表面聲波諧振器和表面聲波濾波器的製作方法
2023-12-08 17:44:56 2
專利名稱：表面聲波諧振器和表面聲波濾波器的製作方法
技術領域：
本發明涉及一種單端型SAW諧振器和表面聲波(SAW)濾波器，它們包含在例如用於可攜式電話和其它通信裝置中的帶通濾波器或其它濾波器中。
背景技術：
SAW濾波器被廣泛地用作可攜式電話和其它通信裝置中的帶通濾波器。在近來的通信系統中，諸如可攜式電話中，發送頻帶和接收頻帶相互接近。因此，越來越需要通帶端部附近的衰減特性，即，衰減特性的銳度。
為了滿足上述需要，在第7-131290號日本未審查專利公告中揭示了一種複合SAW濾波器。在這種複合SAW濾波器中，將第一SAW諧振器並聯到SAW濾波器的輸入端和輸出端濾波器中的一個，並將第二SAW諧振器串聯到那裡。
對於上述現有技術，使用串聯的第一SAW諧振器中的反諧振頻率附近的高阻抗提供SAW濾波器通帶高頻帶側的截止特性的銳度。還描述了，使用並聯的第二SAW諧振器中的諧振頻率附近的低阻抗提供SAW濾波器的通帶低頻帶側的截止特性的銳度。
在根據現有技術的上述方法中，必須將第一SAW諧振器中的反諧振頻率設置得更加接近於通帶高頻帶側上的通帶。還有，必須將第二SAW諧振器中的諧振頻率設置得更加接近於通帶低頻帶側上的通帶。
但是，當將第一SAW諧振器中的反諧振頻率設置得更加接近於通帶時，反諧振頻率附近的高阻抗影響通帶高頻帶側。這增加了通帶高頻帶側上的插入損耗。類似的，當將第二SAW諧振器中的諧振頻率設置得更加接近於通帶時，諧振頻率附近的低阻抗影響通帶低頻帶側。這增加了通帶低頻帶側上的插入損耗。
即，根據現有技術的上述方法引起一個問題，即，當附近的衰減量非常接近於通帶時，通帶中的插入損耗增加。
圖25是示出頻率—幅值特性的曲線圖，它用於解釋上述的不利影響，它在SAW諧振器並聯到SAW濾波器時發生。
在圖25中，虛線表示單體的SAW濾波器的頻率—幅值特性，實線表示當其阻抗—頻率特性由圖15中的虛線表示的SAW諧振器並聯到上述SAW濾波器時提供的特性。
放大刻度的圖表示以垂直軸右側的刻度放大的特性。作為下面參照，同樣示出了表示頻率一幅值特性的圖。
由圖25顯然可見，當將SAW諧振器並聯時，衰減量在通帶高頻帶側附近增加，特別是，在衰減量從10dB開始增加的頻率區域中。
但是，當將SAW諧振器的諧振頻率設置得接近於通帶時，根據諧振頻率附近的低阻抗的影響，使通帶低頻帶側受到影響。這表示，如由實線表示的，插入損耗增加。結果，當將衰減量為3dB和20dB位置的頻率間隔用作標準來判斷通帶低頻帶側上的銳度時，單體SAW濾波器的頻率間隔是3.3MHz，而當SAW諧振器並聯時，它僅僅是3.6MHz。由此，沒有得到銳度的改進。
圖26是示出頻率—幅值特性的曲線圖，它用於解釋上述的不利影響，它在將SAW諧振器串聯到SAW濾波器時產生。在圖26中，虛線表示單體SAW濾波器的頻率—幅值特性，實線表示當將具有如圖18的虛線表示的阻抗—頻率特性的SAW諧振器串聯到SAW濾波器時提供的特性。
由圖26顯然可見，當將SAW諧振器串聯到SAW濾波器時，衰減量在通帶低頻帶側附近增加，特別是在913MHz附近增加，這相應於SAW諧振器的反諧振頻率。但是，類似於上述情況，通帶高頻帶側受到反諧振頻率附近高阻抗影響。當將衰減量為3dB和8dB位置的頻率間隔用作標準來判斷通帶高頻帶側上的頻率—幅值特性的銳度時，單體SAW濾波器中的頻率間隔是2.2MHz，當SAW諧振器串聯時，它是3.4MHz。由此，沒有改進銳度。
為了防止通帶減少，即，插入損耗中的不利影響，在並聯情況下，SAW諧振器中反諧振頻率附近被簡單地設置成與通帶一致。在串聯情況下，SAW諧振器中諧振頻率附近被簡單地設置得與通帶一致。但是，這種實際連接的結果是，如上所述，串聯情況下的諧振頻率遠離通帶附近，由此在非常接近於通帶的附近無法得到大的衰減量。即，根據傳統的方法(其中將SAW諧振器連接到SAW濾波器)，在非常接近於通帶的區域內的大的衰減量和在通帶中較好的插入損耗是矛盾的。
發明內容
為了克服上述問題，本發明的較佳實施例提供了一種SAW諧振器和包含SAW諧振器的SAW濾波器，SAW諧振器設置得控制諧振頻率和反諧振頻率之間的頻率間隔，並且適合於確定梯形電路和各種其它類型的SAW濾波器，另外，還適合於連接到上述複合SAW濾波器中的SAW濾波器。
本發明的較佳實施例還提供了一種複合SAW濾波器，其中，本發明的SAW諧振器串聯和/或並聯到SAW濾波器，由此實現通帶附近濾波器特性的銳度，同時實現通帶中的插入損耗。
根據本發明的較佳實施例的SAW諧振器包含壓電基片和在壓電基片上的叉指式換能器(下面稱為「IDT」)，IDT包含具有相互交叉的一個或多個電極指的第一和第二梳形電極，其中，當第一梳形電極連接到正電位時，第二梳形電極連接到負電位，而且連接到正電位的電極指和連接到負電位的電極指在至少一對電極指中(在連接到正電位的電極指和連接到負電位的電極指沿表面波傳播方向交替設置的區域中)反向。
根據本發明另一個較佳實施例的SAW諧振器包含壓電基片和在壓電基片上的IDT，IDT包含第一和第二梳形電極，梳形電極具有一個或多個電極指，它們相互交叉，其中IDT受到取消加權和電極反向中的一種處理，並且IDT中的有效電極比在大約10％到大約80％的範圍內。電極反向指一種配置，其中根據如上所述的較佳實施例的連接到正電位的電極指和連接到負電位的電極指反向，下面將詳細描述電極反向的意義。
在根據上述的本發明較佳實施例的SAW諧振器中，諧振頻率和反諧振頻率之間的頻率間隔最好在具有相同電極指對數的普通型IDT中的諧振頻率和反諧振頻率之間的頻率間隔的大約5％到75％的範圍內。
還有，IDT中的有效電極比最好在大約10％到大約50％的範圍內。
在根據上述較佳實施例的SAW諧振器的具體情況下，諧振頻率和反諧振頻率之間的頻率間隔最好在具有相同電極指對數的IDT中的諧振頻率和反諧振頻率之間的頻率間隔的大約5％到大約30％的範圍內。
還有，在根據上述較佳實施例的SAW諧振器中，反射器可以沿表面波傳播方向設置在IDT的外側。
根據本發明的另一個較佳實施例，設置複合SAW濾波器；並且在複合SAW濾波器中，至少一個根據上述較佳實施例的SAW諧振器通過SAW濾波器的輸入端側和輸出端側中的至少一個，電氣串聯和/或電氣並聯到SAW濾波器。
在本較佳實施例中的具體例子中，SAW諧振器串聯到SAW濾波器，反諧振頻率是SAW濾波器的通帶高頻帶側附近的抑制帶中的頻率。
在另一個根據本較佳實施例的SAW濾波器的具體例子中，SAW諧振器並聯到SAW濾波器，並且諧振頻率在SAW濾波器的通帶低頻帶側附近的抑制帶中。
根據本發明的另一個較佳實施例，提供了一種具有梯形電路配置的SAW濾波器。在具有梯形電路配置的SAW濾波器中，將多個SAW諧振器配置成串聯臂和並聯臂，並且由根據上述較佳實施例的一個SAW諧振器確定至少一個SAW諧振器。
根據本發明的另一個較佳實施例，設置了一種具有梯形電路配置的SAW濾波器，其中，將多個SAW諧振器設置為串聯臂和並聯臂，由此確定了梯形電路。還有，在至少一個SAW諧振器中，IDT中的有效電極比在大約10％到大約95％的範圍內。
根據本發明的較佳實施例的SAW諧振器，當將第一梳形電極連接到正電位時，將第二梳形電極連接到負電位，而且連接到正電位的電極指和連接到負電位的電極指在至少一對電極指中反向，即，在連接到正電位的電極指和連接到負電位的電極指沿表面波傳播方向交替設置的區域中進行電極反向。由此，有效電極比降低到低於普通型IDT，由此，允許諧振頻率和反諧振頻率之間有頻率間隔。相應地，可通過控制電極反向的量來調節諧振頻率和反諧振頻率之間的頻率間隔。由此，通過以串聯和並聯陷波器中的一種方式將SAW諧振器連接到SAW濾波器，大大提高了通帶附近的濾波器特性的銳度，並且對通帶幾乎沒有產生影響。
另外，在本發明的較佳實施例的SAW諧振器中，由於電極反向，不使用取消來減小諧振頻率和反諧振頻率之間的頻率間隔，大大減小了IDT部分的面積。
在根據本發明的另一個較佳實施例的SAW諧振器中，進行取消加權和電極反向中的一個，並且IDT中的有效電極比在大約10％到大約80％的範圍內。因此，類似於前面描述的較佳實施例，諧振頻率和反諧振頻率之間的頻率間隔可以減小到小於使用普通型IDT的情況。由此，使用本較佳實施例的SAW諧振器作為SAW濾波器的串聯陷波電路和並聯陷波電路之一，允許通帶附近的濾波器特性的銳度大大提高，而對通帶幾乎沒有影響。
在本發明的較佳實施例中，當諧振頻率和反諧振頻率之間的頻率間隔控制在普通型IDT的諧振頻率和反諧振頻率之間的頻率間隔的大約5％到大約75％的範圍內時，使用本發明的較佳實施例作為SAW濾波器的串聯陷波電路和並聯陷波電路之一，允許通帶附近的濾波器特性的銳度更加有效地提高，並且還允許更加有效地增加遠離通帶的頻帶中的衰減量。
在本發明的較佳實施例的SAW諧振器中，當IDT中的有效電極比在大約10％到大約50％範圍內時，將SAW諧振器作為串聯陷波電路和並聯陷波電路之一連接到SAW濾波器，允許通帶附近的濾波器特性的銳度更加有效地提高，並且還允許更加有效地在通帶中得到理想的插入損耗。
在本發明的較佳實施例中，當將諧振頻率和反諧振頻率之間的頻率間隔控制在IDT中的諧振頻率和反諧振頻率之間的頻率間隔的大約5％到30％範圍內時，上述有效電極比可以控制在大約10％到50％的範圍內。由此，如上所述，將本發明的較佳實施例用作SAW濾波器的串聯陷波電路和並聯陷波電路之一，允許更加有效地提高通帶附近濾波器特性的銳度，並且允許通帶中的插入損害足夠大。
在根據本發明的另一個較佳實施例的複合SAW濾波器中，由於將至少一個根據較佳實施例的SAW諧振器電氣串聯和/或電氣並聯到SAW濾波器的輸入端側和輸出端側中的至少一側，大大提高了通帶附近的銳度，還有效地降低了通帶中的插入損耗。
在本發明的這個較佳實施例的SAW濾波器中，當SAW諧振器串聯到SAW濾波器，並且當將反諧振頻率設置為SAW濾波器的通帶高頻帶側附近的抑制帶中的頻率時，上述SAW諧振器用作串聯抑制帶，由此允許大大增加通帶高頻帶側中的通帶附近的衰減量，還有，允許在通帶中得到理想的插入損耗。
在本發明的該較佳實施例的複合SAW濾波器中，當將SAW諧振器並聯到SAW濾波器，並當將諧振頻率設置為SAW濾波器的通帶低頻帶側附近的抑制帶中的頻率時，它用作並聯抑制帶，由此，允許通帶低頻帶側中的通帶附近的衰減量大大增加，還允許減小通帶中的插入損耗。
在根據本發明的另一個較佳實施例的SAW濾波器中，將多個SAW諧振器設置成串聯臂和並聯臂，並且至少一個SAW諧振器是根據本發明的上述較佳實施例配置的。由此，大大提高了通帶附近濾波器特性的銳度。
還有，在根據本發明的另一個較佳實施例的SAW濾波器中，將多個SAW諧振器設置成串聯臂和並聯臂，由此配置梯形電路，並且在至少一個SAW諧振器中，將IDT中的有效電極比控制在大約10％到大約95％範圍內。由此，類似於上述較佳實施例，大大提高了通帶附近濾波器特性的銳度。
根據本發明的第一方面，提供一種表面聲波諧振器，它包含壓電基片；和在所述壓電基片上的叉指式換能器，所述叉指式換能器包含具有多個相互交叉的電極指的第一和第二梳形電極，其中所述叉指式換能器是取消加權和電極反向中的一種，並且至少一個所述叉指式換能器中的有效電極比是大約10％到大約80％。
根據本發明的第二方面，提供一種表面聲波濾波器，它包含多個設置為串聯臂和並聯臂表面聲波諧振器以確定梯形電路，其中，至少一個表面聲波諧振器包括壓電基片；和在所述壓電基片上的叉指式換能器，所述叉指式換能器包含具有多個相互交叉的電極指的第一和第二梳形電極，其中所述叉指式換能器是取消加權和電極反向中的一種，並且至少一個所述叉指式換能器中的有效電極比在大約10％到大約95％範圍內。
為了說明本發明，在附圖中示出了幾個目前較好的形式，但是應該知道，本發明不限於示出的精細的安排和手段。
圖1是用於解釋根據本發明的第一較佳實施例的複合SAW濾波器的平面圖；圖2A到2F分別是示出IDT的電極指設置模式和有效電極比之間關係的截面圖；圖3A到3F分別是示出IDT的電極指設置模式和有效電極比之間的關係的截面圖；圖4A到4B分別是平面圖和沿圖4A的線A-A的截面圖，它們用於解釋IDT中的電極指設置模式。
圖5是解釋電極指設置模式編碼的截面圖。
圖6是解釋IDT中電極指設置模式編碼及其有效電極比的截面圖。
圖7是示出當電極指設置模式通過取消方法改變時，SAW諧振器的阻抗—頻率特性的曲線圖；圖8是示出當電極指設置模式通過電極反向方法改變時，SAW諧振器的阻抗—頻率特性的曲線圖；圖9是示出諧振頻率和反諧振頻率之間的頻率間隔之間的關係的曲線圖；圖10是示出反諧振點中的阻抗和有效電極比之間的關係的曲線圖。
圖11是示出諧振點中阻抗和有效電極比之間的關係的曲線圖。
圖12是示出IDT中的電極指設置模式20G的諧振頻率和反諧振頻率之間的頻率間隔和比值之間的關係的示圖；圖13A到13C分別是用於解釋根據取消方法的電氣圖案的部分截面圖。
圖14是示出本發明的第一較佳實施例的複合SAW濾波器、單體SAW濾波器和第一傳統例子的複合SAW濾波器的頻率—幅值特性的曲線圖。
圖15是示出用於第一較佳實施例的SAW諧振器和用於第一傳統例子中的SAW諧振器的阻抗—頻率特性的曲線圖。
圖16是第二較佳實施例的複合SAW濾波器中的電極結構的平面圖。
圖17是示出第二較佳實施例的複合SAW濾波器、單體SAW濾波器和第二傳統例子的複合SAW濾波器的頻率—幅值特性的曲線圖。
圖18是示出用於第二較佳實施例中的SAW諧振器和用於第二傳統例子中的SAW諧振器的阻抗—頻率特性的曲線圖；圖19是示出第三較佳實施例的複合SAW濾波器、單體SAW濾波器和第三傳統例子的複合SAW濾波器的頻率—幅值特性的曲線圖。
圖20是示出用於第三較佳實施例中的SAW諧振器和用於第三傳統例子中的SAW諧振器的阻抗—頻率特性的曲線圖。
圖21是示出用於根據第三較佳實施例的修改例子的複合SAW濾波器中的SAW諧振器和包含具有電極指設置模式20F的IDT的SAW諧振器的阻抗—頻率特性的曲線圖。
圖22A和22B分別是第四較佳實施例的SAW濾波器的電路圖，和用於解釋包含在其中的SAW諧振器中的電極結構的平面圖。
圖23是示出第四較佳實施例的SAW濾波器和用於比較而準備的SAW濾波器的頻率—幅值特性的曲線圖。
圖24是示出SAW濾波器和確定一個第四較佳實施例的SAW濾波器的串聯臂諧振器的SAW諧振器以及一個未進行取消的SAW諧振器的示圖。
圖25是示出根據第一傳統例子的複合SAW濾波器的頻率—幅值特性的曲線圖。
圖26是示出根據第二傳統的例子的複合SAW濾波器的頻率—幅值特性的曲線圖。
具體實施例方式
下面，將參照附圖，提供對根據本發明的較佳實施例的SAW諧振器和複合SAW濾波器的描述。
圖1是用於解釋根據本發明的複合SAW濾波器的第一較佳實施例的平面圖。
在該較佳實施例的複合SAW濾波器中，SAW濾波器1和SAW濾波器2最好設置在由36度Y切割X傳播方向LiTaO3製成的壓電基片8上。確定SAW濾波器1和SAW濾波器2的電極材料沒有特別限制，但是最好使用鋁材料。
SAW濾波器1最好是垂直耦合雙模SAW濾波器，它具有IDT3、4a和4b的三IDT配置。還有，最好將反射器5a和2沿表面波傳播方向，設置在安排了IDT3、4a和4b的區域的兩側。
較好地，每一個IDT3、4a和4b包含一對梳形電極。在每個公共連接的IDT4a和4b一側上的梳形電極連接到輸入端IN。將每個公共連接的IDT4a和4b另外一側上的梳形電極連接到地電勢。
還有，將IDT3一側上的梳形電極連接到地電勢，並將其另外一側上的梳形電極連接到輸出端OUT。
將單埠型SAW諧振器2連接到IDT3的輸出側，平行於SAW濾波器1。更具體地說，將IDT3的輸出端電氣連接到SAW諧振器2的IDT6的第一梳形電極。還有，將IDT6的第二梳形電極連接到地電勢。
在SAW諧振器2中，最好將反射器7a和7b沿表面波傳播方向設置在IDT6的兩側。
在SAW濾波器1中，IDT4a和4b是輸入側IDT，IDT3是輸出側IDT。但是，相反地，IDT3可以連接到輸入端，而DIT4a和4b可以連接到輸出端。
下面，將參照具體的例子，描述各個IDT3、4a和4b的配置。但是，本發明的較佳實施例並不限於下面描述的配置。
現在假設，SAW濾波器1的DIT3的電極指對數為36，IDT4a和4b的電極指對數是22，反射器5a和5b的電極指對數是100，並且IDT3、4a和4b中每一個電極指對的交叉寬度是大約60μm。包含SAW濾波器1的這些條件的設計條件可以根據想要的特性任意改變。
還有，假設SAW諧振器2的IDT6中的每一對電極指的交叉寬度假設是80μm，並且電極指的對數為80；即，假設電極指對數為161。
SAW諧振器2的反射器7a和7b的電極指對數假設是50。即使當省略反射器7a和7b時，由於IDT6的電極指對數多達161，故仍然產生內部反射。因此，在諧振點和反諧振點處的Q值的減小並不引起嚴重問題。
SAW濾波器1和SAW諧振器2中IDT和反射器的每一個節距，即，電極指寬度加上內部電極指的間隔寬度，被設計為在所需頻率激勵的彈性表面波的波長λ的大約1/2。
如圖1所示，IDT6不是普通型IDT。在普通型IDT中，連接到第一梳形電極的電極指和連接到第二梳形電極的電極指沿表面波傳播方向交替地設置。換句話說，交替地設置暫時連接到正電位的電極指(下面，稱為正電極)和暫時連接到負電位的電極指(下面稱為負電極)。
但是，在IDT6中，不交替地設置正電極和負電極。在圖3D中，把IDT6中電極指的設置規則顯示為電極設置20J。
下面，將參照圖4A到圖6C，描述圖2和3所示的各個電極設置的表示方法。
圖4A和4B是具有第一和第二梳形電極10a和10b的IDT10的平面圖，以及沿該平面圖的線A-A的截面圖。
在IDT10中，當驅動時，在第一和第二梳形電極10a和10b之間提供AC電場。但是，當將梳形電極10a連接到正電位時，將梳形電極10b連接到負電位。因此，當將梳形電極10a的電極指用作正電極時，將梳形電極10a的電極指用作負電極。
類似於圖4B，圖5是示出沿表面波傳播方向切割的IDT的電極指的截面圖。如圖5所示，IDT5是普通型IDT，其中，在沿表面波傳播方向交替地設置正電極12a和12b。在這種情況下，在具有不同特性的相鄰電極指之間的電場激勵壓電基片。為此，如由IDT5A中的虛線表示的，IDT被分開，相鄰虛線之間的區域，即，節距(電極指寬度加上內部電極指寬度)作為一個單元來考慮。作為在由相鄰的虛線夾著的一個單元中的正電極和負電極的設置方法，如圖5所示，可以考慮四種設置模式5B到5E。在設置模式5B中，當由箭頭X表示表面波傳播方向時，沿表面波傳播方向設置正電極和負電極。這裡，將設置方法5B定義為由「正—負」表示。當使用這樣規定的標記時，設置模式5C由「正—正」表示。類似地，設置模式5D由「負—負」表示。還有，設置模式5E由「負—正」表示。
在普通型IDT中，將相鄰的電極指表示為「正—負」設置模式5B和「負—正」設置模式5E中的一種。因此，可以激勵波長為λ的彈性表面波。假設由標記「1」表示在這種普通型IDT中的單個的單元，不考慮它是「正—負」設置模式或者「負—正」設置模式。
當單元「1」是「正—正」設置模式(設置模式5C)和「負—負」設置模式(設置模式5A)中的一種時，相鄰的電極指具有相同的電位，由此，在相鄰的電極指之間不引起電場。這時，該單元假設是標記「0」。
還有，在普通型IDT中，當該單元的「正—負」設置模式由「負—正」設置模式代替，或相反的，它的「負—正」設置模式由「正—負」設置模式代替時，即，當電極反置時，相鄰電極指之間的電場具有和與在普通型DIT中的電極指之間的電場相反的矢量。這時該單元的標記假設是「-1」。
即，上述的標記「1」表示「激勵」，標記「0」表示「無效」，而標記「-1」表示「消除」。
通過使用上述標記「1」、「0」和「-1」，可以對正電極12a和12b的設置形成編碼。
例如，每一個電極指設置模式6A到6C示出了由具有四對周期特性的電極指設置模式中取出的一個周期的設置模式。電極指設置模式6A是普通型IDT的電極指設置模式。在上述情況中，由於交替地設置正電極12a和12b，故每一個單元都具有標記「1」，即所有單元中的電場激勵了表面聲波。
電極指設置模式6B處於這樣的狀態，即，由四對周期中的一對負電極取消電極指設置模式6A，並作為代替，將正電極作為虛擬電極設置在取消的位置。在這種情況下，如由設置模式6B表示的，一個周期中的標記的順序是「1，1，1，1，0，0，1，1」，即，由於取消，產生不激勵的「0」。
在電極指設置模式6C中，一對正電極和負電極在設置模式6A的四對周期中反向。在本說明書中稱為電極反向。
在這種情況下，電極指設置模式的標記的順序是「1，1，1，0，-1，0，1，1」。由於上述的電極反向，取消了激勵，由此，引起出現標記「-1」。出現標記「-1」證實執行了上述的電極反向。
如上所述，根據作為一個單元的IDT中相鄰電極指的編碼，當一個IDT被分解成一個個單元時，各個單元的標記總和表示在IDT中實際諧振的單元的數量(下面將稱為活性單元數量)。圖6中的各個電極指設置模式用於作為例子。在普通型IDT6A的電極指設置中，每一個周期的標記總和是8，其中活性單元的數量是8，即，所有的8個單元產生表面聲波。
在電極指設置模式6B中，取消一對電極指，其中標記總和是6，即，活性單元的數量是6。在電極指設置模式6C中，對一對電極指執行電極反向，其中活性單元數量是4。
如上所述，在本說明書中，活性單元數量與IDT中單元總數的比例定義為有效電極比。根據有效電極比中的表示，電極指設置模式6A的有效電極比為100％，電極指設置模式6B的有效電極比為75％，電極指設置模式6C的有效電極比是50％。
在圖2A到2F中對電極指設置模式20A到20F以及在圖3A到3F中對電極指設置模式20G到20L示出了使用上述編碼計算得到的有效電極比。圖2和3通過使用具有相反方向的細線，示出正電極12a和12b來識別它們。
再參照圖1，在複合SAW濾波器的IDT6的電極指設置模式等效於圖3D中的電極指設置模式20J，其有效電極比大約25％。
在有關上述編碼的描述中，正電極和負電極的隨機順序設置被定量地掌握，還有，為了使本發明的較佳實施例清楚，實行近似。更具體地說，即使相鄰的單元(每一個具有標記「0」)產生一些電場，由此產生表面聲波。另一方面，即使在每一個都具有標記「-1」的單元中相鄰電極指並不簡單地執行完全撤銷激勵，但是產生複雜的電場分布。由此，甚至每一個具有同樣有效電極比的電極指設置模式都依賴於用取消和電極反向使IDT提供不同的特性。但是，上述近似仍然是為了有利于澄清本發明的較佳實施例的配置，而且還有利於描述能夠從本發明的較佳實施例的配置得到的優點。
下面，將描述當通過為IDT進行取消和電極反向減小了有效電極比時產生的操作上的好處。
如上所述，圖2A到2F和圖3A到3F是IDT中各種電極指的設置模式。電極指設置模式20A是普通型IDT中的電極指設置模式，其中有效電極比是100％。對於圖2B中的電極指設置模式20B，進行取消，由此將有效電極比減小到大約75％。對於電極指設置模式20C，進行電極反向，由此將有效電極比減小到大約75％。類似地，對於電極指設置模式20D、20F、20G、20I和20K，進行取消，由此減小各個有效電極比。另一方面，對於電極指設置模式20E、20H、20J和20L，進行電極反向，由此減小各個有效電極比。
圖7和8示出各個實際上具有電極指設置模式的IDT的SAW諧振器的阻抗特性。在圖7和8中，分別由標記20A到20L示出具有電極指設置模式20A到20L的IDT的特性，由此允許與圖2和3快速比較。
在圖7和8所示的各個阻抗特性中，對於每一種電極指設置模式，IDT的電極指數量都是80，每一個交叉寬度最好是大約80μm。
從圖7和8顯然可見，在進行取消和電極反向之一的情況下，雖然反諧振頻率由於有效電極比的減小而降低，但是諧振頻率保持不變。即，可以通過減小有效電極比，使諧振頻率和反諧振頻率之間的頻率間隔減小，而不改變諧振頻率。由此，通過進行取消和電極反向之一的處理調節有效電極比，可以在不改變諧振頻率的情況下，調節諧振頻率和反諧振頻率之間的頻率間隔。
作為繪製上述每一個有效電極比的結果，圖9示出每一個獨自的阻抗特性中的諧振頻率和反諧振頻率之間的頻率間隔與普通型IDT中的諧振頻率和反諧振頻率之間的頻率間隔的比值。如圖9所示，電極反向允許諧振頻率和反諧振頻率之間的頻率間隔比取消的情況下更加有效地減小。
圖10示出了圖7和8所示的各個阻抗特性中反諧振點上的阻抗與有效電極比之間的關係。如圖10所示，取消在每一個反諧振點上使阻抗基本上保持不變，而電極反向使阻抗與有效電極比成比例地減小。
圖11表示圖7和8中各個阻抗特性的諧振點阻抗與有效電極比之間的關係，顯然，在取消與電極反向這兩種情況下，諧振點阻抗相同，而對於有效電極比的減小，各個諧振點阻抗呈現反比例增大。
如圖2和3所示，電極指設置模式20B、20D、20F和20K的各自的阻抗特性(示於圖7中)表示這樣的設置，其中對正電極進行取消，並將負電極設置在取消的位置作為虛擬電極。即，將每一個具有「0」標記的單元設置為「負—負」狀態。
根據電極指設置模式20G中的取消，具有標記「0」的單元包含「負—負」單元和「正—正」兩個單元。即，雖然電極指設置模式20G中的有效電極比是大約33％(這和電極指設置模式20F中的相同)，而且，標記類似地由「1」和「0」的組合表示，但是，具有標記「0」的單元的內容是不同的。
根據上述電極指設置模式20G的阻抗特性，諧振頻率和反諧振頻率之間的頻率間隔小於電極指設置模式20F情況下的頻率間隔，並且減小了在諧振點處的阻抗。由此，因為電極反向，電極指設置模式的特性類似於電極指設置模式20H(其中有效電極比大約33％)的特性。因此，即使當只通過取消得到相同的有效電極比，特性仍然依賴單元的標記設置而變化。
但是，參照上述例子，由於變化不顯著，減小根據本發明的較佳實施例的諧振頻率和反諧振頻率之間的頻率間隔的操作基本上保持不變。
對於如圖2A到2F和圖3A到3F的IDT中正電極和負電極的電極指設置模式，上述描述已經使用了這樣的設置模式，它們每一種都對於取消和電極反向具有周期性的規則，以便加速理解。但是，根據有效電極比減小來減少諧振頻率和反諧振頻率之間的頻率間隔的操作不限於取消和電極反向之一。還有，設置模式不限於那些具有周期性規則的情況。例如，可以隨機地包含取消和電極反向。這時的特性介於進行取消的電極指設置模式的特性和進行電極反向的電極指設置模式的特性之間，如圖9所示。
還有，正電極和負電極的設置模式不必總是周期性的。諧振頻率和反諧振頻率之間的頻率間隔總是依賴於單元總數中的活性單元數，即，有效電極比。例如，即使當完全隨機地設置IDT中電極指設置模式的標記的順序，如在「1，1，0，-1，-1，0，1，1，1，0，0，1，0，0，1，0，-1，-1，0」中，諧振頻率和反諧振頻率之間的頻率間隔基本上與上述有效電極比成正比地減小。
還有，即使在單個IDT中組合了完全不同的電極指設置模式，也不成問題。例如，即使在IDT的中心部分附近的電極指設置模式設置為電極指設置模式20B(有效電極比為大約75％)，而其周圍的外部DIT部分設置為電極指設置模式20H(有效電極比大約33％)，諧振頻率和反諧振頻率之間的頻率間隔與整個基底上的有效電極比成比例地減小。
圖12示出當將IDT中心部分附近的電極指設置模式設置為上述電極指設置模式20G(圖3A，有效電極比為大約33％)，並且其外部IDT部分設置為普通型IDT的電極指設置模式(有效電極比大約100％)時，諧振頻率和反諧振頻率之間的頻率間隔與設置電極指設置模式20G的面積比值之間的關係。設置電極指設置模式20G的面積比稱為在整個IDT中根據電極指設置模式20G進行配置的面積比；水平軸上的0％表示整個部分由普通型IDT使用；100％表示整個IDT由電極指設置模式20G配置。
從圖12顯然可見，根據電極指設置模式20G的比值，諧振頻率和反諧振頻率之間的頻率間隔改變。更具體地說，當電極指設置模式20G的比值變大時，該比值減小。
還有，根據上述描述，當進行取消時，在取消部分中設置極性和受到取消的電極的極性相反的電極指作為虛擬電極。如果單單去掉受到取消的電極指，彈性表面的聲速將在取消位置上改變，由此引起彈性表面波的相位偏離。設置虛擬電極以便防止由已經描述的方法中的相位偏離引起的不利影響。
如圖13A所示，可以將虛擬電極18設置在取消位置上。或者，如圖13B所示，可以省略虛擬電極18，使取消位置上沒有電極指。還有，如圖13C所示，可以使取消部分金屬化，允許形成具有大的寬度的電極指18A。不論是否在取消中使用虛擬電極，都可以得到用於減小諧振頻率和反諧振頻率之間的頻率間隔的上述操作。因此，即使使用取消方法，減小有效電極比仍然允許大大減小諧振頻率和反諧振頻率之間的頻率間隔。
而且，把36度切割X傳播方向的LiTaO3用作壓電基片8。然而，即使用不同的壓電基片，也能如上述那樣大大地減小有效電極比，從而允許大大地縮小諧振頻率與反諧振頻率之間的頻率間隔。
下面，將描述本發明的第一較佳實施例的複合SAW濾波器的特性。
圖14使用實線示出本發明的第一較佳實施例的複合SAW濾波器的頻率特性。為了允許比較，附圖使用了虛線Y1示出第一較佳實施例中所包含的單體SAW濾波器1的特性。還有，附圖使用虛線Y2示出作為第一傳統例子的傳統複合SAW濾波器的特性(圖25所示的特性)。放大的附圖是根據垂直軸右側上的刻度放大的。
還有，圖15示出了SAW諧振器2的阻抗—頻率特性(實線)，以及使用普通型IDT的SAW諧振器(它用於圖25所示的SAW濾波器的第一個傳統例子)的阻抗—頻率特性(虛線)。
如上所述，在圖25所示的SAW濾波器的第一個傳統例子中，具有由虛線表示的特性的SAW諧振器電氣並聯到SAW濾波器，從而通帶低頻帶側附近的衰減量增加，即使在這種情況下，可以獲得由圖14的虛線Y2表示的濾波器特性。但是，如上所述，雖然衰減量在低頻帶側上從通帶低頻帶側上的衰減量為10dB的位置開始增加，由於SAW諧振器中諧振頻率的低阻抗的影響，通帶低頻帶側減少。
在本發明的這個較佳實施例的複合SAW濾波器中，將具有如圖15中的實線表示的阻抗特性的SAW諧振器2並聯到SAW濾波器1。在這種情況下，通帶低頻帶側附近的衰減量類似於傳統的SAW濾波器。即，SAW諧振器2中的諧振頻率被調節到非常接近於通帶低頻帶側附近。由此，如由圖14中的實線表示的，通帶低頻帶側上的衰減量從通帶低頻帶側上的衰減量為大約10dB的位置開始增加。另外，本較佳實施例關於通帶低頻帶側上的減小得到改進，這在第一傳統例子中是一個缺點。還有，本較佳實施例能夠在通帶低頻帶側上產生特性，它接近於單體的SAW濾波器1的特性。這是因為，SAW諧振器2中的有效電極比減小，以允許將SAW諧振器中的反諧振頻率調節到通帶低頻帶側上，由此顯著地增加SAW諧振器2在通帶低頻帶側中該頻率處的阻抗，由此，減小了對SAW諧振器2中濾波器的通帶低頻帶側上的影響。
在圖14中，當在衰減值大約3dB和20dB的位置以該頻率間隔確定通帶低頻帶側上的銳度時，對於單體SAW濾波器1，它是大約3.3MHz。但是，它對於傳統的SAW濾波器是大約3.6MHz，對於本較佳實施例是大約2.5MHz，由此銳度得到了顯著的改善。
從上面，有一點是清楚的，即，將本發明的這個較佳實施例的SAW諧振器(它能夠減少有效電極比)電氣並聯到本發明的較佳實施例的SAW濾波器，達到了傳統的SAW濾波器達不到的優點。這些優點包括在極靠近通帶低頻帶側得到非常大的衰減量，並且在通帶中得到較好的插入損耗。根據上述情況，有效地提高了通帶低頻帶側的濾波器特性的銳度。
第一較佳實施例根據上述SAW諧振器2中有效電極比的減小，利用了SAW諧振器2中諧振頻率和反諧振頻率之間的頻率間隔減小的效果。這些效果是顯著的，特別是當諧振頻率和反諧振頻率之間的頻率間隔是大約普通型IDT中諧振頻率和反諧振頻率之間的頻率間隔的30％或更小時更顯著。
但是，當諧振頻率和反諧振頻率之間的頻率間隔是大約5％或更小時，諧振點和反諧振點的阻抗之間的差過於減小了。這使得無法得到充分大的衰減量，另外，增加了對通帶的影響。為此，對於第一較佳實施例，最好控制SAW諧振器2中的諧振頻率和反諧振頻率之間的頻率間隔，使之在普通型IDT中的諧振頻率和反諧振頻率之間的頻率間隔的大約5％到大約30％的範圍內。還有，從圖9可見，可以知道，應該將有效電極比控制在大約10％到大約50％範圍內，以控制諧振頻率和反諧振頻率之間的頻率間隔，使其在大約5％到大約30％的範圍內。
圖16是示出根據本發明第二較佳實施例的複合SAW濾波器的電極結構的外形配置。在第二較佳實施例中，SAW濾波器21和SAW諧振器22中的電極結構最好由鋁材料製成，所述電極結構形成在36度Y切割X傳播方向的LiTaO3形成的壓電基片8上。
SAW諧振器22最好類似於用於第一較佳實施例中的SAW諧振器2配置。與SAW諧振器2的不同包括IDT和反射器的節距。
將SAW諧振器22連接到SAW濾波器21的輸出端。在這個較佳實施例中，可以交換SAW濾波器21的輸入端和輸出端。
還有，類似於第一較佳實施例，SAW濾波器21的設計條件可以隨意地改變，從而可以實現理想的濾波器特性。
SAW諧振器22的IDT中的每一個交叉寬度最好是大約180μm，並且配置得具有低於SAW諧振器22的阻抗特性。
將SAW諧振器中的IDT23和反射器24a和24b的各個節距(電極指定寬度加上內部電極指寬度)設置為以理想的頻率激勵的彈性表面波的波長的大約1/2。
還有，類似於第一較佳實施例，在SAW諧振器22中，根據取消或電極反向中的一種，減少IDT23中的有效電極比。
圖17示出根據第二較佳實施例的複合SAW濾波器的頻率—幅值特性(實線)、單體SAW濾波器21的頻率—幅值特性(虛線Y3)和具有如圖26所示特性的第二傳統複合SAW濾波器的頻率—幅值特性(虛線Y4)。
圖18使用實線示出第二較佳實施例中所包含的SAW諧振器22的阻抗特性，使用虛線示出包含普通型IDT的SAW諧振器(用於第二傳統例子)的阻抗特性。
如圖17所示，在第二個傳統複合SAW濾波器中，將具有如圖18中的虛線表示的特性的SAW諧振器電氣串聯到SAW濾波器，改善通帶高頻帶側附近的衰減量。在這種情況下，從圖18顯然可見，增加了913MHz附近的衰減量。但是，由於SAW諧振器具有如圖18的虛線表示的特性，故SAW諧振器中反諧振頻率的高阻抗對具有濾波器特性的通帶高頻帶側有影響。這使通帶高頻帶側顯著減小。
在第二較佳實施例的複合SAW濾波器中，將上述SAW諧振器22電氣串聯到SAW濾波器21。將SAW諧振器22中的反諧振頻率調節到非常接近於通帶高頻帶側，如圖17中的實線所示，通帶高頻帶側附近的衰減量在通帶高頻帶側上的913MHz附近增加得大於在單體SAW濾波器21的特性的情況下的衰減量，但是它達不到第二個傳統例子的值。
另外，本實施例在通帶高頻帶側上的減小得到了改善。即，接近於單體SAW濾波器21的特性的濾波器特性在通帶高頻帶側中是有效的。這歸結於有效電極比很小的SAW諧振器22的諧振頻率被調節到濾波器特性的通帶高頻帶側。這顯著減小了SAW諧振器22在通帶高頻帶側中該頻率處的阻抗，由此，減小了根據SAW諧振器22對濾波器特性的通帶高頻帶側的影響。
如上所述，根據將本發明的各種較佳實施例的SAW諧振器電氣串聯到本發明的較佳實施例的SAW濾波器，可以得到許多傳統方法無法得到的優點。這些優點包括在非常接近於通帶高頻帶側附近得到大的衰減量，並在通帶中得到較好的插入損耗。根據上述情況，大大提高了通帶高頻帶側上的銳度。如在第一較佳實施例的情況，最好將諧振頻率與反諧振頻率之間的頻率間隔控制在普通型IDT中的諧振頻率和反諧振頻率之間的頻率間隔的大約5％到大約30％的範圍內。這樣較好地實現了在通帶附近有充分大的衰減量，並減小了對通帶的負面影響。由此，較好地控制SAW諧振器22的有效電極比使其在大約10％到大約50％範圍內。
第三較佳實施例的複合SAW濾波器類似於第一較佳實施例的SAW濾波器，但是改變了SAW諧振器2中的電極指設置、電極指交叉寬度、電極指節距。因此，將只描述不同之處，而省略了對類似部分的描述，同時，它們的標號將公用。下面，將第三較佳實施例的SAW諧振器稱為SAW諧振器Z。
SAW諧振器最好具有如圖2A所示的電極指設置模式20E(有效電極比為50％)中示出的電極指設置模式。SAW諧振器Z中每一個電極指交叉寬度大約60μm，節距是彈性表面波波長λ的1/2。
如上所述，在這個較佳實施例中，SAW諧振器Z的有效電極比減小到大約50％。因此，類似於第一較佳實施例的SAW諧振器2，低頻帶側上的衰減量可以增加到大於通帶中的衰減量，並且可以大大改善插入損耗。
圖19使用實線示出第三較佳實施例的複合SAW濾波器的頻率—幅值特性，並使用虛線Y5示出用於第三較佳實施例中的單體SAW濾波器1的頻率—幅值特性。還有，附圖使用了虛線Y6示出第三傳統例子的SAW濾波器的頻率—幅值特性(該SAW濾波器配置得類似於第一較佳實施例，但是使用普通型IDT形成的傳統SAW諧振器)。還有，圖20示出了用於第三較佳實施例中的SAW諧振器Z的阻抗特性(實線)和用於第三傳統例子中的SAW諧振器的阻抗特性(虛線)。
如圖19所示，單體SAW濾波器1在大約884MHz到大約887MHz範圍內的頻帶中包含寄生成份。第三較佳實施例改善了這些頻帶中的衰減量的值。
如圖19所示，在第三傳統例子中，為了增加上述頻帶中的衰減量，將具有由圖20中的虛線表示的特性的SAW諧振器電氣並聯到SAW濾波器1。由此，如圖19所示，雖然改進了所需頻帶中的衰減量，但是類似於第一傳統的例子，SAW諧振器中諧振頻率的低阻抗影響了通帶低頻帶側。這使得通帶低頻帶側減小。但是，在第三較佳實施例中，將具有如圖20所示的阻抗特性的SAW諧振器Z電氣並聯到SAW濾波器1。由此，如圖19所示，可以得到在大約884MHz到大約887MHz範圍內的頻帶中的衰減量，它和第三傳統例子中的一樣大。
另外，在第三較佳實施例中，改進了通帶低頻帶側的減小，這在第三傳統例子中的複合SAW濾波器中是一個缺點，並且在通帶低頻帶側中得到接近於那些單體SAW濾波器1的濾波器特性。這歸結於諧振器Z中的有效電極比減小到大約50％，並且SAW諧振器Z中的諧振頻率被調節到通帶低頻帶側。這顯著增加了SAW諧振器Z在通帶低頻帶側中該頻率處的阻抗，由此減小了根據SAW諧振器Z對通帶低頻帶側的影響。
按照這種方法，可以在非常接近於通帶的附近得到大的衰減量和較好的插入損耗，如在第一和第二較佳實施例中描述的。但是，如在第三較佳實施例中描述的，不僅僅是上述的情況，還可以在通帶中得到比傳統例子得到的更好的特性，甚至增加了遠離通帶的頻帶中的衰減量。
假設，在希望大衰減量的頻率和通帶某一頻率之間的頻率間隔大於普通型IDT中的諧振頻率和反諧振頻率之間頻率間隔的大約75％。在這種情況下，由於在SAW諧振器Z具有對應於上述頻率間隔的諧振頻率和反諧振頻率之間的頻率間隔和使用普通IDT情況下，對通帶的影響的差別是不引起任何問題的值，故幾乎沒有改進。因此，第三較佳實施例是顯著有效的，特別是當諧振頻率和反諧振頻率之間的頻率間隔是普通型IDT中的諧振頻率和反諧振頻率之間的頻率間隔的大約75％或更小時更是如此。
假設希望大衰減量的頻率和通帶中某一頻率之間的頻率間隔小於普通型IDT中的諧振頻率和反諧振頻率之間的頻率間隔的大約30％。在這種情況下，在第一較佳實施例中通帶附近的衰減量增加的效果大於在遠離通帶的頻帶中的衰減量增加的效果。考慮到第一較佳實施例包含在第三較佳實施例中，對於第三較佳實施例希望有大的效果。更具體地說，希望SAW諧振器Z的諧振頻率和反諧振頻率之間的頻率間隔在普通型IDT的情況下的諧振頻率和反諧振頻率之間的頻率間隔的大約5％到大約75％的範圍內。還有，圖19表示出，有效電極比應該在大約10％到大約80％的範圍內，以得到諧振頻率和反諧振頻率之間的上述頻率間隔。
在第三較佳實施例中，將SAW諧振器Z並聯到SAW濾波器1，從而增加低頻帶側上的衰減量，以便使之高於通帶中的衰減量。但是，類似於第二較佳實施例，SAW諧振器可以串聯到SAW濾波器1，從而使遠離通帶高頻帶側上的衰減量增加。
對於第三較佳實施例中的SAW諧振器Z，使用SAW諧振器Z，它包含具有80對電極指、161個電極指、接近於80μm的交叉寬度，並且具有如圖2E所示的電極指設置模式20E的規則(有效電極比50％)的IDT。對於其它方面，複合SAW濾波器構成得類似於第三較佳實施例。
對於用於修改例子中的SAW諧振器Z中的電極指設置模式，使用上述電極指設置模式20E(參照圖2E)，其中，通過使用電極反向，有效電極比是大約50％。根據圖9，SAW諧振器Z中的諧振頻率和反諧振頻率之間的頻率間隔是普通型IDT中的節距的大約30％。
如從圖9可以看到的，電極指設置模式應該設置為電極指設置模式20F而進行取消，以便得到與SAW諧振器Z同樣的諧振頻率和反諧振頻率之間的頻率間隔。電極指設置模式20F中的有效電極比最好是大約33％。
從圖10和11中顯然可見，根據電極指設置模式20E和20F中每一個諧振點和反諧振點的阻抗的比較，電極指設置模式20F和電極指設置模式20E相比，在諧振點和反諧振點上具有更高的阻抗。
圖21由實線示出SAW諧振器Z的阻抗特性(電極指設置模式20E，交叉寬度80μm)，以及包含具有上述電極指設置模式20F的IDT的SAW諧振器的阻抗特性。
包含具有上述電極指設置模式20F的IDT的SAW諧振器已經被設置得具有80對電極指，大致60μm交叉寬度，每一個都是SAW諧振器Z中的2倍大。交叉寬度的差是為了補償上述阻抗的差。
代替交叉寬度的變化，可以改變電極指的數量使阻抗改變。例如，在上述電極指設置模式20F中，即使大致80μm的交叉寬度保持不變，並且有160對電極指，可以得到基本上相同的特性。電極指的交叉寬度或數量的變化基本上不影響諧振頻率和反諧振頻率之間的頻率間隔。
如上所述，在執行取消以配置電極指設置模式20F的配置中，為了得到和進行電極反向的情況下相同的特性，必須將SAW諧振器中IDT部分的總面積放大兩倍。換句話說，使用電極反向代替取消來降低有效電極比，允許SAW諧振器中IDT部分的面積減小一半。這種優點可以通過單位將某些取消的電極改變為電氣反向，而不必將所有取消電極變為電氣減弱來得到。
SAW諧振器的尺寸直接影響壓電基片的尺寸。壓電基片的尺寸限制了存儲壓電基片的封裝。由此，壓電基片的尺寸非常重要。在許多情況下，準備的封裝必須由更大的封裝代替，以便存儲比需要的大僅僅0.1mm的壓電基片。特別是，越來越要求電子元件的小型化，使尺寸的減小成為嚴重的問題。由此，如從上述修改例子中清楚看到的，用於電極反向的IDT部分面積的減小特別地有效，從而滿足了上述要求。
圖22A和22B分別是用於解釋具有根據本發明第四較佳實施例的梯形電路配置的SAW濾波器電路圖，以及SAW諧振器的平面圖。
在這個較佳實施例中，多個串聯臂SAW諧振器52a到52d和多個並聯臂SAW諧振器53a到53c較好地由鋁材料製成，形成在41度Y切割X傳播方向的LiNbNO3基片上。
較好地，SAW諧振器52a到52d和53a到53c的每一個SAW諧振器由根據本發明的較佳實施例的一個埠型SAW諧振器製成。如圖22B所示，一個埠型SAW諧振器具有這樣的結構，其中IDT55和位於IDT55的表面波傳播方向兩側上的反射器56和57位於壓電基片54上。壓電基片54由多個SAW諧振器52a到52d以及53a到53c共享。由此，本發明該較佳實施例的SAW濾波器是單個元件，它包含設置在單塊壓電基片上的電極結構。
並聯臂SAW諧振器53a和53c中的IDT的每個交叉寬度最好是大約50μm，並且其中電極指的對數是105。並聯SAW諧振器53b中的每一個交叉寬度最好是大約57μm，並且其中的電極指的對數是150。
在串聯臂SAW諧振器52a到52d的每一個SAW諧振器中，交叉寬度最好是大約80μm，電極指對數是80，並且，在反射器中，電極指數是80。對於串聯臂諧振器52a，進行取消，從而它具有如圖2(b)所示的電極指設置模式20B(有效電極比是大約75％)。在這種情況下，IDT和反射器之間的頻率間隔是根據內部電極指節距確定的波長λ的0.5倍(0.5λ)。IDT和反射器之間的節距指相鄰的IDT的電極指和反射電極指之間的中心距離。
在這個較佳實施例中，使用本發明的較佳實施例的SAW諧振器配置串聯臂諧振器52a。即，串聯臂諧振器52a是其有效電極比減到類似於第一較佳實施例的SAW諧振器2的SAW諧振器。
圖23使用實線示出本發明較佳實施例的SAW濾波器的頻率—幅值特性，其中該SAW濾波器具有梯形電路配置。為了比較，附圖還使用了虛線示出用作替代串聯臂諧振器52a的SAW濾波器的特性，該串聯臂SAW諧振器52a具有梯形電路配置，SAW濾波器配置與其類似，除了它使用標準的普通型SAW諧振器。圖24使用實線示出包含在本較佳實施例中的上述串聯臂SAW諧振器52a的阻抗特性。附圖還使用虛線示出串聯臂SAW諧振器52b到52d的阻抗特性，每一個SAW諧振器都包含不進行取消的普通型IDT。
如在圖24中可見的，使用具有如圖24所示的阻抗特性的SAW諧振器(該SAW諧振器用於串聯臂諧振器52a)，在大約3dB通帶的帶寬中，全部的值幾乎都沒有改變。但是，在非常接近於通帶高頻帶側的附近，銳度提高了。這表示對於比較例子，在大約910MHz到大約930MHz附近的衰減量是大約8dB，在這個較佳實施例中它改進到大約23dB。
由此，可以知道，在本較佳實施例中，本發明的較佳實施例的SAW諧振器(其中有效電極比小)在具有梯形電路配置的SAW濾波器中確定了至少一個串聯臂SAW諧振器。結果，具有梯形電路配置的SAW濾波器的通帶高頻帶側中濾波器特性的銳度大大提高了。
在本發明中，和一到第三較佳實施例不同，衰減量可以在有效電極比大約95％或更小時得到改善。還有，有效電極比越低，在非常接近於通帶附近的濾波器特性中銳度越高。在這個較佳實施例中，由於和第一較佳實施例相同的原因，有效電極比的下限最好是大約10％。
本較佳實施例包含本發明其它較佳實施例中的SAW諧振器，用於串聯臂諧振器52a。但是，使用並聯臂諧振器還允許提高非常接近於通帶第低頻帶側附近的濾波器特性中的銳度。
還有，在本較佳實施例中，使用本發明的SAW諧振器只配置單個SAW諧振器。但是，可以使用本發明的較佳實施例的SAW諧振器，配置所有串聯臂諧振器，或者所有並聯臂諧振器，或所有串聯臂諧振器和並聯臂諧振器。
即，可以通過使用本發明的某一個較佳實施例的SAW諧振器，用於梯形SAW濾波器中的串聯臂諧振器和/或並聯臂諧振器中的至少一種，可以提高非常接近於通帶附近的濾波器特性的銳度。
雖然已經解釋了本發明的較佳實施例，實現這裡所揭示的原理的各種模式都在下面的權利要求的範圍內。由此，應該知道本發明的範圍僅僅由權利要求設定。
權利要求
1.一種表面聲波諧振器，其特徵在於包含壓電基片；和在所述壓電基片上的叉指式換能器，所述叉指式換能器包含具有多個相互交叉的電極指的第一和第二梳形電極，其中所述叉指式換能器是取消加權和電極反向中的一種，並且至少一個所述叉指式換能器中的有效電極比是大約10％到大約80％。
2.如權利要求1所述的表面聲波諧振器，其特徵在於壓電基片由36度Y切割X傳播方向的LiTaO3製成。
3.如權利要求1所述的表面聲波諧振器，其特徵在於諧振頻率和反諧振頻率之間的頻率間隔在具有相同對數的普通型叉指式換能器中的諧振頻率和反諧振頻率之間的頻率間隔的大約5％到75％的範圍內。
4.如權利要求1所述的表面聲波諧振器，其特徵在於叉指式換能器中的有效電極比在大約10％到50％的範圍內。
5.如權利要求1所述的表面聲波諧振器，其特徵在於諧振頻率和反諧振頻率之間的頻率間隔在具有相同對數的叉指式換能器中的諧振頻率和反諧振頻率之間的頻率間隔的大約5％到大約30％的範圍內。
6.如權利要求1所述的表面聲波諧振器，其特徵在於還包含沿表面波傳播方向設置在叉指式換能器外側的反射器。
7.一種表面聲波濾波器，它包含多個設置為串聯臂和並聯臂表面聲波諧振器以確定梯形電路，其中，至少一個表面聲波諧振器包括壓電基片；和在所述壓電基片上的叉指式換能器，所述叉指式換能器包含具有多個相互交叉的電極指的第一和第二梳形電極，其中所述叉指式換能器是取消加權和電極反向中的一種，並且至少一個所述叉指式換能器中的有效電極比在大約10％到大約95％範圍內。
全文摘要
本發明提供了一種表面聲波諧振器，它包含壓電基片；和在所述壓電基片上的叉指式換能器，所述叉指式換能器包含具有多個相互交叉的電極指的第一和第二梳形電極，其中所述叉指式換能器是取消加權和電極反向中的一種，並且至少一個所述叉指式換能器中的有效電極比是大約10％到大約80％。本發明還提供了包含上述表面聲波諧振器的表面聲波濾波器。
文檔編號H03H9/145GK1567717SQ20041004348
公開日2005年1月19日 申請日期2000年4月28日 優先權日1999年4月28日
發明者藤井裕久, 高峰裕一 申請人:株式會社村田製作所