一種正弦波智能升壓轉換裝置的製作方法

2024-03-07 01:05:15 1

本發明涉及電壓轉換器，尤其涉及一種正弦波智能升壓轉換裝置。

背景技術：

正弦波升壓轉換裝置又被稱為升壓旅行排插，是一種正弦波AC/AC變換器，可以在AC/AC變換中實現升壓並穩定電壓與頻率的功能。目前AC/AC便雋式設備市場大多數為修正波輸出，升壓電路都先整成直流，再BOOST升壓，最後再進行逆變。但是這種升壓轉換裝置輸出的電壓大多為修正波，對電器設備的傷害較大，同時，這種升壓轉換裝置的體積較大，不利於攜帶。此外，現有的升壓轉換裝置PF值太低，容易對電網產生幹擾。

技術實現要素：

本發明要解決的技術問題在於，針對現有技術的不足，提供一種升壓轉換效果好、可避免對負載造成傷害、便於攜帶並且能避免對電網造成幹擾的正弦波智能升壓轉換裝置。

為解決上述技術問題，本發明採用如下技術方案。

一種正弦波智能升壓轉換裝置，其包括有：一輸入整流單元，用於接入市電交流電，並對市電交流電進行整流；一高頻調製單元，包括有儲能電感、第一開關管和續流二極體，所述儲能電感的前端連接於輸入整流單元的輸出端，所述儲能電感的後端連接於第一開關管的漏極，所述第一開關管的漏極連接於續流二極體的陽極，所述第一開關管的源極接地，所述第一開關管的柵極用於接入PWM脈衝信號；一電感濾波單元，包括有濾波電感，所述濾波電感的前端連接於續流二極體的陰極，所述濾波電感的後端連接有逆變倒相單元，當所述第一開關管導通時，所述第一開關管將儲能電感的後端與地連通，所述儲能電感開始儲能，當所述第一開關管截止時，所述儲能電感因自感作用而令其後端產生高於其前端的電壓，所述儲能電感的後端電壓經過續流二極體整流，再經過濾波電感濾除高頻波後傳輸至逆變倒相單元，利用所述逆變倒相單元將濾波電感後端輸出的電壓逆變轉換為正弦交流電；一濾波控制單元，包括有電解電容和第二開關管，所述電解電容的正極連接於輸入整流單元的輸出端，所述電解電容的負極連接於第二開關管的漏極，所述第二開關管的源極基地，其中：當所述輸入整流單元接入的市電交流電大於或等於預設值時，將所述第二開關管的柵極電壓拉低以令第二開關管截止；當所述輸入整流單元接入的市電交流電低於預設值時，為所述第二開關管的柵極加載驅動電壓以令第二開關管導通，藉由所述電解電容對輸入整流單元的輸出電壓進行濾波。

優選地，所述第一開關管和第二開關管均為N溝道MOS管。

優選地，還包括有一MCU控制單元，所述第一開關管的柵極、第二開關管的柵極和逆變倒相單元的控制端分別連接於MCU控制單元，藉由所述MCU控制單元而輸出PWM脈衝信號至第一開關管、控制第二開關管的通斷狀態以及控制逆變倒相單元進行逆變轉換。

優選地，還包括有一交流採樣單元，所述交流採樣單元的輸入端連接於輸入整流單元，所述交流採樣單元的輸出端連接於MCU控制單元，所述交流採樣單元用於採集市電交流電的電壓值和相位並傳輸至MCU控制單元，所述MCU控制單元用於根據交流採樣單元採集的市電交流電的相位而控制逆變倒相單元進行逆變，以令逆變倒相單元輸出與市電交流電相位相同的正弦交流電，以及根據交流採樣單元採集的電壓值判斷市電交流電是否低於預設值：若低於預設值，則所述MCU控制單元向所述第一開關管的柵極輸出PWM脈衝信號，並且向第二開關管加載驅動電壓；若大於或等於預設值，則所述MCU控制單元控制所述第一開關管保持截止，並將第二開關管的柵極電壓拉低。

優選地，當所述MCU控制單元判斷出市電交流電低於預設值時，所述MCU控制單元根據交流採樣單元採集的市電交流電的相位而控制第二開關管在市電交流電的過零點導通。

優選地，所述交流採樣單元包括有運放和比較器，所述運放的兩個輸入端分別通過限流採樣電阻而連接於輸入整流單元的火線和零線，所述運放的輸出端連接於MCU控制單元，所述MCU控制單元對運放輸出的電壓信號運算後得出市電交流電的電壓值。

優選地，所述運放的輸出端還連接於比較器的反相端，所述比較器的同相端用於接入基準電壓，所述比較器的輸出端連接於MCU控制單元，所述MCU控制單元根據比較器輸出的電壓信號而得出市電交流電的相位。

優選地，還包括有一電流採樣單元，所述電流採樣單元包括有採樣電阻，所述採樣電阻串接於第一開關管的源極與地之間，所述第一開關管源極的電流傳輸至MCU控制單元。

優選地，所述逆變倒相單元包括由第三開關管、第四開關管、第五開關管和第六開關管組成的逆變橋，所述第三開關管的柵極、第四開關管的柵極、第五開關管的柵極和第六開關管的柵極分別連接於MCU控制單元，藉由所述MCU控制單元而控制第三開關管、第四開關管、第五開關管和第六開關管導通或截止，以令所述逆變倒相單元輸出正弦交流電。

本發明公開的正弦波智能升壓轉換裝置中：輸入整流單元將市電進行整流後輸出的直流電加載於儲能電感的前端，工作時，通過向第一開關管的柵極和接入PWM脈衝信號，使得第一開關管持續通/斷，當第一開關管導通時，該直流電依次經由儲能電感和第一開關管向地傳輸，此時儲能電感開始儲能，當第一開關管截止時，儲能電感因電壓突變而產生自感，使得儲能電感的後端產生高於其前端的電壓，該電壓由濾波電感濾除高頻串擾後傳輸至逆變倒相單元，在PWM脈衝信號的控制作用下，第一開關管重複開關，使得儲能電感每次產生的高直流電均傳輸至逆變倒相單元，該過程中，通過調整PWM脈衝信號的佔空比，可以調整第一開關管的導通時間，進而控制儲能電感所存儲的電能，其中，儲能電感的儲能越多，則儲能電感自感時輸出的電壓越高，進而實現了正弦波智能升壓轉換。在此基礎上，通過控制第三開關管通斷，可以控制電解電容的接入狀態，當市電交流電低於預設值時接通電解電容，利用電解電容對輸入整流單元輸出的半波直流電進行濾波，致使電感的後端輸出更加平滑、穩定的脈動直流電並加載於高頻調製單元，以令高頻調製單元輸出穩定可靠的半波直流電，最後利用逆變倒相單元將該半波直流電逆變倒相為正弦波交流供電電壓。基於上述原理可見，本發明升壓轉換效果好、輸出電壓穩定可靠，而且便於攜帶，並能夠避免對電網造成幹擾。

附圖說明

圖1為正弦波智能升壓轉換裝置的電路原理圖。

圖2為本發明優選實施例中交流採樣單元的電路原理圖。

圖3為本發明優選實施例中MCU控制單元的電路原理圖。

具體實施方式

下面結合附圖和實施例對本發明作更加詳細的描述。

本發明公開了一種正弦波智能升壓轉換裝置，結合圖1至圖3所示，其包括有：

一輸入整流單元10，用於接入市電交流電，並對市電交流電進行整流；

一高頻調製單元30，包括有儲能電感L2、第一開關管Q7和續流二極體D24，所述儲能電感L2的前端連接於輸入整流單元10的輸出端，所述儲能電感L2的後端連接於第一開關管Q7的漏極，所述第一開關管Q7的漏極連接於續流二極體D24的陽極，所述第一開關管Q7的源極接地，所述第一開關管Q7的柵極用於接入PWM脈衝信號；

一電感濾波單元40，包括有濾波電感L3，所述濾波電感L3的前端連接於續流二極體D24的陰極，所述濾波電感L3的後端連接有逆變倒相單元50，當所述第一開關管Q7導通時，所述第一開關管Q7將儲能電感L2的後端與地連通，所述儲能電感L2開始儲能，當所述第一開關管Q7截止時，所述儲能電感L2因自感作用而令其後端產生高於其前端的電壓，所述儲能電感L2的後端電壓經過續流二極體D24整流，再經過濾波電感L3濾除高頻波後傳輸至逆變倒相單元50，利用所述逆變倒相單元50將濾波電感L3後端輸出的電壓逆變轉換為正弦交流電；

一濾波控制單元20，包括有電解電容C1和第二開關管Q12，所述電解電容C1的正極連接於輸入整流單元10的輸出端，所述電解電容C1的負極連接於第二開關管Q12的漏極，所述第二開關管Q12的源極基地，其中：

當所述輸入整流單元10接入的市電交流電大於或等於預設值時，將所述第二開關管Q12的柵極電壓拉低以令第二開關管Q12截止；

當所述輸入整流單元10接入的市電交流電低於預設值時，為所述第二開關管Q12的柵極加載驅動電壓以令第二開關管Q12導通，藉由所述電解電容C1對輸入整流單元10的輸出電壓進行濾波。

上述正弦波智能升壓轉換裝置的工作原理為：輸入整流單元10將市電進行整流後輸出的直流電加載於儲能電感L2的前端，工作時，通過向第一開關管Q7的柵極和接入PWM脈衝信號，使得第一開關管Q7持續通/斷，當第一開關管Q7導通時，該直流電依次經由儲能電感L2和第一開關管Q7向地傳輸，此時儲能電感L2開始儲能，當第一開關管Q7截止時，儲能電感L2因電壓突變而產生自感，使得儲能電感L2的後端產生高於其前端的電壓，該電壓先經過續流二極體D24整流，再由濾波電感L3濾除高頻串擾後傳輸至逆變倒相單元50，在PWM脈衝信號的控制作用下，第一開關管Q7重複開關，使得儲能電感L2每次產生的高直流電均傳輸至逆變倒相單元50，該過程中，通過調整PWM脈衝信號的佔空比，可以調整第一開關管Q7的導通時間，進而控制儲能電感L2所存儲的電能，其中，儲能電感L2的儲能越多，則儲能電感L2自感時輸出的電壓越高，進而實現了正弦波智能升壓轉換。在此基礎上，通過控制第二開關管Q12通斷，可以控制電解電容C1的接入狀態，當市電交流電大於或等於預設值時，市電供電電壓可以滿足負載，此時無需升壓處理，可斷開電解電容C1，當市電交流電低於預設值時接通電解電容C1，利用電解電容C1對輸入整流單元10輸出的半波直流電進行濾波，致使電感L3的後端輸出更加平滑、穩定的脈動直流電並加載於高頻調製單元30，以令高頻調製單元30輸出穩定可靠的半波直流電，最後利用逆變倒相單元50將該半波直流電逆變倒相為正弦波交流供電電壓。基於上述原理可見，本發明升壓轉換效果好、輸出電壓穩定可靠，而且便於攜帶，並能夠避免對電網造成幹擾。

本實施例中，關於器件選型，所述第一開關管Q7和第二開關管Q12均為N溝道MOS管。

為了更好地實現智能控制，結合圖1至圖3所示，本實施例還還包括有一MCU控制單元80，所述第一開關管Q7的柵極、第二開關管Q12的柵極和逆變倒相單元50的控制端分別連接於MCU控制單元80，藉由所述MCU控制單元80而輸出PWM脈衝信號至第一開關管Q7、控制第二開關管Q12的通斷狀態以及控制逆變倒相單元50進行逆變轉換。進一步地，該MCU控制單元80包括有單片機U1及其外圍電路。

在實際應用中，對於旅行插排而言，僅當應用於較低市電電壓的環境下，才需要進行升壓轉換，因此，需要對市電交流電進行採樣和判斷，為了便於採樣市電電壓，本實施例還還包括有一交流採樣單元70，所述交流採樣單元70的輸入端連接於輸入整流單元10，所述交流採樣單元70的輸出端連接於MCU控制單元80，所述交流採樣單元70用於採集市電交流電的電壓值和相位並傳輸至MCU控制單元80，所述MCU控制單元80用於根據交流採樣單元70採集的市電交流電的相位而控制逆變倒相單元50進行逆變，以令逆變倒相單元50輸出與市電交流電相位相同的正弦交流電，以及根據交流採樣單元70採集的電壓值判斷市電交流電是否低於預設值：

若低於預設值，則所述MCU控制單元80向所述第一開關管Q7的柵極輸出PWM脈衝信號，並且向第二開關管Q12加載驅動電壓；

若大於或等於預設值，則所述MCU控制單元80控制所述第一開關管Q7保持截止，並將第二開關管Q12的柵極電壓拉低。

進一步地，當所述MCU控制單元80判斷出市電交流電低於預設值時，所述MCU控制單元80根據交流採樣單元70採集的市電交流電的相位而控制第二開關管Q12在市電交流電的過零點導通。

基於上述特性，可使得電解電容C1能及時接入，並且經過濾波後的電壓更加平滑、穩定，由於直流電穩定，所以MCU控制單元80對逆變倒相單元50進行控制時，可直接調用正弦表進行逆變控制，此時逆變倒相單元50將輸出更加標準的正弦波交流電，從而提高本發明的電壓轉換效果。

關於交流採樣單元70的具體組成，所述交流採樣單元70包括有運放U9B和比較器U9A，所述運放U9B的兩個輸入端分別通過限流採樣電阻而連接於輸入整流單元10的火線和零線，所述運放U9B的輸出端連接於MCU控制單元80，所述MCU控制單元80對運放U9B輸出的電壓信號運算後得出市電交流電的電壓值。所述運放U9B的輸出端還連接於比較器U9A的反相端，所述比較器U9A的同相端用於接入基準電壓，所述比較器U9A的輸出端連接於MCU控制單元80，所述MCU控制單元80根據比較器U9A輸出的電壓信號而得出市電交流電的相位。

在無需升壓的狀態下，第一開關管Q7和第二開關管Q12均關閉，交流採樣單元70在對市電交流電進行電壓採樣的同時，還進行相位採用，基於該相位的變化，MCU控制單元80可以相應控制逆變倒相單元50的轉換頻率，使得逆變倒相單元50輸出的電壓與市電交流電相位相同，進而達到較高的PF值，以降低對電網的幹擾。

為了實現輸出採樣，本實施例還包括有一電流採樣單元90，所述電流採樣單元90包括有採樣電阻R2A，所述採樣電阻R2A串接於第一開關管Q7的源極與地之間，所述第一開關管Q7源極的電流傳輸至MCU控制單元80。此外，本實施例還包括有一電壓採樣單元60，所述電壓採樣單元60用於採集濾波電感L3後端的電壓並傳輸至MCU控制單元80。

作為一種優選方式，所述第一開關管Q7的漏極與濾波電感L3的前端之間連接有一續流二極體D24。該續流二極體D24的作用是，當第一開關管Q7關斷時，續流二極體D24提供給濾波電感L3和逆變橋供電，在第一開關管Q7導通的瞬間，為防止濾波電感L3產生反向電流，利用續流二極體D24阻斷該反向電流，從而達到整流的作用。

關於逆變倒相單元50的組成，所述逆變倒相單元50包括由第三開關管Q1、第四開關管Q2、第五開關管Q3和第六開關管Q4組成的逆變橋，所述第三開關管Q1的柵極、第四開關管Q2的柵極、第五開關管Q3的柵極和第六開關管Q4的柵極分別連接於MCU控制單元80，藉由所述MCU控制單元80而控制第三開關管Q1、第四開關管Q2、第五開關管Q3和第六開關管Q4導通或截止，以令所述逆變倒相單元50輸出正弦交流電。

將上述各單元整合後構成本發明的優選實施例，結合圖1至圖3所示，該實施例整體的工作原理為：

電網電壓通過交流插座、保險F2、防雷電阻RV1、共模抑制電感L1與CX1組輸入濾波電路，並通過D3將交流全波電壓整流成兩個半波正弦交流電壓。Q12、C1、組成智能流濾波電路，當輸入電壓低於230V電網電壓時，控制晶片將PWM3置為高電壓時，Q12導通，鋁電解電容C1的負極通過Q12接入電路的GND進行濾波，在C1的正端會是相當穩定的直流電；當輸入電壓等於或大於230V電網電壓時，控制晶片將PWM3置低時，Q12關斷，鋁電解電容C1的負極與Q12到GND的迴路被切斷，C1不進行濾波，這時在C1的正端是整流之後的半波交流電壓。

MCU控制單元中，控制晶片U1通過R126、R127、R128、R38、R129、R130、R131、R45、C39、R39、R47、C41、U9、R44、D15組成的交流輸入電壓採樣，及R46、C40、R33、R34、D1、R31、R32組成的交流輸入相位採樣電路；如果交流輸入電壓低於230V電網電壓，將PWM3在電網電壓的過零點時置為高電平來啟動知能濾波電路；同時PWM1高頻脈衝信號以50HZ正弦為調製基波信號送給Q7；讓Q7工作在開關頻率為60K-100K的開關狀態，且佔空比根據正弦的變化而變化；如果輸入交流電等於或大於230V電網電壓，則PWM3為低電平，不啟動智能濾波電路，同時PWM1為低電平，Q7不工作。

在升壓的關鍵部分，高頻調製電路由升壓電感L2、開關MOS管Q7和續流二極D24組成，當控制晶片U1檢測到輸入電壓低於230V電網電壓時，輸出高頻控制信號(頻率為60KHZ-100KHZ)PWM1經驅動電路D4、R8、R22送給Q7的GATE，Q7進入升壓模式，具體的升壓原理是：Q7導通時，C1上的電流經升壓電感L2、Q7到GND形成迴路，升壓電感L2儲存能量；當Q7關斷時，升壓電感上會形成比輸入電壓高得多的感應電動勢，感應電動勢經續流管D24進行整流後形成單向電壓再送給高頻濾波電路濾波。並且Q7是根據控制晶片內部設定的50HZ的正弦波變化來加大或減少Q7的導通時間。當控制晶片U1檢測到輸入電壓等於或高於230V電網電壓時，將高頻調製電路Q7MOS關閉，整流濾波後的電壓直接經L2、D24流出。

本實施例中，高頻濾波電路由L3、C2組成；經過Q7調製後的高頻電壓與電流經過L3、C2濾波後變成半波脈動直流電壓；如果Q7不工作則濾波電路不起作用，相當於直通，D3整流後的半波脈動直流電壓直接送到逆變橋進行逆變倒相。L3濾波後的電壓由R13、R15組成的電壓採樣電路送到U1控制晶片，由U1來確定Q7的PWM的佔空比。即高頻調製電路、電流採樣、濾波電路與電壓採樣電路形成閉環，來調節Q7的佔空比達到濾波後的輸出電壓的穩定。

作為一些擴展功能，在過流保護電路中，R2A與控制晶片U1組成電流檢測電路，當Q7發生過流時將啟動U1內部的過流保護動作。

逆變倒相電路由Q1、Q2、Q3、Q4組成，當經過L3濾波電感的第一個輸出半波交流電經Q1與Q4送給負載；當經過L3濾波電感的第二個輸出半波交流電經Q2與Q3送給負載，這樣在負載上就形成了一個完整的工頻交流電。控制晶片U1輸出的PWM信號經驅動電路後分別送出PWM1H、PWM2H、PWM1L、PWM2L給Q1、Q2、Q3、Q4的GATE極。逆變倒相電路中的相位分兩種情況：如果輸入電壓低於230V電網電壓時逆變倒相電路按照控制晶片內部設定的頻率進行工作；如果輸入電壓等於或大於230V電網電壓時，將會按照輸入採樣電路採到的相位來鎖定逆變倒相電路，即逆變倒相電路的頻率和相位將與輸入電壓的頻率與相位一致。

本發明公開的正弦波智能升壓轉換裝置，具有體積小、重量輕、方便攜帶等特點，在輸入全電壓範圍內能夠能自動調節輸出電壓，輸出電壓是以純正弦模式輸出，對交流電有自動整形功能，同時，本發明包含電壓與電流採樣電路，能防浪湧電壓與電流。由於輸出的是純正弦波電壓適合於各種負載，負載的兼容性強。

以上所述只是本發明較佳的實施例，並不用於限制本發明，凡在本發明的技術範圍內所做的修改、等同替換或者改進等，均應包含在本發明所保護的範圍內。