對連接在圖3所示的DAC16的電容元件C1～C3等的電容上的開關也是有效的。
因此，在本實施方式中，信號線驅動電路5內的至少一部分模擬開關如圖9B所示那樣，把擊穿補償用模擬開關S24串聯在原模擬開關S23上。該擊穿補償用模擬開關S24具有使PMOS電晶體和NMOS電晶體並聯連接並使兩電晶體的源極——漏極端子短路的構造。擊穿補償用的模擬開關S24進行與原模擬開關S23反向的通斷控制。
因為設置圖9B那樣的擊穿補償用模擬開關S24，可以在原模擬開關S23從導通變化為阻斷時，存儲在原模擬開關S23內的電晶體柵極一源極間電容中的電荷傳遞給擊穿補償用的模擬開關S24。因此雖然使原模擬開關S23通斷，該輸出電壓變動對顯示的影響變得非常小。
(第五實施方式)第五實施方式的特徵是在構成放大DAC16的輸出的AMP17的第二級反相器IV2的輸入輸出端之間配置如圖10～圖12所示的相位補償元件。由於配置這樣的相位補償元件，所以可以通過相位補償(信號的傳播速度的適當的調整)來防止AMP17的振蕩和「振鈴現象」。
在此，所謂振蕩是指AMP17的輸出電壓在所希望電位附近振蕩不能收斂。這個振動因串聯連接的奇數級反相器迴路的信號傳播速度過快，AMP17的輸出振蕩並按其原樣傳播給信號線而產生。該振蕩例如在因Vth的絕對值變小而使各反相器的負載驅動能力變得過大等情況下發生。
而所謂「振鈴現象」是指向所希望值收斂的速度變得過慢，因串聯連接的奇數級的反相器的信號傳播速度過慢，信號線的電位反饋變得過慢而產生。該現象例如在Vth的絕對值變大，使各反相器的負載驅動能力變得過低的情況下發生。
本發明人用嘗試法終於發現以下所述的手段作為使AMP17的動作穩定的手段，成功地使AMP17的穩定性飛躍地提高。
如圖10所示，因為在第二反相器IV2的輸入輸出之間設置由串聯連接的電阻元件Ra和電容元件C7組成的相位補償元件，所以即使在Vth的絕對值變小的情況下，也不容易引起振蕩。也可以邊考慮布局邊考慮Ra的電阻值和C7化電容的大小，使Ra和C7的積達到規定的值。所謂規定值，可以取為從AMP17的輸出至信號線的電阻Rsig與信號線電容Csig的積的數量級，最好是Csig x Rsig的0.5倍至3倍左右。
在圖10的電路中，可以通過用反相器元件Ra和電容元件C7使原信號線負載的容易振蕩的頻率分量截止來防止振蕩。另外，當電容元件C7過大時，產生電路面積增大的弊病和初級反相器的驅動負載增大的弊病，收斂性變差，並引起「振鈴現象」。
另外，也可以把圖10的電容元件C7插入在構成AMP17的第三級反相器IV3的輸入輸出端子之間。
圖11是圖10的變形例，該變形例的特徵是在插入在初級反相器IV1與第二級反相器IV2之間的電容元件C4的一端與第二級反相器IV2的輸出端之間插入由圖中示出的電阻元件Ra和電容元件C7組成的相位補償元件。通過插入這樣的電容元件C7既能與圖10一樣能得到防止振蕩的效果，又能使增益抑制得比圖10減少的小。並且因為改善收斂速度，所以具有即便在Vth的絕對值已過大的情況下也能防止「振鈴現象」的效果。這時電容元件C7的電容的大小要小到電容元件C4的1/2以下。如果過大，則發生電路面積增大的缺點和初級反相器的驅動負載增大缺點，從而使收斂性變差，容易引起「振鈴現象」。、另外，作為圖11變形例也可如圖12所示，在新插入的電容元件C7與第二級反相器IV2的輸出端之間插入電阻元件R6。電容元件C7與電阻元件R6也可以左右調換。該電阻元件R6與電容元件C7同樣進行相位補償。也就是說，通過設置電阻元件R6使相位補償的精度能進一步提高。其作用、效果與圖1的情況相同。也可以根據判斷布局方便和與處理的相容性選擇使用。
或者，如圖13所示，也可用高電阻材料形成新追加的電容元件C7的一個電極，以代替電阻元件R6具體地說，該電極是與第二反相器IV2的輸出端相連的電極C7a。因此，雖然沒有另外連接電阻元件R6，但仍是具有連接電阻元件R6的情況相同的效果。
(第六實施方式)用在可攜式電話、筆記本型計算機等可攜式設備上的液晶顯示裝置有使邊框變小的要求。為此，在第六實施方式中，把放大DAC16的輸出的AMP17的電源配線圖案P1象圖14所示那樣配置在重合在對置基板上的公共電極23上的位置。從而可以削減玻璃基板2的外形尺寸，可以使邊框變小。
作為圖14的變形例，如圖15所示，也可以把連接在AMP17內的反相器IV1～IV3級間的電容元件C4、C5配置在與對置基板上的公共電極23上重合的位置上。由於電容元件要求比其它的電路部件的安裝面積寬，所以通過如圖15所示那樣把電容元件配置在與公共電極重合的位置上，可以使玻璃基板2的外形尺寸縮小。
(第7實施方式)如果從玻璃基板上的公共電位供給端的合成電阻Rcom大，則可能形成在對置基板上的公共電極23的電平不能在規定的時間內達到所希望值。該合成電阻Rcom是圖16的粗線部分的電阻。
因此，在第七實施方式中，通過使公共電極23的電壓供給線變粗而短，可以使從公共電位供給端的合成電阻R7的電阻值降低。
具體地說，最好設定從公共電位供給端的合成電阻R7的電阻值Rcom，使其滿足以下的式(2)的關係。
Rcom＜規定的係數×上述信號線選擇電路的導通時間/輔助電容的總量/上述公共電極與上述絕緣基板間的電容/同時寫入的信號線數……(2)另外，從玻璃基板上的輔助電容供給端的合成電阻RCS增加時，可能輔助電容的電壓電平在規定時間內達不到所希望的值。該合成電阻RCS是圖17的粗線部分電阻。
作為第七實施方式的變形例，也可以通過使輔助電容配線的電壓供給線變粗而短來使從輔助電容電位供給端的合成電阻R7的電阻值變小。
具體地說，最好設定從輔助電容電位供給端的合成電阻R7的電阻值Rcs，使其滿足以下的式(3)關係。
RCS＜規定的係數×上述信號線選擇電路的導通時間/(輔助電容的總量/上述公共電極與上述絕緣基板間的電容/同時寫入的信號線數……(3)(第八實施方式)圖18A是本實施方式的液晶顯示裝置的液晶部分的電壓一輝度曲線。相對電壓變化的輝度化在中間電壓附近大，在其它部分的電壓比中間電壓附近變化的小。也就是說，在中間電壓附近的AMP17的輸出的誤差電壓與顯示波動直接關聯，與此相反，在其它的電壓上看不到誤差電壓不很大。因此AMP17的輸出的誤差電壓最好是在中間電壓附近變得最小。
本發明的AMP17的輸出的誤差電壓與信號線寫入時的各反相放大電路(反相器)的增益的積成反比。在此所謂增益是指反相放大電路的輸入輸出特性的斜率(陡度)，增益隨輸入電壓而變化。本發明人發現，作為用在驅動液晶顯示裝置的信號線的AMP17上的反相放大電路，把P溝道TFT和n溝道TFT串聯在電源電壓之間的互補型反相器是適合的。
如果這樣做，在寫入中間電壓時，各反相器在各個反相器閾值附近進行工作。如圖18B所示，互補型反相器在其閾值附達到最大增益。也可以構成其它的例如源極跟隨器等反相放大電路，但在輸出中間頻率附近的電壓時，使具有誤差電壓變成最小的構成是困難的。
因此，在本實施方式中，把P溝道TFT和n溝道TFT串聯連接在電源間的互補型反相器作為AMP17的反相器使用。
另外，用液晶顯示裝置其它的顯示元件的情況進行如下。也就是說，也可以根據圖18A的那樣的顯示元件的電壓一輝度特性圖研究斜率變成最陡的電壓範圍，選擇放大級的電源電壓、放大級的種類，以使在符合該範圍的部分AMP放大器各增益級的增益變成最大。
(第九實施方式)如圖19所示，AMP17通過把奇數級的反相器串聯而構成，在初級反相器JV1的輸入端子與末級反相器IV3的輸出端子之間插入模擬開關S8和電容元件C6。
對AMP17的增益精度影響最大的是初級反相器IV1。當從最末級反相器IV3的反饋通路上的模擬開頭S8和初級反相器IV的輸入電容C6在互相離開的位置上時，該模擬開關S8的通斷對初級的反相器IV1的輸入電容的影響變大。
第九實施方式的特徵是反饋通路上的模擬開關S8和初級反相器IV的輸入電容互相靠近配置。因此，隨著該模擬開關S8的通斷；初級的反相器IV的輸入電容不受影響，能進行精度的調整。
(第十實施方式)第十實施方式是使連接在AMP17的電源供給線上的電阻的電阻值與連接在接地線上的電阻的電阻值不平衡的例子。
圖20是信號驅動電路的第十實施方式和電路圖。圖20的信號線驅動電路雖然在構成上與圖3的信號驅動電路相同，但是使與連接在AMP17內的反相器上的電源供給線L11(包括電源供給線L1，L2)連接的電阻R1，R3，Rd的電阻值的總和比接地線L12(包括接地線L3，L4)上連接的電阻R2，R4，R5的電阻值的總和大。在此，電阻Rd和R5是外裝在玻璃基板上的電阻，而電阻R1-R4是在玻璃基板內形成的電阻。
圖20的電壓選擇電路15、DAC16、AMP17和信號線選擇電路18構成為一組電路，該電路在同一玻璃基板上一體形成多個。
圖21是表示本實施方式的液晶顯示裝置內的各部分電壓電平的圖。電源電壓XVDD(＝5V)是供給圖1的移位寄存器、二極體12、採樣開關鎖存器13、負載鎖存器14、電壓選擇電路15、DAC16和信號選擇電路18的電源電壓。電源電壓XAVDD(＝5.5V)是供給圖1的AMP17的反相器IV1、IV2和IV3的電源電壓，電壓GATE是圖像驅動用TFT的柵極電壓。公共電壓VCOM是0V或5.3V電壓，按規定周期交錯地選擇。信號電壓VSIGH、VSIGL是從AMP17輸出的電壓信號，其最大電壓是VSIGH(＝4.5V)，其最小值是VSIGL(＝0.5V)。電壓REF1、RER2是供給圖2的分壓電阻梯形網絡20的基準電壓，與VCOM的驅動周期連動，使REF1和REF2的值交替為0V和5V，或5V和0V。
從圖21可以看出，電源電壓XAVDD與信號電壓的最大值VSIGH的電位差為1.0V，與此相對應，接地電壓0V與信號電壓的最小值VIGL的電位差是0.5V。也就是說，如圖22所示，電源電壓側有1.0V的餘量，與此相反，接地電壓側只有0.5V的餘量。在圖22中，用Δ表示信號電壓VSIGH、VSIGL的電壓變動的部分。這時電源電壓側的餘量ΔV1＝XAVDD-VSIGH+Δ)，接地電壓側的ΔV2＝(VIGHL-Δ)-XAVSS。
當把電阻分別連接到電源供給線L11和接地線L12上時，因為在這些電阻的兩端引起電壓降，而AMP17的電源端子的電壓下降多少，接地端子的電壓就上升多少。如果電壓下降在上述的範圍內，則AMP17仍正常工作。例如就分別連接在電源供給線L11和接地線L12上的電阻的電阻值互相相等且這些電阻和電阻值逐漸上升的情況進行考慮，隨著電阻值上升，電阻兩端間的電壓下降變大。如上所述，因接地電壓側的餘量小，而使接地電壓側首先超脫餘量。為了不使接地電壓例首先超脫餘量，可使接地電壓側的電阻的電阻值比電源電壓例的電阻的電阻值小。
在本實施方式中，與電源供給線L11連接的電阻的電阻值的總和比與接地線L11連接的電阻的電阻值的總和大，因此無論電源供給側和接地線側都能同樣確保餘量，同時使電源供給線L11側的電阻值變大，從而使流過電源供給線L11側的電流減少，減少消耗電功率。
另外，消耗電功率減少的效果是在構成AMP17的反相器的各TFT元件的Vth絕對值小時特別有效的。因為在AMP17的各反相器的柵極所加的電壓經常是0.5～4.5V，所以在各反相器中流過貫通電流。在上述Vth的絕對值小時，該貫通電流增大。
在本實施方式中，因為在電源供給線上設置電阻，所以加在反相器上的作為電流×電阻的積的有效電壓減小，具有抑制貫通電流的作用。
另外，在Vth的絕對值大時，貫通電流比較小，電流×電阻的積也比較小，加在反相器上的有效電壓幾乎按原樣加電源電壓，從而可以確保最大限度的電流驅動。
根據這個理由，本實施方式的技術特別適合於通過在玻璃基板上形成Vth偏差大的多晶矽TFT，以一體形成顯示裝置的象素部和驅動電路的情況。
雖然在上述的圖20中，示出了在玻璃基板內的電源供給線L1、L2上設置電阻R1、R2，在接地線L3、L4上設置電阻R3、R4，在玻璃基板外設置電阻Rd、Rs的例子，但設置在各線上的電阻數沒有特別限制，並且也可以把所有的電阻形成在玻璃基板內，反之也可以把全部電阻設置在玻璃基板外。
(第十一實施方式)第十一實施方式分別通過各個電阻把電源供給AMP17內的各反相器。
圖23是信號線驅動電路的第十一實施方式的電路圖。圖23的信號線驅動電路，除了連接在AMP17內的各反相器上的電源供給線的配置不同外，其它與圖的信號驅動電路的構成相同。
在AMP17內的串聯連接的三個反相器IV1、IV2、IV3的電源端子與從外部供給電源電壓XAVDD的基準電源端子T1之間分別連接電阻R11、R12、R13。這些電阻R11～R13，可以形成在玻璃基板的內部，也可以外裝在玻璃基板上。
與初級反相器V1相連的電阻R11的電阻值Rd1、與第二級反相器IV2相連電阻Rd2的電阻值Rd2和與最末級的反相器IV3相連的電阻值R13的電阻值Rd3按照Rd2＜Rd3＜Rd1的要求設定。更具體地說，例如設定Rd1＝2KΩ、Rd2＝200Ω、Rd3＝700Ω。
使初級的電阻R11的電阻值Rd1為最大的理由是因為初級反相器IV1可以僅在閾值電壓附近工作，所以從使消耗功率降低的目的出發，通過使電阻變大而降低供給反相器IV1的電源電壓。
設定最末級的電阻的電阻值Rd3，以使從反相器IV3輸出所希望的電壓幅值的電壓。另外，因為如果第二級的電阻的電阻值Rd2變大，AMP17有可能振蕩起來，所以電阻值Rd2設定在小的值上。
這樣，在本實施方式，因為通過對各反相器分別設定把電源電壓供給AMP17內的各反相器IV1～IV3的電源供給線上的電阻來把各電阻R11～R13的電阻值設定在對應各反相器IV1～IV3的作用的最佳值上，所以可以在提高AMP17的性能的同時，減少消耗電功率。
(第十二實施方式)第十二實施方式調整AMP17內的反相器的尺寸。
圖24是第十二實施方式的信號線驅動電路內的AMP17的電路圖。如圖所示，AMP17包括串聯連接的三個反相器IV1～IV3，連接在各反相器IV1～IV3的級間的電容元件C4、C5，串聯連接在最末級的反相器IV3的輸出端子與初級反相器IV1的輸入端子之間的模擬開關S8和電容元件C6，連接在反相器IV2的輸入輸出端子之間的相位補償用電容器元件C7。
在本實施方式，使第二反相器IV2的尺寸等於或大於最末級的反相器IV3的尺寸，並使初級反相器IV1的尺寸等於或小於第二反相器IV2的尺寸。
在圖24中，使AMP17的反相器的級數為三級，但如果是大於三級的奇數級，則不管具使的級數。例如在AMP17內串聯(2n+1)級的反相器(n為大於1的整數)的情況下，使構成各級反相器的電晶體的柵極的寬度W1～W2n+1和柵極的長度L1～L2n+1滿足以下的關係W2n/L2n≥W2n+1/L2n+1W2n-1/L2n-1≥W2n+1/L2n+1……W2/L2≥W2n+1/L2n+1W1/L1≤W2/L2滿足上式關係的理由如下。
因為初級反相器V1是輸入信號級，所以如使該反相器的尺寸大，則寄生電容變大，影響AMP17的精度，因而不能取得過大。
而最末級反相器的尺寸，本來必須由後級的信號線的負載決定。如果使該反相器的尺寸大，則對信號線的負載的驅動力變得過大，結果會損害AMP17的穩定性。
另外，如果使第二級的反相器IV2的尺寸比最末級的反相器3大，則使第二級的反相器IV2的響應速度變快，使AMP17的動作速度提高。
另外，AMP17內的反相器的級數也可以為3級以上的奇數級。
這樣一來，通過設定AMP17內的反相器的尺寸使其滿足式(1)的關係，可以提高AMP17的精度，並且也使動作速度變快。
(第十三實施方式)第十三實施方式使AMP17內的最末級的反相器的尺寸等於或小於信號線選擇電路的尺寸。
圖25是第十三實施方式信號線驅動電路器的AMP17和信號線選擇電路18的電路圖。
AMP17的構成與圖24相同，具有串聯連接的三個反相器IV1～IV3。在本實施方式中，使最末級反相器IV3的尺寸等於或小於信號線選擇電路18的尺寸。
具體地說，設構成最末級反相器的電晶體柵極的寬度為W3、柵極長度為L3，信號線選擇電路18的電晶體的柵極寬度為W4，柵極長度為L4，則滿足以下的關係W4/L4≥W3/L3之所以要滿足上式的關係，是因為當信號線選擇電路18導通電阻變高時，AMP17的反饋變得過快，可能使AMP17的有振蕩。這時因串聯連接的IV1～IV3與環形振蕩器電路(振蕩電路)一樣起作用而激烈振蕩。
圖26是示出在使AMP17內的反相器IV1～IV3的尺寸和信號線選擇電路18的尺寸進行各種改變情況下表明起振容易度的相位餘量變化狀態的圖。圖26的曲線g1、曲線g2和曲線g3分別表示尺寸比為2∶1∶1∶2∶5時，1∶2∶2∶5和2∶2∶1∶5時的狀態。
從圖26可以看出在曲線g3的情況下，即在最末級反相器IV3的尺寸比其它反相器IV1、IV2和信號選擇電路18的尺寸小的情況下，相位餘量最大。
由此還可發現，如滿足(2)的條件，不容易引起振蕩。
這樣，因為本實施方式使AMP17的最末級的反相器IV3的尺寸等於或小於信號選擇電路18的尺寸，所以可以確實防止AMP17的振蕩。
另外，在本實施方式中，雖然如圖24所示，把AMP17內的反相器的級數設定為三級，但也同樣適用三級以上奇數級。
(第十四實施方式)第十四實施方式調整連接在AMP17內的各級反相器的電源端子上的電阻元件的電阻值。
圖27是第十四方式的信號驅動電路內的AMP17的電路圖。圖27的AMP17由與圖24的AMP17相同，具有串聯連接的三個反相器IV1～IV3。各反相器IV1～IV3具有電源端子Vdd和接地端子Vss，在各反相器的電源端子Vdd與基準電壓端子XAVDD之間分別另外連接電阻元件RV(1)、RV(2)和RV(3)。同樣，在各反相器IV1～IV3的接地端子Vss與接地電壓端子XAVSS之間分別另外連接電阻元件RS(1)、RS(2)和RS(3)。
第二級電阻元件RV(2)的電阻值設定為第三級的電阻元件RV(3)的電阻值以下，而初級的電阻元件RV(1)的電阻值設定為第二級電阻元件RV(2)的電阻值以上。
同樣，第二級的電阻元件RS(2)的電阻值設定為第三級的電阻元件RS(3)的電阻值以下，初級的電阻元件RS(1)的電阻值設定在第二級的電阻元件，RS(2)的電阻值以上。
在圖27中，雖然把AMP17內的反相器的級數設定為三級，但如果是三級以上奇數級，則不管具體級數如何。例如在AMP17內串聯連接(2n+1)級的反相器(n是大於1的整數)的情況下，使分別連接在各級反相器的電源端子上的電阻元件RV(1)～RV(2n+1)分別滿足以下的關係RV(2n)≤RV(2n+1)RV(2n-1)≤RV(2n+1)……RV(2)≤RV(2n+1)RV(1)≥RV(2)或者使分別連接在各級反相器的接線端子上的電阻元件Rs(1)～Rs(2n+1)分別滿足以下的關係
RS(2n)≤RS(2n+1)RS(2n-1)≤RS(2n+1)……RS(2)≤RS(2n+1)RS(1)≥RS(2)這樣，在本實施方式中，因為連接在AMP17內的各級反相器的電源端子或接地端子上的電阻元件的電阻值滿足上式的關係，所以具有與第十二實施方式同樣的效果，也就是說通過調整各電阻元件的電阻值，可以把各級反相器的驅動能力調整到最佳，從而提高AMP17的精度和速度。
(第十五實施方式)第十五實施方式是把另外的電源電壓分別供給AMP17的各級反相器的例子。
圖28是第十五實施方式的信號線驅動電路內的AMP17的電路圖。圖28的AMP17與圖24的AMP17同樣，具有串聯連接的三個反相器IV1～IV3，各反相器IV1～IV3分別具有第一和第二電源端子Vdd、Vss。在各級的反相器IV1～IV3的第一電源端子上分別供給另一電源電壓XAVDD(1)、XAVDD(2)、XAVDD(3)。同樣在各級反相器IV1～IV3的第二電源端子Vss上分別供給另一電源電壓XAVDD(1)、XAVDD(2)、XAVDD(3)。
使供給第二級反相器IV2的電源電壓XAVDD(2)的設定值等於或大於供給最末級反相器的電源電壓XAVDD(3)的設定值，使供給初級反相器IV1的電源電壓XAVDD(1)的設定值等於或小於供給第二級反相器IV2的電源電壓XAVDD(2)的設定值。
或者使供給第二級反相器IV2的電源電壓XAVDD(2)的設定值等於或小於供給最末級反相器IV3的電源電壓XAVDD(3)的設定值，使供給初級反相器IV1的電源電壓XAVDD(1)的設定值等於或大於供給第二級反相器的電源電壓XAVDD(2)的設定值。雖然在圖28中把AMP17內的反相器的級數設定為三級，只要是三級以上的奇數級，就與具體的級數無關。例如在AMP17內串聯連接(2n+1)級反相級(n為大於1的整數)的情況下，分別供給各級反相器的第一電源端子Vdd的電源電壓XAVDD(1)～XAVDD(2n+1)按滿足以下的關係設定XAVDD(2n)≥XAVDD(2n+1)
XAVDD(2n-1)≥XAVDD(2n+1)……XAVDD(2)≥XAVDD(2n+1)XAVDD(1)≤XAVDD(2)或者分別供給各級的反相器的第二電源端子Vss的電源電壓XAVSS(1)～XAVSS(2n+1)按滿足以下關係設定XAVSS(2n)≤XAVSS(2n+1)XAVSS(2n-1)≤XAVSS(2n+1).....
XAVSS(2)≤XAVAA(2n+1)XAVSS(1)≥XAVSS(2)這樣，在本實施方式中，因為可以分別調整AMP17內和各級反向器的電源電壓，所以可以把各級反相器的驅動能力調整到最佳，從而可以提高AMP17的精度和動作速度。
另外，因為即使把(第十二實施方式)、(第十三實施方式)、(第十四實施方式)和(第十五實施方式)並用也能得到同樣的效果，所以可以把各級反相器的驅動能力調整到最佳，從而使AMP17的精度和動作速度提高。
(第十六實施方式)第十六實施方式是並行執行模擬圖象信號的採樣和往信號線上寫入的例子。
圖29A是第十六實施方式的信號線驅動電路內的AMP17的電路圖。29A的AMP17由並聯連接的兩個第一放大部31構成初級反相器。這兩個第一放大部31分別具有串聯連接的開關S21、電容元件C6a、反相器IV1a、開關S22和並聯連接在反相器IV1a的輸入輸出端子間的開關S23。這兩個第一放大部31與第二放大部分相連接。第二放大部32由串聯連接的電容元件C4、反相器IV2、電容元件C5和反相器IV3構成。另外雖然圖中未示，但第二級反相器設置圖11所示那樣的相位補償元件。
圖25所示的AMP17如圖29B所示，每六根信號線設置一個與此相反本實施方式的AMP17，每12根信號線設置一個。因此平均每一AMP17減少2個反相器。
圖30A是本實施方式的AMP17的動作定時圖，圖30B是為比較而示出的圖25的AMP17的動作定時圖。
圖25的AMP17交替進行模擬信號的採樣和信號線寫入，而本實施方式的AMP17是並行進行採樣和信號線寫入。因而不會使採樣時間和信號線寫入時間變短，可以驅動圖25的兩倍的信號線。
圖31是AMP17的周邊電路圖，示出了DAC16、AMP17和信號線選擇電路18的電路圖。DAC16具有根據數字象素數據的低端3比特b2～b0的值進行轉換控制的模擬開關S30、S31、S32a和S32b、存儲與應比特b0對應的電荷的電容元件C11、存儲與比特b0～b2對應的電荷的電容器C12、進行控制電容元件C11，C12中的電荷存儲的開關S33a、S33b、S33c、S33d、S34a、S34b、S34c。
圖32是圖31的電路動作的定時圖。首先在時刻T1使開關S33a、S33b、S33c導通。由此，把與比特b0、b1對應的電荷分別存儲到電容元件C11、C12中。然後，在時刻T2使開關S9a導通，把與比特b2對應的電荷存儲在電容元件C6a中。
然後，在時刻T3使開關S33a、S33b、S33c阻斷後，在時刻T4～T5之間使開關s34a、S34b導通。由此，在電容元件C11、C12、C6a之間進行電荷的再分配。
然後，在時刻T6使開關S10、S11導通，在直到時刻T8的期間進行AMP17的採樣。然後在時刻T9～T12的期間進行信號線的寫入。
另外，在時刻T7～T15中與時刻T1～T8相同，進行應寫入下一信號線的數據的採樣。
這樣，在本實施方式中，因為通過使反相器並聯，並且交替轉換驅動各反相器IV1a、IV1b，而並行地進行數據的採樣和信號線的寫入。
在此，AMP17的功率消耗用相當於AMP17的電源電壓×1個AMD17的電流×AMP17數來表示，因此，象本實施方式那樣，如果減少構成AMP17的反相器的個數，則可以實現減少功率消耗。
(第十七方式)第十七方式是把用於驅動AMP17的電源電壓XAVDD設置為從外部供給的電源電壓VDD的整數倍(例如2倍)的例子。電源IC等LSI的電源電壓一般為3V以下，在液晶顯示裝置的驅動電路中，1)為了驅動液晶材料，另外2)為了驅動比LSI的Vth大的多晶矽，需要升壓到適當的值後供給信號線驅動驅動電路。例如對最普及的雙扭向列式液晶需用4V左右的電壓驅動。為驅動多晶矽所必需的電壓值是P溝道TFT和N溝道TFT的Vth絕對值的最大的總和左右。
圖33是表示包含在圖2的電源IC中的升壓電路的一例的電路圖。該升壓電路生成把從外部供給的電源電壓VDD升壓為2倍的電源電壓XAVDD。所生成的電源電壓XAVDD用於驅動AMP17。
圖33的升壓電路具有串聯連接在IN(+)端子與OUT(+)端子之間的開關SW1a和SW2a、串聯連接在開關SW1a、和SW2a間的連接通路與IN(-)端子之間的電容元件C13和開關SW1b、連接在IN(+)端子與IN(-)端子間的電容元件C14、串聯連接在電容元件C14的兩端子間的開關SWW1b和SW2b、以及連接在OUT(+)端子與OUT(-)端子間的電容元件C15。
首先使開關SW1a、SW1b導通。藉此使對應於輸入電壓Vin的電荷存儲在電容元件C13中。接著使開關SW2a、SW2b導通，藉此使電容元件C13串聯連接輸入電壓Vin，把與輸入電壓Vin的2倍電壓對應的電荷存儲在電容元件13上，使輸出電壓變為2Xvin。
雖然在圖33的升壓電路內連接電阻可以生成任意的倍率的升壓電壓，但如考慮到電源效率，最好如圖33那樣生成輸入電壓的整數倍的電壓。因此，在本實施方式中用電源IC4生成電源電壓VDD的整數倍的電壓XAVDD。
電源IC4安裝在形成在玻璃基板2上的顯示裝置上，或者利用多晶矽TFT與顯示裝置同樣地形成在玻璃基板上，或者安裝或形成在與玻璃基板2不同的基板上。不論怎樣做，因為圖33的升壓電路不用電感元件，所以便於集成到LSI、集成到玻璃基板上。
電源IC4如圖34所示，除了AMP17驅動用的電源電壓XAVDD之外，還生成用於驅動顯示裝置內的數字電路部件的電源電壓XVDD、D/A變換用的基準電壓REFH、REFL。數字電路部件因為電功率消耗小，而對電源電壓XVDD的要求低。因此，在本實施方式中，從電路設計的高效率和製造容易上看，而使電源電壓XVDD的電壓電平與電源電壓XAVDD相同。
這樣，在第十七實施方式中，因為把用於驅動AMP17的電源電壓XAVDD設定為從外部供給的電源電壓VDD的整數倍，所以既可提高AMP17的驅動能力，又能提高電源的效率。
另外因為把用於驅動顯示裝置內的數字電路部件的電源電壓XVDD變成與電源電壓XAVDD相同電平，而可以簡化電源IC4的內部構成。
(第十八實施方式)第十八實施方式是對圖17的實施方式的改進，雖然因製造偏差而使構成AMP17的TFT的Vth等的特性有偏差，也能確保充分的動作餘量，並且設定電源電壓以使消耗電功率最小。
利用多晶矽TFT在玻璃基板上一體形成DAC16和AMP17的顯示裝置的消耗電功率，其中AMP17的消耗電功率和分電壓阻梯形網絡的消耗電功率所佔的比率大。因為AMP17邊在反相器流過貫通電流邊動作，所以電流消耗量大。在電源IC4的構成上，應使AMP17的電源升壓效率的最大化得到最優先。因此使XAVDD為VDD(2.75V)的兩倍5.5V。
另外，分壓電阻梯形網絡20的消耗電功率可以用施加電壓的平方/電阻值表示，因此施加在分壓電阻梯形網絡上的電壓沒有必要很大。並且電壓偏差也應在50％以下。如果電壓偏差增大，則將因不能確保驅動液晶所必需的電壓而引起對比度的不足，或者使施加在液晶上的電壓偏離規定的值，使中間色調的顯示產生障礙。因此施加在分壓電阻梯形網絡20兩端的電壓的一個為0V(地)，另一個為5V。
外部電源電壓VDD、電源電壓XAVDD、供給分壓電阻梯形網絡20的基準電壓最大值REFH、基準電壓最小值REFL的電壓電平存在如圖35所示的那樣關係。基準電壓最大值REFH和基準電壓最小值REFL每次極性轉換時作為極性轉換的基準電壓REF1、REF2供給分壓電阻梯形網絡20。
如果從減少消耗電功率的觀點出發進行電壓設定，如圖25所示那樣，信號線驅動電壓在0.5V～4.5V的範圍，必然比電源電壓XAVDD偏徑0V側。為了確保相對AMP17的電源電壓偏離的範圍的AMP17的輸出電壓，最好使插入在AMP17內的反相器的電源線和接地線上的電阻值在電源線側和接地線側上變為非對稱。其理由是如在第十實施方式中說明那樣，通過連接圖36那樣的電阻Ra、Rb，具有與第十實施方式同樣的效果。
在圖36中，把連接在AMP17內的各反相器電源端子與電源電壓線XAVDD之間的電阻Ra和連接在各反相器的接地端子與接地線GND之間的電阻Rb的電阻比設定為非對稱，例如Ra∶Rb∶2∶1狀態。藉此，即使因多晶矽TFT基板的製造過程引起TFT的Vth的偏差，也能把消耗電功率限制在最低限度，並能使動作穩定。
(第十九實施方式)第十九實施方式是使構成AMP17的三個反相器中的第二級反相器的柵極寬度W比第三級反相器的柵極寬度W大的例子。雖然把一般用於驅動顯示裝置的信號線的TAB-IC的AMP17的由差動電路組成的比較電路的元件的柵極寬度設計得儘可能地小，並使輸出級的元件的柵極寬度設定得大，但本實施方式的AMP17與一般的考慮方法顯著不同。
本發明人根據嘗試法的結果發現了特別適合於面向便攜電話的液晶顯示裝置和面向PDA的液晶顯示裝置等比較小型的顯示裝置的非明顯的反相器各級的柵極寬度的相對關係。在此，所謂比較小型是指從AMP17看去的驅動負載電容(每根信號線的電容)大約為20PF的顯示裝置。
在利用象多晶矽TFT元件那樣的Vth等特性偏差比較大的元件構成用於信號線驅動的AMP17的情況下，使輸出級變大對確保動作穩定性未必有效，反而存在容易引起振蕩或「振鈴現象」的問題。本發明人根據嘗試法的結果發現下述事實寧可使構成最未級的反相器的TFT的柵極小，而第二級的柵極寬度大，此方案較佳。
AMP17如圖24等所示，通過隔著電容元件串聯連接電容元件三個反相器構成。因為AMP17的輸出容易引起振蕩或「振鈴現象」，所以如圖37所示，需要輸出穩定前有一段某種長度的時間(以下稱該時間為收斂時間)。
圖38是示出在使初級的反相器的柵極W1和第二級反相器的柵極W2相等並使第二級反相器的柵極W2與第三級反相器的柵極W2的比W2/W3改變時AMP17的輸出的收斂時間如何變化的圖。
如圖所示，W2/W3在0.5～1.5的範圍，可以發現第二級反相器的柵極寬度W2比第三級反相器的柵極寬度W3越大，收斂時間越短。因此通過使第二級反相器柵極寬度W2比第三級反相器的柵極寬度W3大，可以使AMP17的動作穩定。
(第二十實施例)下面就適用於對角2英寸、176×180點的液晶顯示裝置中的AMP電路的具體布局方式進行說明。
圖39是圖3的AMP17的局部布局圖。開關和元件的符號與圖3對應標記。
為了防止振蕩或「振鈴現象」而用圖11的相位補償元件作為設置在第二級反相器前後的相位補償元件。電容元件通過N+摻雜多晶矽與柵極線層的交叉而形成。在該顯示裝置中信號線的電容是12pF，信號線的電阻是0.4KΩ。驅動負載的時間常數是12pF×0.8KΩ＝9.6nsec。設相位補償元件的電阻值為100KΩ靜電容為0.1pF，每根信號線的驅動時間為4μs。
為了抑制因模擬開關的擊穿電壓引起的輸電壓誤差，而與圖9相同，在各處配置擊穿補償開關。
模擬開關和反相器都以互補方式使用P溝道TFT和N溝道TFT。實施左右對稱的電路配置，使不希望的寄生電容均等地寄生在P溝道TFT和N溝道TFT上，以便使其影響最小。
在N+摻雜多晶矽的層與柵極線層的交叉部上形成用在D/A的電容元件C1、C2、C3和C6。這些電容最好具有同一靜電容值。這是因為靜電容的偏差直接與D/A變換的誤差電壓關聯。例如在C3也用局部信號線層與柵極層的交叉部，儘可能地使與C2的靜電容的電容值相同。
構成AMP17的各反相器與電源間的電阻具有圖3的標號，設Rm＝360Ω(XAVDD側)/220Ω(XAVSS側)，R1＝70Ω、R3＝50Ω、R2＝35Ω、R4＝25Ω。
設AMP17的各反相器的柵極寬度比為IV1∶IV2∶IV3∶6∶6∶5。
構成液晶單元的兩塊玻璃基板的一個是形成公共電極的濾色片基板。公共電極以一次水平掃描期間作為周期驅動極性反轉。而另一基板如圖40所示，是一體形成象素陣部1、信號驅動電路5、掃描線(柵極線)驅動電路6、定時電路7構成的低溫多晶矽TFT陣列基板。
在信號線驅動電路5上配置44組AMP17和DAC16，在一水平期間通過順次選擇12根信號線進行12次D/A變換和進行利用AMP17的信號線驅動(在圖4中所示的動作)動作12次。
在圖41中示出了信號線驅動電路5的概略構成圖。另外本實施方式的液晶裝置具有在圖34中所示的電源IC4和LCD控制器，按照圖35和圖21中所示的電源設定進行工作。
通過這樣的構成，使低消耗電功率和AMP17的穩定性良好，對D/A變換的精度也沒有問題，可以進行良好的顯示，可以對起因於製造工藝的偏差引起的Vth偏差確保足夠高的成品率。並且N溝道TFT與P溝道TFT的Vth的絕對值在從各個最小0.5V到最大2.5V左右的範圍的範圍沒有問題地動作。
(第二十一的實施方式)第二十一實施方式是確保信號線的寫入時間長的例子。第二十一實施例的整體構成與圖1的相同，信號線驅動電路方塊構成還與圖2相同。
信號線驅動電路5內的分壓電阻梯形網絡20通過串聯連接未示出的多個電阻元件構成。如圖2所示，把三種基準電壓REF1、Vm、REF2供給分壓電阻網絡20，從串聯連接的多個電阻元件的級間可以取出幾種基準電壓V1～V9。最好使Vm接近(REF1+RERF2)/2。這是因為電阻梯形網絡的電功率消耗可以用(REF1-Vm)的平方/(REF1與Vm間的電阻)+(Vm-REF2)的平方/Vm與REF2間的電阻)表示，並就使該值最小。
DAC16用從電壓選擇電路15輸出的基準電壓Vr1、Vr2生成與數字象素數據低端3比特對應的電壓。由DAC16生成的電壓被AMP17放大後，供給信號線選擇電路18。
信號選擇電路18把來自AMP17的電壓供給對應的信號線之前進行信號線的預充電。使用從電壓選擇電路15輸出的電壓Vr1、Vr2作為預充電電壓。
圖42是表示DAC16和AMP17的詳細構成的電路圖。如圖中所示，DAC16具有根據除去數字象素數據的低端3比特中最高端比特後的2比特D1、D0的值選擇基準電壓Vr1、Vr2中的任何一個的開關SW11、根據數字圖象數據的最高端比特的值選擇基準電壓Vr1、Vr2中任何一個的開關SW12、能存儲與數字象素數據的最高位比特以外的各比特值對應的電荷的電容元件(第一電容元件)CP1、能在與電容元件CP1之間再分配存儲電荷的電容元件(第二電容元件)CP2、能存儲與數字象素數據最高端比特的值對應的電荷的電容元件(第三電容元件)CP3、在把與數字象素數據的最低端比特D0值對應的電荷存儲在電容元件(P)中時導通的開關SW0、轉換是否電容元件CP1、CP2之間進行存儲電荷再分配的轉換開關(第一轉換電路)SW1、在把與比特D1的值對應的電荷存儲在電容元件CP1中時導通的開關SW2、在把與比特D2的值對應的電荷存儲在電容元件CP3中時導通的開關(第二轉換電路)SW3、轉換是否在電容元件CP2、CP3之間進行存儲電荷再分配的開關(第三轉換電路)AMP17具有差動放大器17a、連接在差動放大器17a的反向輸入端子與輸出端子之間的開關ISP、連接在開關ISP和信號線負載30的連接點a與電容元件CP3和開關SW3、SW4的連接點b之間的開關AFB。
電容元件CP3連接在差動放大器17a的反向輸入端子上，基準電壓供給正向輸入端子。
上述的各開關SW0～SW3、SW11、SW12、ISP、AFB、XSW的轉換通過電荷控制電路31進行控制。
圖43是DAC16的動作定時圖。下面根據圖43的動作定時圖說明DAC16的動作。在時刻T1輸入負載信號時，數字象素數據D2～D0輸入給DAC16。在時刻T2～T3期間開關SW0導通，相應於數字圖象數據的比特D0的值的電荷存儲在電容元件CD1中。具體地說，如果比特D0是「1」，則相應於基準電壓Vr1的電荷存儲在電容元件CP1中，如果是「0」，則相應於基準電壓Vr2的電荷存儲在電容元件CP2。
在時刻T3-T4期間開關SW1導通，在電容元件CP1、CP2之間進行電荷再分配。其後在時刻T4-T5期間開關SW2導通，與數字象素數據的比特D1的值對應的電荷存儲在電容元件CP1中。
然後在時刻T5-T6期間開關SW1導通，在電容元件CP1、CP2之間進行電荷再分配。從而與比特D1、D0的值相對應的電荷存儲在電容元件CP1、CP2中。
直到時刻T6，開關AFB、XSW一直處在導通狀態，把與存儲在電容元件CP3中的電荷對應的電壓，即與當前的數字象素數據對應的電壓Vold供給信號線負載30。並且AMP17的輸入輸出端子間的開關ISP阻斷，AMP17繼續向信號線供給Vold一直到時刻T6。
然後，在時刻T6-T7期間，開關SW3導通，與比特D2的值對應的電荷存儲在電容元件CP3中。並且開關ISP導通代替開關AFB、XSW導通，AMP17動作，以使AMP17的動作閾值電壓充電到電容元件CP3的右端上。
然後在時刻T7-T8期間，開關SW4導通。藉此，在電容元件CP2與CP3之間進行存儲電荷的再分配。結果與數字象素數據比特D0～D2的值對應的電荷存儲在電容元件CP2、CP3中，變為電壓Vnew。這時因為開關ISP處在導通狀態，並且XSW處在阻斷狀態，與電容元件CP3的存儲電荷對應的電壓不從AMP17輸出。
如上所述，在電容元件CP3的左端存儲與數字象素數據的比特D0～D2的值對應的電荷，充電到電壓Vnew，並且在電容元件CP3的右端充電到AMP17的動作閾值電壓，從而完成AMP17的取樣動作。
時刻T8以後，開關ISP阻斷，開關XSW、AFB導通，進行把與電容元件CP3的存儲電荷對應的電壓供給信號線負載30的寫入動作。也就是說在通過模擬開關AFB反饋給電容元件CP3左端的電壓與Vnew相等之前，AMP17繼續把規定方向的電流寫入信號線負載。
圖44是本實施方式的信號線驅動電路5的動作定時圖。如果在時刻T11時供給起動脈衝XST，則採樣開關13的依次鎖存紅色奇數象素，在一水平行份額的紅色奇數象素的鎖存結束的時點T12，負載鎖存器14在匯總一水平行份額的奇數象素的同時進行鎖存，負載鎖存器14的輸出被輸入到DAC16進行D/A變換。
與就紅色奇數象素用DAC16的變換動作並行，採樣鎖存器13進行一水平行份額的紅色偶數象素的鎖存(時刻T13～T14)。其後，採樣鎖存器13順次進行一水平行份額的綠色奇數象素、綠色偶數象素藍色奇數像素和藍色偶數象素的鎖存。
本實施方式的信號驅動電路5，進行每一水平期間1H使公共電極的電壓反轉的H公共反轉驅動。
圖45是表示H公共反轉驅動的一例的信號線驅動電路的電路圖。如圖所示，在信號驅動電路5內以規定間隔重複設置電路5b。
在電路5b中，採樣鎖存器13與來自移位寄存器11的移位時鐘同步地鎖存數字象素數據。
接著採樣鎖存器13，重新鎖存電平移位後的鎖存數據。DAC16內的高端3比特D/A根據採樣鎖存器13的鎖存數據的高端3比特選擇基準電壓，利用選擇的基準電壓，低端3比特D/A對採樣鎖存器13的鎖存數據的低端3比特進行D/A變換。
D/A變換後的模擬圖象信號被AMP17採樣後，通過信號選擇電路18供給對應的信號線。
這樣，在本實施方式中，通過使利用DAC16的D/A變換動作的定時和AMP17的採樣動作的定時部分重複，可以確保信號線寫入時間足夠長，從而能使DAC16和AMP17在多個信號線上共用，可以減小電路規模。
雖然在上述的實施方式中是以利用在液晶顯示裝置的信號線驅動電路5上的DAC16為例說明的，但本發明的數字模擬變換電路可適用在各種用途上。並且信號線驅動電路5的動作定時不限於圖4中所示的動作定時。另外，信號線驅動電路5的極性反轉驅動，也可以採用與H共用反轉驅動不同的方式，例如採用V公用反轉驅動。
另外，AMP17也可以用差動放大器以外的放大器。例如也可以用使P溝道電晶體和N溝道電晶體串聯在電源間構成的反相器，這時沒有Vref端子。這時的DAC16的電路變成為圖16。圖16的電容元件CP3作為把從圖43的時刻T7到T8之間的期間在電容元件CP3上採樣的電壓與在時刻T8以後通過模擬開關AFB輸入(反饋)給電容CP3的信號線電位進行比較的比較器起作用。另外為了提高AMP17的輸出精度，使多個比較器串聯起來使用是有效的。
又，如上文所述，通過圖46的三個串聯的反相器中的正中的反相器上設置圖10～13所示的相位補償元件可以確保AMP電路動作穩性。
權利要求
1.一種顯示裝置，具有縱橫排列在絕緣基板上的信號線和掃描線；形成在上述信號線和掃描線的各交點附近的顯示組件；驅動上述掃描線的掃描線驅動電路；形成在上述絕緣基板上並驅動上述信號線的信號線驅動電路；上述信號線驅動電路具有選擇由上述放大器放大的模擬圖像信號供給目的地即信號線選擇電路；上述信號線選擇電路在每個信號線上分別具有並聯連接的多個模擬開關；控制對應同一信號線的上述多個模擬開關，使其同方向通斷。
2.如權利要求1所述的顯示裝置，其特徵在於在上述每個信號線上分別具有插入在上述信號線與對應的上述多個模擬開關之間的阻抗組件。
3.一種顯示裝置，具有縱橫排列在上述絕緣基板上的信號線和掃描線；形成在上述信號線和掃描線的各交點附近的顯示組件；形成在上述絕緣基板上的模擬開關；至少分別串聯連接在一部分的上述模擬開關上並進行與對應的模擬開關方向相反的通斷控制的擊穿補償用模擬開並；上述擊穿補償用模擬開關具有並聯的PMOS電晶體和NMOS電晶體，兩個電晶體的源極與漏極之間短接。
4.一種顯示裝置，包含具有縱橫排列的信號線和掃描線、形成在上述信號線與掃描線的各交點附近的顯示組件、形成在上述絕緣板上並驅動上述信號線的信號線驅動電路的絕緣基板和在上述絕緣基板上對置配置並形成公共電極的對置基板；上述信號線驅動電路具有放大模擬圖像信號的放大器；選擇由上述放大器放大的模擬圖像信號的供給目的地信號的信號線選擇電路；上述放大器具有串聯連接的奇數個反相器，並且在顯示組件的電壓輝度特性曲線的斜率變成最大的電壓附近使各反相器的增益最大。
5.如權利要求4所述的顯示裝置，其特徵在於上述放大器通過從屬連接奇數個反相器構成，上述的每個反相器是具有串聯在第一和第二電源電壓之間的PMOS電晶體和NMOS電晶體的互補型反相器。
6.一種顯示裝置，具有縱橫配列在上述絕緣基板上的信號線和掃描線；形成在上述掃描線與掃描線的各點附近的顯示組件；驅動上述掃描線的掃描驅動電路；形成在上述絕緣基板上並驅動上述信號的信號線驅動電路；其中，上述信號線驅動電路具有放大模擬圖像信號的放大器；選擇由上述放大器放大的模擬圖像信號的供給目的地即信號線並只進行信號線寫入的信號選擇電路；上述放大器具有分別由一個以上的反相器構成並互相併聯連接的第一放大部；由串聯連接的多個反相器構成的第二放大部，順序選擇上述多個第一放大部中任何一個，把選擇的第一放大器的輸出供給上述第二放大部的初級的反相器，並且使上述第二放大部的輸出返回上述選擇的第一放大部的初級的反向器而形成閉環的選擇部；分別連接在上述閉環內的各反相器的級間的多個電容組件；上述放大器在上述信號選擇電路進行信號寫入的期間放大接著進行寫入的信號線所對應的模擬圖像信號。
7.如權利要求6所述的顯示裝置，其特徵在於上述多個第一放大部具有並聯連接的第一和第二反相器；上述選擇部具有轉換是否隔開上述電容組件連接上述第一反相器的輸出端子和上述第二放大部的輸入端子的第一轉換部；轉換是否隔開上述電容組件連接上述第一反相器的輸入端子和上述第二放大部的輸出端子的第二轉換部；轉換是否隔開上述電容組件連接上述第二反相器的輸出端子和上述第二放大部的輸入端子第三轉換部；轉換是否隔開上述電容組件連接上述第二反相器的輸入端子和上述第二放大部的輸出端子的第四轉換部。上述放大器在上述信號線選擇電路每次進行信號寫入時交錯進行包含上述第一反相器的閉環的形成和包含上述第二反相器的閉環的形成。
8.如權利要求6所述的顯示裝置，其特徵在於在使上述第二或第四轉換部接通並使第一和第二反相器的一方的輸出供給上述第二放大部後，立即使上述第一或第三轉換部導通並將接著應寫入的模擬圖像信號供給上述第一和二反相器的另一方。
9.一種顯示裝置，具有縱橫配列在給緣基板上的信號線和掃描線；形成在上述信號線和掃描線的各交點附近的顯示組件；驅動上述掃描線的掃描線驅動電路；形成在上述絕緣基板上並驅動上述信號的信號線驅動電路；根據從外部供給的第一電源電壓生成具有上述第一電源電壓的大致整數倍的電壓電平的第二電源電壓的電源電壓生成電路；上述信號驅動電路具有放大模擬視頻信號的放大器；選擇由上述放大器放大的模擬圖像信號供給的目的地即信號線並進行信號線寫入的信號線選擇電路上述放大器被上述第二電源電壓驅動。
10.如權利要求9所述的顯示裝置，其特徵在於，上述信號線驅動電路內的數字電路部件被上述第二電源電壓驅動。
11.如權利要求9所述的顯示裝置，其特徵在於，上述放大器具有分別接在串聯連接的三個反向器級之間的電容組件；設置在上述三個反相器的每個上並能轉換是否將對應的反相器的輸入輸出端子間短接的轉換電路；分別連接在上述第二電源線與上述奇數個的反相器的第一電源端子之間的第一阻抗組件；連接在接地電位線與上述各個奇數個的反相器的第二電源端子之間並比上述各個第1阻抗組件阻抗小的第二阻抗組件。
12.一種顯示裝置，具有配設在信號線和掃描線的交點附近的多個開號組件；驅動信號線的信號驅動電路；驅動掃描線的掃描線驅動電路；上述信號線驅動電路具有把表示象素信息的數位訊號變成為模擬信號的數字模擬變換電路；上述數字模擬變換電路的輸出供給對應的信號線。
13.如權利要求12所述的顯示裝置，其特徵在於具有在表示供給上述信號線驅動電路的圖像信息的數位訊號中根據高位比側的比特串選擇兩種基準電壓的的基準電壓選擇手段；上述第一和第三電容組件積存在相應於由上述基準電壓選擇手段選擇的兩種基準電壓的電荷。
全文摘要
本發明的信號線驅動電路具有鎖存數字象素數據的鎖存器、把鎖存器的鎖存輸出變換或模擬圖象信號的D/A變換器、放大由D/A變換器變換後的模擬圖象信號的AMP(17)和選擇作為由AMP(17)放大後的模擬圖象信號供給目的處的信號線的信號線選擇電路(18)；AMP17具有串聯連接的奇數個的反相器(IV1～IV3)、分別串聯連接在反相器的級間與初級反相器的輸入端與最末級反相器的輸出端子之間的電容元件(C4、C5)把電源電壓供給初級反相器(IV1)的第一電源供給線(XAVDD1)和把電源電壓供給初級以外的反相器的第二電源供給線XAVDD2。通過僅把初級反相器的電源供給線分開，可以提高AMP17的精度。
文檔編號G09G3/20GK1637832SQ2004101022
公開日2005年7月13日 申請日期2002年4月27日 優先權日2001年4月27日
發明者中村卓, 林宏宜, 藤原久男, 苅部正男, 中村和夫, 木谷正克 申請人:株式會社東芝