Dc/dc變換器的電流感應和控制的製作方法
2023-12-11 10:57:32
專利名稱：Dc/dc變換器的電流感應和控制的製作方法
技術領域：
本發明要求2001年9月13日申請的、系列號為60/318,794的美國專利申請的權益，並結合到這裡作為參考。
背景技術：
本發明通常涉及一種電源變換器的控制和操作，尤其是涉及電源變換器並行操作的電路和技術。
切換模式的電源變換器廣泛的應用於眾多的應用場合，以滿足電子系統的需求。例如在通信和網絡業中，DC/DC變換器將一原始直流電壓(輸入)，通常超過某一變化範圍，轉換為符合規定要求的一直流電壓(輸出)。
在高可靠性應用條件下，DC/DC變換器通常在其輸出端並行以便於為負載提供更高的輸出功率或提供冗餘操作，其中如果DC/DC變換器出現錯誤，輸出必須保持在規定的範圍內。有助於DC/DC變換器高效並行操作的一個主要因素就是在上述並行系統中設置均流機構(current sharing mechanism)。該機構可以保證裝置中的電流等額分配。
在多個DC/DC變換器中均分共用負載的不同電路已為人所熟知。在傳統的均流方案中，每一變換器模塊都具有一均流端(current-share terminal)，每一都設置在輸出或輸入上。當變換器並行操作時，這些均流端就被連在一起。均流端的信號在每一模塊中保持基本相同的電流，由主從式機構或均分式機構所確定。該主從式技術可以包括專用主機構技術方案，其中可以選擇一個模塊作為主機構或自動主機構，根據變換器的最大輸出電流，系統確定哪一個變換器作為上述的主機構。
在切換電源變換器的過程中設置有反饋迴路，從而有助於上述系統保持一恆定輸出電壓。對於並行操作，在每一模塊內，實際的電流反饋信號用於調節輸出電壓參考值，以使得所有的模塊可均分上述負載電流。但如果上述輸出電壓參考值和均流端位於變換器內隔斷邊界(isolation boundary)的不同側，上述均流電路由於控制信號經過上述隔斷邊界而變得很複雜。這在標準變換器模塊中尤其是問題，例如在控制板內空間有限的二分之一模塊，四分之一模塊，1/8th模塊等等內。
所以，就有必要提供一種簡單而又高效的解決方案，不需要經過隔斷邊界發送信號。
另外，為了保護和控制需求，變換器的輸出電流或主變換電流需要進行可靠的檢測。在電源變換器中，通常使用電流感應變壓器，用以檢測電源開關或變壓器繞組內的電流信息，進行電流模式控制或過流保護。圖1示出了電流感應變壓器T_sen的正向變換器。T_sen的主要目的是從初級電流產生一成比例的、並易於測量或控制不同電路的次級電流。初級繞組和所測量的電流串聯連接，而次級繞組通常和儀表、繼電器或負荷電阻器相連，產生一用以控制的低電平電壓。無論什麼時候使用電流感應變壓器，都必須保證在所有的工作條件下，上述變壓器芯部都可以重置，否則上述芯部飽和會導致電流信息失真，從而使得控制迴路和保護失效。重置電阻器R_reset的電阻遠大於感應電阻器R_sen的電阻，從而在主電源開關Q1處於「OFF」狀態的時候，感應變壓器中的較小磁化電流可以產生足夠的電壓重置上述芯部。
該電流感應技術方案中認定上述Q1中的電流總是為正。但在現實情況中，根據主變壓器T內的磁化電流和Lo.內的輸出電感電流，該電流也可能為負。這就在利用同步整流的DC/DC變換器內越來越是個問題，其中輕載條件下或在動態處理也就是主電源開關Q1處於「ON「的期間內，Lo內的電流為負。上述由於二極體D_sen被反射到上述感應變壓器而輸出的負電流在電阻器R_reset產生一高電壓，並依次在電流感應變壓器T_sen上產生一較大磁化電流。該磁化電流在Vsense處產生錯誤信號，並使得上述變換器發生故障。該高電壓也可能使得上述電流感應變壓器芯部快速飽和，從而由於感應信號損失而對上述變換器造成損害。在任何DC/DC變換器內過流保護都是重要的。當輸出電流達到一預定標準，可以切斷上述變換器或使其進入恆定電源模式，從而防止對變換器以及供能的負載造成傷害。
所以，就需要有一種簡單而且可靠、並可以提供過流保護的電流感應技術方案。
發明簡述通常，本發明為了滿足上述的需求，提供有一種配電系統，其包括多個電源變換器模塊，每一在輸入側又具有一均流信號端，在輸出側具有電源輸出端，多個模塊的對應電源輸出端連在一起，用以向一共用負載供能；一耦接經過輸入側均流信號端的互聯信號總線；多個反饋電路，每一都和上述模塊之一相連，每一反饋電路包括一比較器(輸出誤差放大器)，用以將輸出側的反饋電壓和參考電壓進行比較，從而向輸出側提供一誤差信號；上述誤差信號可調地將一電流指令信號提供到上述信號總線，其中該信號總線提供一共用電流指令信號，用以驅動上述電源變換器模塊。
在一特定方面，上述反饋電路包括隔斷電路，用以將誤差信號通過一光隔離器形式的裝置和上述輸出側導電隔斷。上述輸出誤差放大器驅動上述光隔離器的輸入。而且上述誤差信號可以由一第一緩衝器(第一運算放大器)調節，從而為上述信號總線提供電流指令信號。為了作為主從式方案工作，一二極體可以和上述第一運算放大器的輸出串聯連接，從而使得所有電源變換器模塊的最高電流指令信號都提供給上述信號總線。
在另一方面，可以設置有一第二緩衝器(第二運算放大器)，用以在驅動上述和第二緩衝器相連的電源變換器模塊之前，調節上述來自信號總線的共用電流指令信號。上述電源變換器模塊由一脈衝寬度調製(PWM)控制器所驅動，該控制器將上述第二運算放大器的輸出作為其輸入。上述PWM控制器還可以包括一斜坡補償信號輸入和一電流感應輸入。在另一方面，第二緩衝器為一比較器，用以比較來自信號總線的共用電流指令信號和一相關輸出電流的感應信號。上述比較器的輸出用以驅動和其相連的電源變換器模塊。
在另一方面，上述第一運算放大器將上述誤差信號和一第二參考電壓進行比較，從而提供上述供給信號總線的電流指令信號，其中第二參考電壓由一偏壓電壓或一脈衝寬度調製(PWM)控制器的參考電壓產生。可選的是，也可以引入一時間延遲器(例如R-C電路)到上述第二參考電壓。
本發明還提供有一種均流電路用以並行操作的電源變換器。上述電路包括一在上述電源變換器輸入側耦接於均流信號端的互聯信號總線；多個反饋電路，每一都和上述模塊之一相連，每一反饋電路包括一比較器，用以將電源變換器輸出側的反饋電壓和參考電壓進行比較，從而向輸出側提供一誤差信號；上述誤差信號可調地將一電流指令信號提供到上述信號總線，其中該信號總線提供有一共用電流指令信號，用以驅動上述電源變換器。
而且，提供有一種並行操作電源變換器的均流方法，該方法包括(a)將一信號總線和上述電源變換器一輸入側上的均流信號端互相連接；(b)設置多個反饋電路，每一反饋電路和上述變換器之一相連，每一反饋電路都包括有(i)將上述電源變換器一輸出側上的反饋電壓和一參考電壓進行比較，從而向上述輸出側提供一誤差信號；(ii)調節上述誤差信號，並提供一電流指令信號到上述信號總線中，(iii)從上述信號總線提供一共用電流指令信號，用以驅動上述電源變換器。
在另一方面，可以設置有一用以電源變換器的電流感應電路，該電路包括一電流感應變壓器，產生一通過上述電源變換器主開關的電流的電流指示；以及一和上述主開關同步的電晶體，該主開關具有一和上述電流感應變壓器相耦聯的第一埠，用以接收一指示通過上述電源變換器主開關的電流的電壓，還具有一提供感應電阻器上輸出電壓的第二埠，同樣指示上述經過主開關的電流。
上述感應電流可用於電源變換器的過流保護。過流保護電路包括一第一二極體，用以採樣並保持電流感應信號的峰值；比較電路，將上述峰值和一參考電壓進行比較，並根據此產生一過流保護信號。
本發明的特點和優點通過閱讀附圖，以及本發明的詳細說明將變得更加顯而易見，其中圖1示出了一具有電流感應變壓器的正向變換器。
圖2是具有本發明均流技術方案的並行模塊的功能框圖。
圖3示出了正向變換器的簡化電路圖。
圖4說明了根據本發明、用以並行多模塊的均流技術方案的一示意性電路。
圖5說明了根據本發明、用以並行多模塊的均流技術方案的另一示意性電路。
圖6是根據本發明的另一均流技術方案的並行模塊的功能框圖。
圖7說明了根據本發明、用以並行模塊的均流技術方案的一示意性電路，其中包括一時間延遲器。
圖8示出了一根據本發明具有電流感應變壓器的正向變換器。
圖9示出了本發明過流保護電路的電路圖。
圖10示出了本發明另一過流保護電路的電路圖。
發明詳述圖2示出了兩個並行模塊12a和12b的功能框圖。如圖所示的功率放大級14a和14b為正向變換器。該均流技術方案也可以用以其他的拓撲結構。需要特別注意的是，本發明並不局限於並行僅僅兩個變換器14a和14b。如有需要還可以連接有其他拓撲結構的變換器和相連器件，用以均分電流，供給多於兩個DC/DC變換器間的負載。但出於簡潔的目的，附圖中和餘下的說明書中僅僅限定於兩個並行的正向變換器14a和14b。從說明書中，對本領域普通技術人員顯而易見的是其餘的變換器都是以相類似的方式加在一起。每一功率放大級可以包括DC/DC變換器以及各自的控制電路。多個DC/DC變換器並行連接，從而可以滿足負載增加的電流指令。根據增加的電流指令，可以根據所需增添變換器。
再來看圖3，簡要示出了正向變換器14a的操作，以利於本發明的理解，正向變換器14b的操作也相同。在操作中，DC電壓輸入Vin1通過電源開關Q1和上述電源變壓器T的初級繞組相連。也可以設置一箝壓電路，用以限定上述重置電壓。利用一系列箝壓電容Crset和一切換裝置Q2分流上述電源開關Q1。Q1和Q2的導電時間間隔以某一時間延遲，相互排斥。
上述次級線圈通過一同步整流電路和一輸出電路相連，該同步整流電路包括整流裝置SR1和SR2。由於電源開關Q1的傳導，輸出電壓作用在初級繞組上。根據流經感應器Lo的電流，次級繞組極性對應初級電壓，負載和上述輸出引線相連，並返回通過上述整流裝置SR1，連在初級繞組上。如果電源開關Q1為非傳導式，由於整流裝置SR2的傳導可以設置電流通路用以保持感應器Lo內電流的連續性。一輸出濾波電容器Co可以分流變換器的輸出。PWM控制器的輸出為開關Q1和Q2提供PWM驅動信號。
參考圖2，根據本發明配置的正向變換器14a和14b在其連接一共用負載(沒有示出)的輸出端Vo+和Vo-處並行連接。變換器14a、b各自的輸入端Vin+和Vin-都和一共用DC源相連。「I_share 1」和「I_share 2」分別為多模塊12a和12b並行操作的均流端15a和15b。每一I_share均流端15a和15b都通過I_share總線17相連。
在每一模塊中設置有反饋迴路用以系統保持恆定輸出電壓。參考模塊12a和12b以相同方式構造，輸出誤差放大器18a比較反饋輸出電壓Vo和參考電壓Vo_ref的數值，使得上述輸出誤差放大器18a的輸出為一電流指令信號。該信號經過隔斷單元20a到達上述耦接於一第一緩衝器22a的初級側。緩衝器22a的輸出為一可用於I_share均流端15a的電流指令相關信號。
緩衝器22a也可以包括一調節電路，例如峰值檢測二極體電路，使得上述I_share均流端從所有並行模塊的電流指令相關信號中拾取最高、最低或加權平均信號。
該I_share端15a處的共用信號然後和一模塊12a(在所有並行模塊中)內的第二緩衝器24a相耦接。可以調節第二緩衝器24a的輸出，從而使其可以作為PWM控制器16a的電流指令信號I_comm。不同的PWM晶片需要不同模式的指令信號。由於所有的並行模塊在各自第二緩衝器處具有相同的信號，所以它們的指令信號也基本相同，因此它們的輸出電流也相同。緩衝器22a，24a的傳遞函數可以包括一單增益或包含某一極或零點。
如圖4所示，為本發明並行多模塊均流技術方案示意性實施例的一電路示例。在該實施例中，隔斷單元包括一光耦合器(Opto 20』)，上述第一、第二緩衝器22a，24a為運算放大器(Opam_1和Opam_2)。根據該特定電路的設計，Z1-Z9可以為電阻器，電容器或二者結合形式的阻抗。
輸出誤差放大器18』比較上述反饋輸出電壓Vo和參考電壓Vo_ref的數值，用以調節其輸出，並驅動上述Opto 20』的輸入。極性如圖所示，當電壓Vo高於參考電壓Vo_ref時，輸出誤差放大器18』的輸出就會升高。Opto 20』內電流增大，Z2的電壓就增大，從而導致「I_share」減小，「I_comm」增大；其中「I_share」為多模塊並行操作的均流端處的信號，「I_comm」為PWM控制器16的指令信號。
上述誤差放大器單元18』的極性基於不同PWM控制器內電流控制所需的不同誤差放大方式而各不相同。對於不同的極性，都可以重新設置上述初級或次級和Opto 20』相連，用以適應上述不同的極性。
在上述指令信號經過Opto 20』到達初級側之後，和Opam_1(第一緩衝器22』)相連。Opam_1(第一緩衝器22』)為一可用於I_share端15的電流指令相關信號。I_share端15處的信號共用於所有並行模塊，並連接到Opam_2(緩衝器24』)。每一模塊的Opam_2(緩衝器24』)輸出均可調，而且可以作為PWM控制器16的電流指令信號。但根據PWM控制器16的控制邏輯，也可以不需要Opam_2(緩衝器24』)。Opam_1和Opam_2的參考電壓(V_ref)由V_bias或其他方式產生，例如可以由PWM控制器16的參考電壓產生。在該實例中，二極體D_share作為系統的主從式方案，並具有用於所有並行模塊中最高的I_share。
參看圖5，示出了根據本發明並行多模塊的均流方案的另一示意性電路。在該示意性電路中，除了PWM控制器TI UCC2809以外，電路器件都和圖4中相同。對於該PWM控制器16」，使用Opam_2(緩衝器24』)，使得I_comm的正確邏輯饋給PWM控制器16的管腳1。由於在PWM信號的關斷時，UCC2809的反饋管腳(管腳1)處的電壓固定為1V，也可以預定斜坡補償信號(ramp compensationsignal)，電流指令信號I_comm和電流感應信號I_sense的總和在門驅動信號的瞬時關斷處，幾乎恆定不變。所以通過均流電路調製電流指令信號I_comm可以直接控制電流感應信號，從而控制變換器的輸出電流。
參看圖6，在本發明另一實施例中，圖2中的緩衝器24在和模塊12b』配置相同的模塊12a』內包括一補償器27a。補償器27a比較在I_share端15a的信號和相關輸出電流的感應信號。補償器27a具有一所需的補償函數，用以控制閉環中的輸出電流。補償器27a的輸出V_con如同圖4或圖5一樣，可以作為電流指令。但如果利用電壓模式PWM晶片，由於補償器27a的閉環控制函數，V_con也可以直接調製上述周期循環。
現在參考圖7，在「熱插拔」應用中，當插入模塊時，必須經過一啟動過程，而其它並行模塊都已在操作中。很重要的是該過程不會引起輸出電壓的過多分配。對於在原始啟動過程中的插入式模塊，Opto電流在輸出誤差放大器生成工作點之前會很小。所以Z2的電壓很小而I_share很高。在操作中，高的I_share將變為指令其它模塊的主信號，用以增大輸出電流。這樣，上述輸出電壓可能具有一過大尖峰。為了避免這種不希望的現象，可以引入一時間延遲器28到Opam_1的V_ef，以使得I_share在初始啟動過程中，不會變高過快。上述時間延遲器可以利用如圖7所示的單R-C機構，或其它已知的裝置。這種額外的自由度也可以有助於提高單模塊操作的啟動性能。在圖6所示的技術方案中，在啟動(產生電流)過程中，通過限定補償器27a的參考信號V_ref來獲得類似的函數。
所以為解決現有技術中的問題，本發明提供一種單一而又高效的解決方案，並不需要發送信號經過上述隔斷邊界，以及輸入側的均流端，輸出側的參考電壓和輸出誤差放大器。所有的並行模塊都隨動於上述饋給每一模塊內PWM控制器的相同電流參考信號。
本發明的一大優點就是簡單。但除上述輸出誤差放大器以外，都可能產生飽和，這就會導致在上述控制單元(以及受控電壓迴路)切換進/出上述系統(N+1冗餘)時，發生瞬變。利用已知的抗飽和器件，合理地分配控制環增益，以及其他特定機構，在很多應用中，上述瞬變性能都可以得到合理利用。
在本發明的另一實施例中，提供有一種用以電流感應的方法和電路。參看圖8，如圖所示的電路30將現有技術(圖1)中的二極體D_sen替換為和上述主開關Q1同步操作的可控開關32(Q_sen)。一可選延遲電路可以包括一電阻器，一電容器，或一二極體，該延遲電路也可以用於生成Q_sen控制信號和Q1控制信號之間的某一延遲，從而使得和Q1打開和關閉相關的噪音信號得以減小，或從上述電流感應電路的輸出中排除掉。如圖所示的開關32還可以作為一場效應電晶體(MOSFET)開關。開關32的門電路直接和Q1的門電路相連。而且上述門電路可以通過一些單一信號可調電路，例如電阻器或RC網絡相連，從而使得上述門電路信號之間的時間差可用以優化性能，例如像現有技術中已知的那樣，可用以優化開關Q1打開時，T_sen電流尖峰的濾波。在該技術方案中，開關32受控於主電源開關Q1的相同門電路信號(或如果使用信號調節電路，可以是一非常接近於上述相同門電路信號的信號)。所以感應電流，無論正負，都能夠在開關32處於「ON」時，經過R_sen，從而避免上述切換電流為負時，R_set的電壓過高。
上述的電流也可以用於產生圖9中電路34所示的過流保護信號。感應電流信息V_sen和上述主開關Q1內的電流具有相同的波形。該電路34根據上述感應的峰值電流信息作出反應。在很多情況下，電源變壓器的磁化電流對V_sen的分配相比較於上述輸出濾波感應器內電流的分配足夠小，在這種情況下，上述保護給定點也可以代表輸出電流。二極體D_peak將「採樣並保持」上述電流感應信號的峰值。電阻器R1遠小於R2，因此上述C1上的電壓在某一切換周期後就非常接近V_sen的峰值。其中R1和C1為可選的。由於會產生接通電流的峰值或噪音，而R1可以減小電流感應電路中保護電路的作用，所以也可以和C1形成一濾波器，用以消除上述感應信號中的任意高頻成分。R2能夠以足夠緩慢的放電率將C1上的電壓放電，而並不影響上述保護給定點的精確性。由於參數R1，R2和C1可以合理進行選擇，C1上的電壓就可以精確地表示上述變換器上的物理參數，例如表示上述的輸出感應器電流。然後C1上的電壓通過運算放大器或比較器和一預定的參考電壓進行比較，上述運算放大器或比較器的輸出將作為上述感應電流信息，並大於上述由Vref所表示的預定值。OpAm或上述比較器兩個輸入的極性並沒有在附圖中標出，並由隨後的電路需求所確定。接著，上述OCP信號可以用於通過不同的方式切斷上述變換器。
D_peak也可以作為一和上述主開關同步的受控開關(例如MOSFET)。但如果作為一二極體，其電壓降就為溫度的函數，從而可以將V_sen的主要部分用於實踐。為了補償這種變化，以便更加精確保護，如圖10所示的電路34』，也可增加另一類型的二極體。D_peak和D_match可以在一個插件中，以及鄰近的插件中或具有一定熱連通，使得它們的連接溫度差別不是很大。也可以選擇使用R3和R4。它們用於兩種目的(a)可以自由調節過流給定點，而並不需要改變上述通常會影響控制迴路性能的V_sen數量級；(b)可以靠近D_peak工作點，在D_match內設置一偏壓電流，使得其電壓降可以在所有條件下相接近。
根據過流保護的需要，上述電路的輸出可以用於切斷上述變換器(當清除過流條件的時候，可以選擇閂鎖或恢復操作)或向上述控制迴路發射一信號，以使得在通常功率恆定的模式下，當輸出電流超過上述預定值的時候，輸出電壓可以下降。
這裡示出並描述了本發明的優選實施例，顯而易見的是，這些實施例僅僅是通過實例得以提供。對於本領域的技術人員來說，在不偏離本發明的範圍內，各種修改、變化和替換在這裡都是可以的。所以本發明僅僅由隨後權利要求書的範圍和精神所限定。
權利要求
1.一種配電系統包括多個電源變換器模塊，每一都在一輸入側具有一均流信號端，在一輸出側具有一電源輸出端，多個模塊的對應電源輸出端連在一起，用以向一共用負載供能；一耦接經過上述輸入側均流信號端的互聯信號總線；多個反饋電路，每一都和上述模塊之一相連，每一反饋電路都包括一比較器，用以將上述輸出側的反饋電壓和一參考電壓進行比較，從而向上述輸出側提供一誤差信號；上述誤差信號可調地將一電流指令信號提供到上述信號總線，其特徵在於該信號總線提供一共用電流指令信號，用以驅動上述電源變換器模塊。
2.如權利要求1所述的配電系統，其特徵在於上述反饋電路進一步包括隔斷電路。
3.如權利要求2所述的配電系統，其特徵在於上述隔斷電路將上述誤差信號和上述輸出側導電地隔斷。
4.如權利要求3所述的配電系統，其特徵在於上述隔斷電路包括一光隔離器裝置。
5.如權利要求1所述的配電系統，其特徵在於上述比較器是一誤差放大器。
6.如權利要求5所述的配電系統，其特徵在於上述誤差放大器驅動光隔離器的輸入，使得上述誤差信號和上述輸出側導電地隔斷。
7.如權利要求1所述的配電系統，其特徵在於上述誤差信號可以由一第一緩衝器進行調節，從而提供上述電流指令信號。
8.如權利要求7所述的配電系統，其特徵在於上述第一緩衝器包括一第一運算放大器。
9.如權利要求8所述的配電系統，其特徵在於上述第一運算放大器的一輸出為一供給上述信號總線的電流指令信號。
10.如權利要求9所述的配電系統，進一步包括一二極體和上述第一運算放大器的輸出串聯連接，使得所有電源變換器模塊的最高電流指令信號都提供給上述信號總線。
11.如權利要求10所述的配電系統，其特徵在於上述二極體可以作為一主從式電路方案，用以控制上述電源變換器模塊。
12.如權利要求7所述的配電系統，進一步包括一第二緩衝器，用以調節上述信號總線的共用電流指令信號。
13.如權利要求12所述的配電系統，其特徵在於上述第二緩衝器包括一第二運算放大器。
14.如權利要求13所述的配電系統，其特徵在於上述第二運算放大器的一輸出可以調節與其相連的上述電源變換器模塊的控制信號。
15.如權利要求14所述的配電系統，其特徵在於上述電源變換器模塊由一脈衝寬度調製(PWM)控制器所驅動，該控制器將上述第二運算放大器的輸出作為其輸入。
16.如權利要求15所述的配電系統，其特徵在於上述PWM控制器進一步包括一斜坡補償信號輸入和一電流感應輸入。
17.如權利要求12所述的配電系統，其特徵在於上述第二緩衝器包括一補償器，用以將上述信號總線的共用電流指令信號和相關輸出電流的感應信號進行比較。
18.如權利要求17所述的配電系統，其特徵在於上述補償器的輸出可以調節與其相連的上述電源變換器模塊的控制信號。
19.如權利要求18所述的配電系統，其特徵在於上述電源變換器模塊由一脈衝寬度調製(PWM)控制器所驅動，該控制器將上述第二運算放大器的輸出作為其輸入。
20.如權利要求19所述的配電系統，其特徵在於上述PWM控制器進一步包括一斜坡補償信號輸入和一電流感應輸入。
21.如權利要求8所述的配電系統，其特徵在於上述第一運算放大器將上述誤差信號和一第二參考電壓進行比較，從而提供上述電流指令信號到上述信號總線。
22.如權利要求21所述的配電系統，其特徵在於上述第二參考電壓由一偏壓電壓產生。
23.如權利要求21所述的配電系統，其特徵在於上述第二參考電壓由一脈衝寬度調製(PWM)控制器的參考電壓產生。
24.如權利要求21所述的配電系統，其特徵在於可以引入一時間延遲器到上述第二參考電壓。
25.如權利要求25所述的配電系統，其特徵在於上述時間延遲器可以為一R-C電路。
26.如權利要求17所述的配電系統，其特徵在於可以引入一時間延遲器到上述補償器的參考信號。
27.一種用以並行操作電源變換器的均流電路，該電路包括一在上述電源變換器輸入側耦接於均流信號端的互聯信號總線；多個反饋電路，每一都和上述模塊之一相連，每一反饋電路包括一比較器，用以將電源變換器輸出側的反饋電壓和參考電壓進行比較，從而向輸出側提供一誤差信號；上述誤差信號可調地將一電流指令信號提供到上述信號總線，其特徵在於該信號總線提供有一共用電流指令信號，用以驅動上述電源變換器。
28.如權利要求27所述的均流電路，進一步包括上述隔斷電路將上述誤差信號和上述輸出側導電地隔斷。
29.如權利要求27所述的均流電路，其特徵在於上述誤差信號可以由一第一運算放大器進行調節，從而作為輸出，為上述信號總線提供電流指令信號。
30.如權利要求29所述的均流電路，進一步包括一二極體和上述第一運算放大器的輸出串聯連接，使得所有電源變換器模塊的最高電流指令信號都提供給上述信號總線。
31.如權利要求29所述的均流電路，進一步包括一第二緩衝器，用以調節上述信號總線的共用電流指令信號。
32.如權利要求31所述的均流電路，其特徵在於上述電源變換器模塊由一脈衝寬度調製(PWM)控制器所控制，該控制器將上述緩衝器的輸出作為其輸入。
33.如權利要求31所述的均流電路，其特徵在於上述第二緩衝器包括一補償器，用以將上述信號總線的共用電流指令信號和相關輸出電流的感應信號進行比較。
34.一種並行操作電源變換器的均流方法，該方法包括將一信號總線和上述電源變換器一輸入側上的均流信號端互相連接；設置多個反饋電路，每一反饋電路都和上述變換器之一相連，每一反饋電路都包括將上述電源變換器一輸出側上的反饋電壓和一參考電壓進行比較，從而向上述輸出側提供一誤差信號；調節上述誤差信號，並提供一電流指令信號到上述信號總線中，從上述信號總線提供一共用電流指令信號，用以驅動上述電源變換器。
35.如權利要求34所述的方法，進一步包括設置有隔斷電路將上述誤差信號和上述輸出側導電的隔斷。
36.如權利要求34所述的方法，其特徵在於上述誤差信號可以由一第一運算放大器進行調節，從而作為輸出，為上述信號總線提供電流指令信號。
37.如權利要求36所述的方法，進一步包括設置有一二極體和上述第一運算放大器的輸出串聯連接，使得所有電源變換器模塊的最高電流指令信號都提供給上述信號總線。
38.如權利要求36所述的方法，進一步包括設置有一第二緩衝器，用以調節上述信號總線的共用電流指令信號。
39.如權利要求38所述的方法，其特徵在於上述電源變換器模塊由一脈衝寬度調製(PWM)控制器所控制，該控制器將上述第二緩衝器的輸出作為其輸入。
40.如權利要求38所述的方法，其特徵在於上述第二緩衝器包括一補償器，用以將上述信號總線的共用電流指令信號和相關輸出電流的感應信號進行比較。
41.一種用以電源變換器的電流感應電路包括一電流感應變壓器，產生一通過上述電源變換器主開關的電流的電流指示；一和上述主開關同步的電晶體，該主開關具有一和上述電流感應變壓器相耦聯的第一埠，用以接收一指示通過上述電源變換器主開關的電流的電壓，還具有一提供感應電阻器上輸出電壓的第二埠，同樣指示上述經過主開關的電流。
42.一種用以電源變換器的電流保護電路，該電路包括一第一二極體，用以採樣並保持電流感應信號的峰值；以及比較電路，將上述峰值和一參考電壓進行比較，並根據此產生一過流保護信號。
43.如權利要求42所述的電流感應電路，進一步包括一二極體和上述參考電壓串聯連接，並和上述第一二極體相熱連通，且作為溫度的函數，用以補償上述第一二極體的電壓降。
44.如權利要求1所述的配電系統，其特徵在於上述電源變換器模塊包括標準DC-DC變換器模塊。
45.如權利要求27所述的均流電路，其特徵在於上述電源變換器包括標準DC-DC變換器模塊。
46.如權利要求34所述的均流方法，其特徵在於上述電源變換器包括標準DC-DC變換器模塊。
47.如權利要求27所述的電流感應電路，其特徵在於上述電源變換器包括標準DC-DC變換器模塊。
全文摘要
一種配電系統涉及均流電路，電流感應和過流保護。上述系統包括多個電源變換器模塊(12)，每一都在一輸入側具有一均流信號端(15)，在一輸出側具有電源輸出端(Vo+和Vo－)，多個模塊(12)的對應電源輸出端(Vo+和Vo－)連在一起，用以向一共用負載供能；一耦接經過上述輸入側均流信號端(15)的互聯信號總線(17)；多個反饋電路(16，18，20，22和24)，每一都和上述模塊(12)之一相連，每一反饋電路(16，18，20，22和24)都包括一比較器誤差放大器(18)，用以將上述輸出側的反饋電壓和一參考電壓(Vo_ref)進行比較，從而向上述輸出側提供一誤差信號；上述誤差信號可調地將一電流指令信號(I_share)提供到上述信號總線(17)，其特徵在於該信號總線(17)提供一共用電流指令信號(I_share)，用以驅動上述電源變換器模塊(12)。
文檔編號H02M1/00GK1669205SQ02817637
公開日2005年9月14日 申請日期2002年9月13日 優先權日2001年9月13日
發明者林峰, 孫寧, 毛恆春, 姜一民 申請人:網能技術公司