一種基於模擬調理電路的信號能量分布特徵提取方法與流程
2024-04-12 18:27:05
1.本發明信號能量分布特徵提取技術領域，特別是涉及一種基於模擬調理電路的信號能量分布特徵提取方法。
背景技術：
2.水下檢測平臺識別系統依靠聲學傳感器對目標信號進行捕捉，然後通過數位訊號處理完成對目標的識別。目標識別系統一般根據信號時域、頻域特徵對非目標信號進行識別和剔除。其中，最重要的特徵是信號能量分布特徵，一般採用的方法是對信號寬帶濾波後進行採樣，然後採用fft(fast fourier transform，快速傅立葉變換)處理得到信號功率譜，對相應的頻段內的功率譜進行累加求和得到該頻段的能量值，不同頻段能量值與參考頻段能量值做比值歸一化處理，得到比值即為特徵量，特徵量可以用於識別信號處理。但是由於fft信號處理時間較長、信號易受幹擾導致功率譜值不穩定等問題，嚴重影響了水下檢測平臺識別系統工作性能，因此迫切需要提供一種針對水下檢測平臺工作特點，可以快速得到穩定的信號能量比值特徵的信號能量分布特徵提取方法。
技術實現要素：
3.鑑於以上所述現有技術的缺點，本發明的目的在於提供一種基於模擬調理電路的信號能量分布特徵提取方法，針對水下檢測平臺工作特點，可以快速得到穩定的信號能量比值特徵。
4.為實現上述目的及其他相關目的，本發明提供一種基於模擬調理電路的信號能量分布特徵提取方法，包括：
5.s1、選擇多個窄帶濾波通道；
6.s2、設計與每個所述窄帶濾波通道相對應的信號調理電路；
7.s3、多個所述信號調理電路輸出信號能量分布特徵，其中，每個所述信號調理電路依次對輸入信號進行第一隔離處理、放大處理、帶通濾波處理、檢波處理、積分處理、第二隔離處理，輸出直流信號即為單個頻段能量。
8.在本發明的一實施例中，所述信號調理電路包括第一阻抗匹配電路、放大電路、濾波電路、絕對值檢波電路、積分電路、第二阻抗匹配電路，其中，
9.所述第一阻抗匹配電路，其輸入端連接輸入信號，所述第一阻抗匹配電路用於對輸入信號進行第一隔離處理；
10.所述放大電路，其輸入端連接所述第一阻抗匹配電路的輸出端，所述放大電路用於對第一隔離處理後的信號進行放大處理；
11.所述濾波電路，其輸入端連接所述放大電路的輸出端，所述濾波電路用於對放大處理後的信號進行帶通濾波處理；
12.所述絕對值檢波電路，其輸入端連接所述濾波電路的輸出端，所述絕對值檢波電路用於對帶通濾波處理後的信號進行檢波處理；
13.所述積分電路，其輸入端連接所述絕對值檢波電路的輸出端，所述積分電路用於對檢波處理後的信號進行積分處理；
14.所述第二阻抗匹配電路，其輸入端連接所述積分電路的輸出端，所述第二阻抗匹配電路的輸出端輸出直流信號，所述第二阻抗匹配電路用於對積分處理後的信號進行第二隔離處理。
15.在本發明的一實施例中，所述第一阻抗匹配電路包括：
16.第一運算放大器，其同相輸入端分別連接第一電阻的一端、第一電容的一端，所述第一運算放大器的反相端連接所述第一運算放大器的輸出端，所述第一電容的另一端連接輸入信號，所述第一電阻的另一端連接所述放大電路；
17.第二電容，其一端連接所述第一運算放大器的輸出端，所述第二電容的另一端連接所述放大電路。
18.在本發明的一實施例中，所述放大電路包括：
19.多通道選擇器件，其引腳1、引腳2、引腳4、引腳5、引腳12、引腳13、引腳14、引腳15均通過電阻連接第二電阻的一端，所述第二電阻的另一端連接所述第二電容的另一端；
20.第二運算放大器，其反相輸入端連接第二電阻的一端，所述第二運算放大器的同相輸入端通過第三電阻連接第一電阻的另一端以及濾波電路，所述多通道選擇器件的引腳3連接第二運算放大器的輸出端以及第三電容的一端，所述第三電容的另一端連接所述濾波電路。
21.在本發明的一實施例中，所述濾波電路包括：
22.第三運算放大器，其反相輸入端分別連接第四電容的一端、第八電阻的一端，所述第四電容的另一端分別連接第五電容的一端、第五電阻的一端、第六電阻的一端，所述第五電阻的另一端連接第三電容的另一端，所述第六電阻的另一端接地，所述第五電容的另一端、第八電阻的另一端分別連接第三運算放大器的輸出端以及第六電容的一端，所述第六電容的另一端連接絕對值檢波電路；
23.第七電阻，其一端與所述第三運算放大器的正相輸入端連接，所述第七電阻的另一端接地。
24.在本發明的一實施例中，所述絕對值檢波電路包括：
25.第四運算放大器，其反相輸入端分別連接第九電阻的一端、第一二極體的正極端、第十一電阻的一端、第七電容的一端，所述第九電阻的另一端連接第六電容的另一端，所述第一二極體的負極端分別連接第四運算放大器的輸出端、第二二極體的正極端，所述第十一電阻的另一端、第七電容的另一端均連接第二二極體的負極端、積分電路；
26.第十電阻，其一端連接第四運算放大器的正相輸入端，所述第十電阻的另一端接地。
27.在本發明的一實施例中，所述積分電路包括：
28.第十二電阻，其一端連接第二二極體的負極端、第八電容的一端，所述第十二電阻的另一端連接第九電容的一端、第二阻抗匹配電路，所述第八電容的另一端、第九電容的另一端均接地。
29.在本發明的一實施例中，所述第二阻抗匹配電路包括：
30.第五運算放大器，其正相輸入端連接第十二電阻的另一端，所述第五運算放大器
的反相輸入端連接第五運算放大器的輸出端，所述第五運算放大器的輸出端輸出直流信號。
31.在本發明的一實施例中，所述濾波電路採用二階巴特沃斯濾波器，二階巴特沃斯濾波器的性能kf(w)如下，
[0032][0033]
其中，
[0034]
其中，kf為濾波電路增益，w0為濾波器中心頻率點，w為濾波器頻率，q為濾波器的損耗，r5為第五電阻值，r6為第六電阻值，r8為第八電阻值，c4為第四電容值。
[0035]
在本發明的一實施例中，所述信號調理電路的電路增益g的計算公式為，
[0036]
g＝20
×
log10(v
檢波
)-l(f)+20
×
log10(r)-s-g
bw
，
[0037]
其中，v
檢波
為檢波採樣值，l(f)為濾波中心頻率譜級，r為檢測平臺深度，s為聲換能器靈敏度，g
bw
為濾波帶寬增益；
[0038]
所述信號調理電路的增益上下限計算公式為：
[0039]
δg＝g
max-g
min
＝l(f)
max-l(f)
min
+20
×
log10(r
max
)-20
×
log10(r
min
)，
[0040]
其中，g
min
、g
max
分別為最小電路增益、最大電路增益，l(f)
min
、l(f)
max
分別為濾波中心頻率譜級最小值、濾波中心頻率譜級最大值，r
min
、r
max
分別為水聲換能器最小深度、水聲換能器最大深度。
[0041]
如上所述，本發明的一種基於模擬調理電路的信號能量分布特徵提取方法，具有以下有益效果：
[0042]
本發明的基於模擬調理電路的信號能量分布特徵提取方法針對水下檢測平臺工作特點，可以快速得到穩定的信號能量比值特徵。而且本發明通過模擬調理電路設計代替數位訊號處理，可以加快識別信號處理速度。
[0043]
本發明的基於模擬調理電路的信號能量分布特徵提取方法採用模擬電路替代數位訊號處理，根據目標信號噪聲、檢測範圍，確定調理電路參數，設計多通道窄帶濾波檢波器組，採樣後採用歸一化處理得到比值特徵量，信號不易受幹擾，功率譜值穩定。
[0044]
本發明的基於模擬調理電路的信號能量分布特徵提取方法的第一阻抗匹配電路、第二阻抗匹配電路用於對信號進行隔離，實現各窄帶濾波檢波通道輸入信號互不影響，電路由運放構成一個正向反饋電路。
附圖說明
[0045]
圖1為本技術實施例提供的一種基於模擬調理電路的信號能量分布特徵提取方法的工作流程圖。
[0046]
圖2為本技術實施例提供的一種基於模擬調理電路的信號能量分布特徵提取方法的信號調理電路的第一阻抗匹配電路的電路原理圖。
[0047]
圖3為本技術實施例提供的一種基於模擬調理電路的信號能量分布特徵提取方法的信號調理電路的放大電路的電路原理圖。
[0048]
圖4為本技術實施例提供的一種基於模擬調理電路的信號能量分布特徵提取方法的信號調理電路的濾波電路的電路原理圖。
[0049]
圖5為本技術實施例提供的一種基於模擬調理電路的信號能量分布特徵提取方法的信號調理電路的絕對值檢波電路的電路原理圖。
[0050]
圖6為本技術實施例提供的一種基於模擬調理電路的信號能量分布特徵提取方法的信號調理電路的積分電路的電路原理圖。
[0051]
圖7為本技術實施例提供的一種基於模擬調理電路的信號能量分布特徵提取方法的信號調理電路的第二阻抗匹配電路的電路原理圖。
[0052]
元件標號說明
[0053]
10
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
第一阻抗匹配電路
[0054]
20
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
放大電路
[0055]
30
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
濾波電路
[0056]
40
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
絕對值檢波電路
[0057]
50
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
積分電路
[0058]
60
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
第二阻抗匹配電路
具體實施方式
[0059]
以下通過特定的具體實例說明本發明的實施方式，本領域技術人員可由本說明書所揭露的內容輕易地了解本發明的其他優點與功效。本發明還可以通過另外不同的具體實施方式加以實施或應用，本說明書中的各項細節也可以基於不同觀點與應用，在沒有背離本發明的精神下進行各種修飾或改變。需說明的是，在不衝突的情況下，以下實施例及實施例中的特徵可以相互組合。
[0060]
需要說明的是，以下實施例中所提供的圖示僅以示意方式說明本發明的基本構想，遂圖示中僅顯示與本發明中有關的組件而非按照實際實施時的組件數目、形狀及尺寸繪製，其實際實施時各組件的型態、數量及比例可為一種隨意的改變，且其組件布局型態也可能更為複雜。
[0061]
請參閱圖1，圖1為本技術實施例提供的一種基於模擬調理電路的信號能量分布特徵提取方法的工作流程圖。本發明提供一種基於模擬調理電路的信號能量分布特徵提取方法，針對水下檢測平臺工作特點，可以快速得到穩定的信號能量比值特徵。而且本發明通過模擬調理電路設計代替數位訊號處理，可以加快識別信號處理速度，信號能量分布特徵提取方法包括：
[0062]
步驟s1、選擇多個窄帶濾波通道。
[0063]
步驟s2、設計與每個所述窄帶濾波通道相對應的信號調理電路。
[0064]
步驟s3、多個所述信號調理電路輸出信號能量分布特徵，其中，每個所述信號調理電路依次對輸入信號進行第一隔離處理、放大處理、帶通濾波處理、檢波處理、積分處理、第二隔離處理，輸出直流信號即為單個頻段能量。
[0065]
請參閱圖2～圖7，所述信號調理電路包括第一阻抗匹配電路10、放大電路20、濾波
電路30、絕對值檢波電路40、積分電路50、第二阻抗匹配電路60，其中，所述第一阻抗匹配電路10的輸入端連接輸入信號，所述第一阻抗匹配電路10用於對輸入信號進行第一隔離處理；所述放大電路20的輸入端連接所述第一阻抗匹配電路10的輸出端，所述放大電路20用於對第一隔離處理後的信號進行放大處理；所述濾波電路30的輸入端連接所述放大電路20的輸出端，所述濾波電路30用於對放大處理後的信號進行帶通濾波處理；所述絕對值檢波電路40的輸入端連接所述濾波電路30的輸出端，所述絕對值檢波電路40用於對帶通濾波處理後的信號進行檢波處理；所述積分電路50的輸入端連接所述絕對值檢波電路40的輸出端，所述積分電路50用於對檢波處理後的信號進行積分處理；所述第二阻抗匹配電路60的輸入端連接所述積分電路50的輸出端，所述第二阻抗匹配電路60的輸出端輸出直流信號，所述第二阻抗匹配電路60用於對積分處理後的信號進行第二隔離處理。
[0066]
具體的，按1/3oct(倍頻程)濾波器關係選擇n個窄帶濾波通道，n的數量根據識別系統採用通道決定，按照選擇的窄帶濾波通道，設計信號調理電路，每個窄帶濾波調理通道包括信號隔離、放大、帶通濾波、檢波、隔離等。1/3oct濾波器其中心頻率按國際標準化組織iso的推薦，選定為：(1.0，1.25，1.6，2.0，2.5，3.15，4.0，5.0，6.3，8.0)
×
10mhz，其中m＝0,1,2
…
，並按規則選擇中心頻率f0、下限頻率f
l
、上限頻率fh、頻率帶寬
△
f等主要數值，表1為1/3oct濾波器的數值表。
[0067]
表1：
[0068]
f0(hz)f
l
(hz)fh(hz)
△
f(hz)20.017.822.44.625.022.328.05.831.528.035.37.240.035.644.89.250.044.556.011.5
…………
4000035600.044800.09200.05000044500.056000.011500.0
[0069]
信號進入窄帶濾波通道，首先經過第一阻抗匹配電路10，匹配電路由運放組成，起到阻抗匹配和隔離，然後信號經過放大電路20和濾波電路30，電路增益和濾波特性與信號中心頻率和帶寬有關，經過放大和濾波信號輸入至絕對值檢波電路40，絕對值檢波電路40為絕對值檢波電路組成，檢波後的信號輸入至積分電路50，積分電路50為π型積分電路，積分後的信號經過第二阻抗匹配電路60，輸出給後級採樣電路。
[0070]
所述第一阻抗匹配電路10包括：第一運算放大器n1的同相輸入端分別連接第一電阻r1的一端、第一電容c1的一端，所述第一運算放大器n1的反相端連接所述第一運算放大器n1的輸出端，所述第一電容c1的另一端連接輸入信號，所述第一電阻r1的另一端連接所述放大電路20；第二電容c2的一端連接所述第一運算放大器n1的輸出端，所述第二電容c2的另一端連接所述放大電路20。所述第一阻抗匹配電路10主要是起到信號隔離作用，實現各窄帶濾波檢波通道輸入信號互不影響，電路由運放構成一個正向反饋電路。
[0071]
所述放大電路20包括：多通道選擇器件u1的引腳1、引腳2、引腳4、引腳5、引腳12、引腳13、引腳14、引腳15均通過電阻連接第二電阻r2的一端，所述第二電阻r2的另一端連接
所述第二電容c2的另一端；第二運算放大器n2的反相輸入端連接第二電阻r2的一端，所述第二運算放大器n2的同相輸入端通過第三電阻r3連接第一電阻r1的另一端以及濾波電路30，所述多通道選擇器件u1的引腳3連接第二運算放大器n2的輸出端以及第三電容c3的一端，所述第三電容c3的另一端連接所述濾波電路30。
[0072]
所述放大電路20的電路增益為(r4*+r2)/r2，其中r4*阻值由多通道選擇器件u1、電阻r21～r28控制，實現電路增益可控，通過控制引腳k1、k2、k3實現增益分檔控制，通過k1、k2、k3引腳高低電平構成邏輯關係，實現輸出端x與輸入端x0～x7導通關係，從而改變r4*阻值，檔位增益邏輯關係如表2所示。
[0073]
表2：
[0074]
增益檔位k1電平k2電平k3電平x導通關係r4*阻值0檔000x＝x0r4*＝r211檔100x＝x1r4*＝r222檔010x＝x2r4*＝r233檔110x＝x3r4*＝r244檔001x＝x4r4*＝r255檔101x＝x5r4*＝r266檔011x＝x6r4*＝r277檔111x＝x7r4*＝r28
[0075]
所述濾波電路30包括：第三運算放大器n3的反相輸入端分別連接第四電容c4的一端、第八電阻r8的一端，所述第四電容c4的另一端分別連接第五電容c5的一端、第五電阻r5的一端、第六電阻r6的一端，所述第五電阻r5的另一端連接第三電容c3的另一端，所述第六電阻r6的另一端接地，所述第五電容c5的另一端、第八電阻r8的另一端分別連接第三運算放大器n3的輸出端以及第六電容c6的一端，所述第六電容c6的另一端連接絕對值檢波電路40；第七電阻r7的一端與所述第三運算放大器n3的正相輸入端連接，所述第七電阻r7的另一端接地。
[0076]
所述濾波電路30採用二階巴特沃斯濾波器，二階巴特沃斯濾波器的性能kf(w)如下，
[0077][0078]
其中，
[0079]
其中，kf為濾波電路增益，w0為濾波器中心頻率點，w為濾波器頻率，q為濾波器的損耗，r5為第五電阻值，r6為第六電阻值，r8為第八電阻值，c4為第四電容值。
[0080]
所述絕對值檢波電路40包括：第四運算放大器n4的反相輸入端分別連接第九電阻r9的一端、第一二極體d1的正極端、第十一電阻r11的一端、第七電容c7的一端，所述第九電
阻r9的另一端連接第六電容c6的另一端，所述第一二極體d1的負極端分別連接第四運算放大器n4的輸出端、第二二極體d2的正極端，所述第十一電阻r11的另一端、第七電容c7的另一端均連接第二二極體d2的負極端、積分電路50；第十電阻r10的一端連接第四運算放大器n4的正相輸入端，所述第十電阻r10的另一端接地。
[0081]
當輸入信號為正時，經放大器反向，第四運算放大器n4輸出為負電壓，第二二極體d2截止，第一二極體d1導通。第一二極體d1導通為放大器提供深度負反饋，放大器反向輸入端為虛地點，信號經過第十一電阻r11輸出，輸出信號為正。
[0082]
當輸入信號為負時，經放大器反向，第四運算放大器n4輸出為正電壓，第一二極體d1截止，第二二極體d2導通。信號經過放大器反向，輸出信號為正。因此，信號通過絕對值檢波電路40，正信號正常通過，負信號通過反向變成正信號輸出，實現絕對值檢波功能。
[0083]
所述積分電路50包括：第十二電阻r12的一端連接第二二極體d2的負極端、第八電容c8的一端，所述第十二電阻r12的另一端連接第九電容c9的一端、第二阻抗匹配電路60，所述第八電容c8的另一端、第九電容c9的另一端均接地。所述積分電路50實現信號包絡輸出。所述積分電路50由第十二電阻r12、第八電容c8、第九電容c9組成，構成π型積分電路。通過第八電容c8、第九電容c9充放電，實現峰值電壓跟隨，將交流信號轉換成直流信號。
[0084]
所述第二阻抗匹配電路60包括：第五運算放大器n5的正相輸入端連接第十二電阻r12的另一端，所述第五運算放大器n5的反相輸入端連接第五運算放大器n5的輸出端，所述第五運算放大器n5的輸出端輸出直流信號。所述第二阻抗匹配電路60採用正向放大，便於後級採樣處理。
[0085]
所述信號調理電路的電路增益g的計算公式為：
[0086]
g＝20
×
log10(v
檢波
)-l(f)+20
×
log10(r)-s-g
bw
，
[0087]
其中，v
檢波
為檢波採樣值，l(f)為濾波中心頻率譜級，r為檢測平臺深度，s為聲換能器靈敏度，g
bw
為濾波帶寬增益；
[0088]
假定目標聲源級範圍為sl
min
～sl
max
，聲換能器布放深度為r
min
～r
max
，系統增益動態範圍要滿足：對於最小噪聲目標sl
min
，如果假定最大深度r
max
下檢波輸達到滿幅度v
max
所對應的電路增益為理論最大電路增益g
max
；對於最大噪聲目標sl
max
，則在水聲換能器最小深度r
min
情況下檢波滿幅輸出v
max
所對應的電路增益為理論最小電路增益g
min
。根據系統後級處理要求，可以根據增益動態範圍將電路增益分為若干檔位，根據反饋信號控制增益檔位。
[0089]
所述信號調理電路的增益上下限計算公式為：
[0090]
δg＝g
max-g
min
＝l(f)
max-l(f)
min
+20
×
log10(r
max
)-20
×
log10(r
min
)，
[0091]
其中，g
min
、g
max
分別為最小電路增益、最大電路增益，l(f)
min
、l(f)
max
分別為濾波中心頻率譜級最小值、濾波中心頻率譜級最大值，r
min
、r
max
分別為水聲換能器最小深度、水聲換能器最大深度。
[0092]
假設目標聲源級sl範圍為170db～210db，聲換能器布放深度r範圍為100米～200米，以中心頻率20hz通道為例，其濾波中心頻率譜級l(f)範圍為138db～178db，則該通道設計的電路動態增益根據公式計算為46db。
[0093]
綜上所述，本發明的基於模擬調理電路的信號能量分布特徵提取方法針對水下檢測平臺工作特點，可以快速得到穩定的信號能量比值特徵。而且本發明通過模擬調理電路設計代替數位訊號處理，可以加快識別信號處理速度。
[0094]
上述實施例僅例示性說明本發明的原理及其功效，而非用於限制本發明。任何熟悉此技術的人士皆可在不違背本發明的精神及範疇下，對上述實施例進行修飾或改變。因此，舉凡所屬技術領域中具有通常知識者在未脫離本發明所揭示的精神與技術思想下所完成的一切等效修飾或改變，仍應由本發明的權利要求所涵蓋。