多頻帶檢波器的製作方法
2023-10-10 06:43:49 2
專利名稱：多頻帶檢波器的製作方法
技術領域：
本發明涉及一種多頻帶檢波器，更具體地，涉及一種包含一個子頻帶重構和失真補償電路和一個表決單元的多頻帶檢波器。
在技術方面，如從Peter S.Chow,Naofal Al-Dhahir,John M.Cioffi和John A.C.Bingham.所著的文章「帶編碼調製的多載波E1-HDSL收發器系統」中，多頻帶檢波器已為人所知。這篇文章發表於期刊1993年5/6月，歐洲電信及相關技術(ETT)學報第3期的257-266頁上。
其中，名為DMT(離散多頻音)接收器並繪於圖5中的多頻帶檢波器包含一個電路，該電路它重構輸入多載波信號的單個載波信號並補償由於通過圖4中所繪DMT發送器和圖5中所繪DMT收發器間的一條傳輸線上傳輸造成的輸入多載波信號的失真。該電路由級聯時域均衡器，一個帶循環前置脈衝剝離器(cyclic prefix stripper)的串/並行轉換器，一個快速傅立葉變換器和一個頻域均衡器組成。時域均衡器是一個快速自適應有限脈衝響應濾波器，其目的是通過縮短傳輸線的脈衝響應長度來減少多載波符號的循環前置脈衝。這樣時域均衡器有助於減少帶一個可接受循環前置脈衝長度的內部符號幹擾。然後，輸入多載波信號中單個多載波符號的抽樣通過串/並行轉換器成為並行並且被用於快速傅立葉變換器以從時域轉換成頻域。由於均衡通道，即傳輸線與時域均衡器的組合，不再平滑，因而頻域均衡器被包括在補償單個載波相位和幅度失真的電路中。此外，頻域均衡器由單抽頭濾波器的並行結構組成，通過最小均方技術自適應。
時域均衡器電路，串/並行轉換器，快速傅立葉變換器和頻域均衡器由在引用的文章中被稱為解碼器而在本文中被稱為表決單元的裝置跟隨。解碼器或表決單元將頻域均衡器輸出處的單個載波信號與用於調製相應載波的星座圖相比較並從中得到在不同載波上調製的符號。
補償離散子波多頻音信號，即另一種多頻帶信號中的失真的電路，以及該電路重構來自失真子波多頻音信號的不同子波頻帶，可以從Stuart D.Sandberg和Michael A.Tzannes所著的文章「用於高速銅線通信的重疊離散多頻音調製」(Overlapped Discrete Multitone Modulation for HighSpeed Copper Wire Communication)中了解。這篇文章發表在IEEE期刊1995年12月的13卷9期的通訊專欄中，其中描述的並在
圖1中部分繪出的電路有與所述結構相似的結構。一個前檢波均衡器通過用數字式濾波輸入離散子波多頻音信號來抑制內部符號的幹擾。一個子波轉換器產生子波子頻帶信號並將這些並聯子波子頻帶信號應用於通過最小均方技術自適應的單頻帶均衡器的並行結構組成的後檢波均衡器中。該電路，除前檢波均衡器和後檢波均衡器的抽頭長度及用於從多頻帶信號中重構子頻帶的轉換特性之外，與有時域均衡器，快速傅立葉變換器和頻域均衡器的所述電路無重要區別。Stuart D.Sandberg和Michael A.Tzannes所著文章中的電路被連接到與Peter S.Chow等人所著文章中的解碼器相差不大的所謂構象符號表決單元上。
在一篇更為通俗的文章「用於數據傳輸的多路載波調製一個已經實現的設想」(Multicarrier Modulation for Data Transmission:An Idea WhoseTime Has Come)中，作者John A.C.Binghan提出具有一個實現時域卷積的簡單均衡器，一個從多頻帶信號中重構正交子頻帶的變換器，及一組並行單頻帶均衡器的結構。John A.C.Binghan所著的這篇文章發表於1990年5月的IEEE通訊雜誌(IEEE Communication magazine)上並且顯然地建議無論多頻帶到子頻帶轉換的特性如何，使用具有與所述文章相似結構的檢波器。
從所述參考文章中已知，用於子頻帶重構和失真補償的檢波器結構其缺點在於對傳輸線上多頻帶信號的失真變化它不夠靈活。例如只影響少數子頻帶並且從John A.C.Binghan(參看12頁，題為「單頻幹擾」的段落)和Peter S.Chow等人(參看259頁，右手欄，28-29行)的文章中可以推出很可能發生的窄頻帶失真，可以通過適應前檢波均衡器的抽頭或通過增加前檢波均衡器中的抽頭數來補償，但是這些解決辦法顯然對不受窄頻帶失真影響的其他子頻帶的檢波有影響。本方法不是很有效，這解釋了為何Peter S.Chow和John A.C.Binghan分別在其相應文章中提出在窄頻帶失真方面或更改比特配置或避免使用受影響的載波。
此外已知結構限制多頻帶檢波器對在其中傳輸一種和同種多頻帶信號的環境的適應性。通過在前檢波均衡器和後檢波均衡器之間的子頻帶重構器的選擇，多頻帶檢波器可以或接收DMT(離散多頻音)信號，該DMT信號的子頻帶通過快速傅立葉變換被重構；或接收DWMT(離散子波多頻音)信號，該DWMT信號的子頻帶通過子波變換被重構；或接收另一種多頻帶信號，該另一種多頻帶信號的正交子頻帶通過另一種變換被重構。為接收具有已知結構檢波器的另一種多頻帶信號需要更換其中的部件。由於顯見的原因(接口複雜)本文不涉及。
本發明的目的在於提供所述已知類型的多頻帶檢波器，但它更靈活地適應傳輸線上的失真變化，即使這些失真變化只影響少數子頻帶，而且它適合不同種類多頻帶信號的檢波。
本目的由一種多頻帶檢波器實現該多頻帶檢波器用於從應用於它的一個檢波器輸入端的一個失真多頻帶信號(si)中生成多個子頻帶符號(sy1,...,syk,...,syN)，所述多頻帶檢波器(DET)包括以下部件的級聯a．一個子頻帶重構和失真補償電路(RDA)，其電路輸入(RDA-I)連接到所述檢波器輸入，該電路用於補償所述失真多頻帶信號(si)中的失真並從所述失真多頻帶信號(si)中重構多個子頻帶信號(si1,...,sik,...,siN)，並且通過多個電路輸出(RDA-O1,...,RDA-Ok,...,RDA-ON)中一個相應電路輸出(RDA-Ok)提供所述多個子頻帶信號(si1,...,sik,...,siN)中的各子頻帶信號(sik)；以及b．一個表決單元，帶有(DEC)被一個接一個地連接到所述多個電路輸出(RDA-O1,...,RDA-Ok,...,RDA-ON)的多個輸入(DEC-I1,...,DEC-Ik,...,DEC-IN)的和多個相應的單元輸出(DEC-O1,...,DEC-Ok,...,DEC-ON)，所述表決單元(DEC)包含在各單元輸入(DEC-Ik)和相應單元輸出(DEC-Ok)之間的一個比較器裝置(CMPk)，該比較器裝置用於將所述子頻帶信號(sik)和一個星座圖比較並且隨後確定所述多個子頻帶符號(sy1,...,syk,...,syN)中一個子頻帶符號(syk)的值，其特徵在於子頻帶重構和失真補償電路(RDA)包含在電路輸入(RDA-I)和各電路輸出(RDA-Ok)之間的一個單數字濾波器(FIRk)，該單數字濾波器的抽頭被設置成能同時完成子頻帶重構和失真補償並且因此生成一個所述的子頻帶信號(sik)。
實際上，根據本發明，多頻帶檢波器給出了不同子頻帶的更為單一的結構。檢波器的不同輸入-輸出通路，它們各自從輸入多頻帶信號中重構一子頻帶信號，是非常相似的並且可以被單獨調諧。通過改變一個數字濾波器的抽頭或增加/減少一個數字濾波器的抽頭數，相應子頻帶獨立於其它子頻帶或多或少地能抗失真。
此外，通過改變所有數字濾波器的抽頭，根據本發明的檢波器可以能夠接收不同特性的多頻帶信號。這是因為各數字濾波器的抽頭包含兩個成分。第一成分取決於用以構成多頻帶信號的一組正交基函數並允許子頻帶重構。第二成分取決於傳輸線特性並允許補償由於傳輸線上多頻帶信號的傳輸而造成的失真。若第一成分被變換成與一組新基函數一致，則檢波器能接收如DWMT信號而不是DMT信號。抽頭的修改可以根據本發明實現。根據本發明的檢波器從而可以被用於製造多方式多頻帶接收器，當該多方式多頻帶接收器從一種方式被切換為另一種方式時，能接收另一種多頻帶信號。
必須注意用於權利說明書中的術語＇包括＇，不應被局限地譯為其後所列的裝置。因此，語句＇一個設備包括裝置A和B＇表達的範圍不應局限於僅由部件A和B組成的設備。它意味著根據本發明，該設備的僅相關的部件是A和B。
同樣地，還必須注意用於權利說明書中的術語＇連接＇，不應被局限地譯為僅直接連接。因此，語句＇設備A連接到設備B＇的範圍不應局限於其中設備A的一個輸出被直接連到設備B的一個輸入上的設備或系統。它意味著在A的輸出和B的輸入之間存在一條通路，該通道可能是包括其它設備或裝置的通路。
本多頻帶檢波器的另一特徵在於它還包括c．一個控制單元(CTRL)，用於根據所述失真多頻帶信號(si)的失真變化修改所述數字濾波器(FIRk)的所述抽頭。
實際上，雖然傳輸線上的失真變化可以通過更改對不同子頻帶的比特分配來補償，或可以由技術人員來更改以傳輸線上信噪比的測量為基礎重置數字濾波器的抽頭值，當傳輸線上的失真變化被檢測到時引入一個自動改變濾波器抽頭的控制單元是有利的。那裡的傳輸線可能被連續或間斷地監視。
根據本發明多頻帶檢波器的另一特徵在於其中控制單元(CTRL)還適用於修改所述數字濾波器(FIRk)的所述抽頭的數目。
這樣，控制單元不僅能改變抽頭值而且能改變數字濾波器中的抽頭數目以能高靈敏度地響應通道變化。
根據本發明多頻帶檢波器的另一有利特徵在於比較器裝置(CMPk)被連接到至少一個抽頭延遲線(TDk1)上，該抽頭延遲線被用於在所述相應單元輸出(DEC-Ok)處將後續子頻帶符號(syk)的線性組合反饋到另一單元輸入(DEC-I1)上，而所述單元輸入(DEC-Ik)被疊加到從所述子頻帶重構和失真補償電路(RDA)接收的一個子頻帶信號(si1)上。
這樣，減少內部載波幹擾和內部符號幹擾可以用比子頻帶重構和失真補償電路補償更低的處理強度方式進行。這也由於表決單元以多頻帶符號時鐘速度工作而子頻帶重構和失真補償電路以抽樣時鐘速度工作。因為數字濾波器中的抽頭有比抽頭延遲線中的係數高的時間解析度，所以數字濾波器中抽頭的修改允許使用比抽頭延遲線中係數的修改更寬的頻率帶寬。因此，在精度和判斷表決單元中的抽頭延遲線及子頻帶重構和失真補償電路中的數字濾波器長度的數學複雜性之間有一折衷。
而根據本發明多頻帶檢波器的另一有利特徵在於控制單元(CTRL)還適用於修改所述線性組合中的係數。
與關於控制單元適用於改變數字濾波器抽頭同樣的理由得出結論，當傳輸線上的失真變化被探測到時它有利於控制單元自動更改表決單元的抽頭延遲線中的係數。
此外，本發明的特徵在於所述多頻帶檢波器(DET)的一個抽樣時鐘有比生成所述多頻帶信號(si)的一個多頻帶發生器的抽樣時鐘高的抽樣時鐘速度。
這樣，用於子頻帶重構的有效帶寬大大增加，這對於子頻帶重構進程，尤其是若多頻帶信號的基函數有大量能量分散在旁瓣中時有更好的效果。位於高頻率的能量越多和信道衰減越平滑，用越高的抽樣速率對接收到的多頻帶信號進行抽樣越有用。
通過參考與附圖相連的如下實施例的描述，所述提及的和本發明的其他目的和特徵將更顯然，並且本發明會將被更好地理解。
圖1是一個已知多頻帶接收器MB-RX的框圖。
圖2是根據本發明一個具體多頻帶接收器MB-R實施例的框圖。
圖3是圖2多頻帶接收器MB-R中子頻帶重構和失真補償電路RDA的框圖。
圖4是圖2的多頻帶接收器MB-R中表決單元DEC的框圖。
圖5是圖解說明失真補償後的信噪比SNR與子頻帶重構和失真補償電路RDA的數字濾波器中抽頭數TAPS之間的關係。
圖6是圖解說明通過傳輸線到多頻帶接收器MB-R的傳輸速率R與通過該傳輸線傳輸的疊加到多頻帶符號上的循環前置脈衝抽樣長度NCP之間的關係。
圖7是圖解說明在傳輸線傳輸的多頻帶信號中能量E為頻率F的函數，並且線性衰減ACL也為頻率F的函數。
圖1說明用於接收DMT(離散多頻音)信號的例如在ADSL系統(異步數字用戶專線)中的傳統的多頻帶接收器MB-RX的結構。這種DMT信號由與時間相等長度的DMT符號序列組成。各DMT符號是一組調製載波的疊加。為能接收DMT信號，多頻帶接收器MB-RX包括一個級聯模/數轉換器A/D』，一個時域均衡器TEQ，一個帶循環前置脈衝剝離器CP的串/並行轉換器S/P，一個快速傅立葉變換器FFT，一個頻域均衡器FEQ，一個表決單元DEC』和一個並/串行轉換器P/S』。時域均衡器TEQ，帶循環前置脈衝剝離器CP的串/並行轉換器S/P，快速傅立葉變換器FFT和頻域均衡器FEQ組成一個用於子頻帶重構和失真補償RDA』的電路。頻域均衡器FEQ包含在各輸入/輸出對之間的濾波器F1,...,Fk,...,FN。
一個輸入DMT(離散多頻音)信號被模/數轉換器A/D』以抽樣時鐘頻率抽樣。然後數位化多頻帶信號被用於時域均衡器TEQ，該時域均衡器是一個數字濾波器，其抽頭被改變(例如迭代)，以使得均衡脈衝響應，即串聯傳輸線和時域均衡器脈衝響應的長度減至某種程度。組成一個DMT符號的均衡DMT信號的後續抽樣通過串/並行轉換器S/P成為並行，並且循環前置脈衝剝離器CP將加在各DMT符號上的循環前置脈衝刪除以減少內部符號幹擾。若均衡通道脈衝響應長度比疊加在各DMT符號上的循環前置脈衝短，則時域均衡器TEQ和循環前置脈衝剝離器CP完全清除內部符號幹擾。通常，不能完全達到這一點。在循環前置脈衝刪除之後，DMT符號的N個剩餘樣本通過快速傅立葉變換器FFT由時域轉換成頻域。在快速傅立葉變換器FFT各輸出端的信號代表多頻帶信號的單個子載波並且可能被視為幅度和相位與所表示的調製子載波的幅度和相位相一致的複合值。為補償傳輸線的相關頻率衰減和相位失真，時域均衡器TEQ通過使其乘以單一複數值來調節快速傅立葉變換器FFT輸出端的各子載波。此外頻域均衡器FEQ具備N個單抽頭複合最小均方自適應濾波器F1,...,Fk,...,FN。表決單元DEC』知道調製在各載波上的比特總數和使用的調製技術。通過將子載波與用於調製這些子載波的星座圖相比較，表決單元DEC』判定在各載波上調製的符號。當這些符號通過並/串行轉換器P/S』成為串行時，組成一個代表解調數據的輸出數據流。
如在本申請介紹部分中已經指出的那樣，現有技術的多頻帶接收器MB-RX有這樣的結構，它不允許在不更換至少一個部件，快速傅立葉變換器FFT的情況下，通過其傳輸基於另一組正交基函數的另一組濾波器來接收除DMT信號外的其他種多頻帶信號。此外，到多頻帶接收器MB-RX的傳輸線上的失真變化需要改變時域均衡器TEQ的抽頭，這意味著即使失真變化只影響少數子頻帶所有子頻帶的接收將被改變。
繪於圖2中的多頻帶接收器MB-R包括一個模/數轉換器A/D，一個多頻帶檢波器DET和一個並/串行轉換器P/S。多頻帶檢波器DET包括一個子頻帶重構和失真補償電路RDA，一個表決單元DEC和一個控制單元CTRL。
模/數轉換器A/D被連接在多頻帶接收器MB-R的輸入端和子頻帶重構和失真補償電路RDA的一個輸入RDA-I之間。子頻帶重構和失真補償電路RDA的N個輸出RDA-O1,...,RDA-Ok,...,RDA-ON被一個接一個地連接到表決單元DEC的N個輸入DEC-I1,...,DEC-Ik,...,DEC-IN上。表決單元DEC的N個輸出DEC-O1,...,DEC-Ok,...,DEC-ON被連接到並/串行轉換器P/S的輸入端，該並/串行轉換器具有一個輸出連到多頻帶接收器MB-R的輸出端。控制單元CTRL有連到子頻帶重構和失真補償電路RDA及表決單元DEC的控制口的輸出口。在描述多頻帶接收器MB-R不同部件的工作之前，通過參考圖3和圖4給出電路RDA和表決單元DEC的內部結構。
繪於圖2中的子頻帶重構和失真補償電路RDA在圖3中被描繪得更詳細。該電路RDA包括N個數字有限脈衝響應濾波器FIR1,...,FIRk,...,FIRN連接到電路輸入RDA-I和相應電路輸出RDA-O1,...,RDA-Ok,...,RDA-ON之間。子頻帶重構和失真補償電路RDA因此有一個具有輸入RDA-I和各輸出RDA-O1,...,RDA-Ok,...,RDA-ON之間單獨通路的單輸入多輸出結構。各條通路由一個單數字濾波器FIR1,...,FIRk,...,FIRN組成並且這些濾波器FIR1,...,FIRk,...,FIRN各自還配有一個控制輸入CT1,...,CTk,...,CTN。
繪於圖2中的表決單元DEC在圖4中被描繪得更詳細，並且包含N個比較器裝置CMP1,...,CMPk,...,CMPN和一些抽頭延遲線，僅繪出其中之一TDk1。在一個輸入DEC-Ik和一個相應輸出DEC-Ok之間，表決單元DEC包括一個加法器ADk,一個比較器裝置CMPk和單個或多個抽頭延遲線TDk1。抽頭延遲線TDk1有一個輸出連到表決單元DEC的另一個輸入輸出通路的加法器AD1上。圖4中所繪單抽頭延遲線TDk1構成表決單元DEC第k』輸入DEC-Ik和第k』輸出DEC-Ok之間的通路部分，並且有一個輸出連到位於第一輸入DEC-I1和第一輸出DEC-O1間通路中的加法器AD1上。該抽頭延遲線TDk1由串聯在比較器裝置CMPk的輸出和表決單元DEC第k』輸出DEC-Ok之間兩個延遲單元D1和D2，三個放大器C1,C2和C3，及兩個加法器A1和A2組成。放大器C1,C2和C3其輸入分別與比較器裝置CMPk，第一延遲單元D1和第二延遲單元D2的輸出相連。第二和第三放大器C2和C3的輸出被連到第二加法器A2的輸入上，並且第二加法器A2和第一放大器C1的輸出作為第一加法器A1的輸入。第一加法器A1的一個輸出在表決單元DEC的第一輸入DEC-I1處被連到加法器AD1的一個輸入上。抽頭延遲線TDk1還有一個控制輸入Ck1。對於第一輸入端DEC-I1和第一輸出端DEC-O1間的通路僅有加法器AD1和比較器裝置CMP1被繪出。此外，該通路可能還包括與TDk1結構相似的單個或多個抽頭延遲線。同樣地，為避免溢出圖4，只繪出第N輸入端DEC-IN和第N輸出端DEC-ON間的加法器ADN和比較器裝置CMPN通路，雖然該通路也可能包含單個或多個抽頭延遲線。
一個輸入模擬多頻帶信號在圖2中所繪的多頻帶接收器MB-R的入口處被模/數轉換器A/D抽樣。模/數轉換器A/D又由抽樣時鐘控制，未在圖中繪出，它可能與和多頻帶接收器MB-R通信的多頻帶發送器同步，或它可能與多頻帶發送器中的抽樣時鐘做小間距比較，這會在後面解釋。這樣模/數轉換器A/D產生一個數位化多頻帶信號si並將該多頻帶信號用於子頻帶重構和失真補償電路RDA的輸入RDA-I中。在此電路RDA中，同樣的多頻帶信號si被用於各數字濾波器FIR1,...,FIRk,...,FIRN，但各數字濾波器FIR1,...,FIRk,...,FIRN分別重構另一子頻帶信號si1,...,sik,...,siN並通過電路RDA的另一輸出端RDA-O1,...,RDA-Ok,...,RDA-ON提供(source)該子頻帶信號si1,...,sik,...,siN。一個單數字有限脈衝響應濾波器FIRk可以從多頻帶信號si中重構一個子頻帶信號sik並可同時補償該子頻帶信號(將內部符號幹擾，內部載波幹擾降至最小)的通道失真，還可以濾除噪音如NEXT(近端串話)，FEXT(遠端串音)，無線電頻率幹擾或其他幹擾，是以理解時域均衡器TEQ，快速傅立葉變換器FFT和頻域均衡器FEQ的工作與可集成在一個數字濾波器FIRk中的數位訊號處理操作類似為基礎的。為判斷數字濾波器FIR1,...,FIRk,...,FIRN抽頭的值，可以使用不同技術。當抽頭用預定的初始值初始化時，並且發送器發送一個預定序列多頻帶信號到多頻帶接收器MB-R，子頻帶重構和失真補償電路RDA的輸出可以與預定輸出相比較。一個簡單矩陣求逆能計算出使子頻帶重構和失真補償電路RDA產生預定子頻帶信號的抽頭的值。這些值被安裝並且多頻帶接收器MB-R可以接收任一未知多頻帶信號以從中產生分量子頻帶信號。矩陣求逆和抽頭值的安裝是分配給圖2中所繪的控制單元CTRL的任務，該控制單元可以通過圖3中所繪電路RDA的相應控制口CT1,...,CTk,...,CTN來改變數字濾波器FIR1,...,FIRk,...,FIRN的抽頭值。另一方面，與多頻帶接收器MB-R通信的多頻帶發送器可以發送一個非預定序列多頻帶信號。一個周期信號或一個偽噪音信號例如也允許多頻帶接收器MB-R測量信道並通過矩陣求逆計算最佳濾波器抽頭值。而獲得濾波器抽頭值的另一可供選擇的方法是其中又一個預定序列多頻帶信號被傳輸到目前包含控制單元CTRL中硬體的多頻帶接收器MB-R中以逐步改變數字濾波器FIR1,...,FIRk,...,FIRN的抽頭。然而後一方法由於信道和發送器濾波組特性收斂時間可能很長。
圖5顯示作為重構子頻帶的數字濾波器中抽頭數TAPS的函數的子頻帶信噪比SNR的象徵性的展開，並且為選擇個別濾波器FIRk中的抽頭數NTAPS提供一個判斷標準。實際上，可以在一個子頻帶上調製一定數量的比特bi並可以通過傳輸線傳送帶該比特總數bi的子頻帶以使得這些比特可以被恢復，用於此子頻帶的最小指標的信噪比SNRt已經實現。然而了解圖5所繪曲線可以使人判定各數字濾波器FIRk中所提供的抽頭數NTAPS。
除為數字濾波器FIR1,...,FIRk,...,FIRN的抽頭計算初始值外，當一或多個子頻帶的失真變化發生時控制單元CTRL有改變抽頭值的任務。當一個單個子頻帶突然更受噪音影響時，如由於無線電愛好者以子頻帶相鄰區中的頻率傳輸，或當認為信道中的變化是合理的時該子頻帶的抽頭可以被改變。當一個單個子頻帶突然被幹擾時該子頻帶的抽頭在數量上增加。當傳輸線上的傳輸質量在大量的子頻帶中嚴重降低時所有濾波器的抽頭可以被改變。為改變濾波器的抽頭，可以使用幾種技術，由於它們被用於改變如現有技術多頻帶接收器MB-RX中的時域均衡器設置和頻域均衡器設置，因此其技術已為人所知。一階技術諸如標準化LMS(最小均方)自適應，或分組LMS(最小均方)自適應可用軟體或硬體實施。而硬體實施的缺點是其要求很高的複雜性，軟體實施的缺點是較慢。在一個快速變化信道中，最好用硬體實施。對於慢速變化信道如雙絞電話線，不需要以抽樣時鐘速度自適應，數學的合成可以證明軟體實施是合理的。必須注意除一階自適應技術外，更複雜更高階的自適應技術如RLS(遞歸均方)自適應也可被使用。
在輸出RDA-O1,...,RDA-O,...,RDA-ON處的子頻帶信號si1,...,sik,...,siN被用於表決單元DEC，該表決單元在其最簡執行電路中由一些將各子頻帶信號sik與星座圖比較的比較器裝置組成，星座圖由多頻帶發送器使用以調製子頻帶信號sik。從此比較中，表決單元DEC則判斷在各子頻帶上調製的符號sy1,...,syk,...,syN。顯然，表決單元DEC必須注意它接收到的多頻帶信號的類型，用於調製多頻帶信號的不同子波的構象，及可能有的一些其他參數如輸入多頻帶信號的功率級。該信息可以從控制單元CTRL處獲得。表決單元DEC的輸出DEC-O1,...,DEC-Ok,...,DEC-ON處的子頻帶符號sy1,...,syk,...,syN通過並/串行轉換器P/S成為串行因而組成原始數據序列。
然而，圖2的多頻帶接收器MB-R包括一個更先進的表決單元DEC，它有助於減少內部載波幹擾和內部符號幹擾並因此減少子頻帶重構和失真補償電路RDA應做的工作。為使其成為現實，表決單元DEC生成一個判定反饋單元，該判定反饋單元將來自其他子頻帶的成分在其輸入端DEC-I1,...,DEC-Ik,...,DEC-IN疊加到不同子頻帶信號si1,...,sik,...,siN上。這些對於一個子頻帶信號sik的成分由相應輸入端DEC-Ik處的一個單個加法器ADk累加。連接到該加法器ADk的比較器裝置CMPk完成將子頻帶符號與一個星座圖比較並從中判斷子頻帶符號syk這一任務，與比較器裝置CMPk使用的子頻帶信號相比不同在於其少受內部載波和/或內部符號幹擾的影響。對於一個單子頻帶信號sik，可能疊加來自所有其他子頻帶的成分或可能疊加來自極少數子頻帶的成分，這些成分很可能影響該子頻帶信號。顯然，這對表決單元DEC的複雜性有影響。此外，對於一個單子載波信號sik，可能疊加來自一個多頻帶符號的成分或可能疊加來自幾個多頻帶信號的成分。顯然，這也對表決單元DEC的組成有影響。一個子頻帶到另一個子頻帶的各個成分可能由如圖4中所繪的一個抽頭延遲線生成。抽頭延遲線TDk1將第k』子頻帶的成分疊加到第一子頻帶信號si1上。該成分是三個後續子頻帶符號syk的加權總和。三個後續子頻帶符號syk屬於後續多頻帶符號並通過相應放大器C1,C2和C3由係數加權。延遲單元D1和D2執行一個符號周期的延遲。由放大器C1,C2和C3使用的權重以內部載波幹擾和內部符號幹擾降至最小的方法來修改。圖2的控制單元CTRL因此使用例如一個LMS(最小均方)算法並通過控制輸入Ck1修改權重。
表決單元DEC的判定反饋結構的一個有利影響在於用較低數學複雜性完成子頻帶重構和失真補償電路RDA的部分工作。這是由於表決單元DEC以符號時鐘速度工作而子頻帶重構和失真補償電路RDA以抽樣時鐘速度工作。子頻帶重構和失真補償電路RDA的工作可由表決單元DEC僅完成到某種程度，因為由電路RDA以抽樣時鐘速度完成的工作允許更精確的失真補償。無論如何，以抽頭延遲線的形式疊加到表決單元DEC上的信號越複雜，子頻帶重構和失真補償電路RDA中的濾波器FIR1,...,FIRk,...,FIRN越多，越可減少長度及複雜性。
本發明對現有技術多頻帶發送器MB-RX的一個有利影響在於因為可以得到對內部載波幹擾和內部符號幹擾的更好補償，所以疊加到多頻帶符號上的循環前置脈衝可以被減少。數據傳輸速率R上的循環前置脈衝長度NCP的影響由圖6說明。傳輸速率R可以用數學表達式表示如下R=.FSYMB.i=1Nbi-----(1)]]>其中，ε代表效率，FSYMB代表符號速率，bi是調製在第i』子頻帶上的數據比特數。效率ε取決於用抽樣數表示的循環前置脈衝長度NCP，可以寫成如下表達式=NUNU+NCP-----(2)]]>其中，NU在一個多頻帶符號中是有用抽樣數，包括非冗餘信息。若循環前置脈衝長度NCP減少，則傳輸速率R隨效率ε增加而增加。然而，一個降低的循環前置脈衝NCP對信噪比有降低的效果，因為剩餘內部符號/內部載波幹擾增加，並且對於在子頻帶上調製的數據比特bi的數量也有同樣效果。減少循環前置脈衝長度NCP的不利影響可根據本發明補償，因為一個減少的內部符號和內部載波幹擾對不同子頻帶中的信噪比有增加的效果，並且因此對於在這些子頻帶上調製的數據比特bi的數量也有同樣效果。作為本發明實施的結果，圖6中的曲線將比現有技術方法向左移，這意味著最佳傳輸速率ROPT可用一個降低的循環前置脈衝長度NOPTCP實現。
第一要點在於本發明的應用不受通過它多頻帶信號si被傳輸的傳輸介質的限制。尤其是，一個發送數據機和接收數據機MB-R間的任一連接，例如一條雙絞電話線，電纜連接，衛星連接，貫穿整個空間的無線電鏈路等等，可能受噪音影響，從而檢波處理可以通過使用根據本發明的一個多頻帶檢波器DET來改善。依賴於傳輸介質，多頻帶檢波器DET的性能可以通過小間距抽樣來改善。小間距抽樣意味著以比多頻帶發送器的抽樣時鐘速度高些的速度對輸入多頻帶信號進行抽樣。其優點在於位於比多頻帶發送器的半抽樣頻率高的頻率中的多頻帶信號能量可用於子頻帶重構。根據子頻帶的特性，即正交基函數的形狀，集中在所述半抽樣頻率中的能量可能會很重要或不重要。圖7舉例說明一種假定情況，其中一個多頻帶信號能量E的大部分位於所述頻率FSAMP/2的頻率F處，FSAMP是多頻帶發送器的抽樣頻率。標記為ACL的直線顯示在所述頻率FSAMP/2以上傳輸介質的衰減非常嚴重，並從中應得出結論以一個頻率F』SAMP=2FSAMP進行小間距抽樣將不改善檢波進程。結論是，小間距抽樣可能被考慮用以改善子頻帶重構進程但只在其中傳輸介質不能嚴重衰減通過小間距抽樣可得到的能量的多頻帶環境中才有效。
本發明不僅僅涉及ADSL(異步數字用戶專線)或其中使用DMT(離散多頻音)調製的類似系統。熟練的技術人員能夠修改上述實施例，使它可應用於其中來自發送數據機的一個多頻帶信號被傳送到一個接收數據機MB-R的任一其他系統中。其中應用正交頻分復用(OFDM)或正交復用正交振幅調製(OMQAM)的系統例如為其中可應用本發明的多頻帶環境。子頻帶的數目，用以定義子頻帶的基函數，不同子頻帶是否用不同比特總數，用不同構象調製的事實，從本發明看來並不重要。
另一要點在於本發明的具體實例依據所述功能框圖描述。從以上給出的這些框圖的功能描述中，顯然對於設計電子設備的熟練技術人員來說可用已知電子元件製造這些框圖的實施例。因此並沒給出功能框圖內容的詳細結構。
本發明的原理上面結合附圖已描述過，應當明確理解以上只是通過實例加以描述，而並非作為對本發明範圍的限制。
權利要求
1．一種多頻帶檢波器(DET)，用於從應用於它的一個檢波器輸入端的一個失真多頻帶信號(si)中生成多個子頻帶符號(sy1,…,syk,…,syN)，所述多頻帶檢波器(DET)包括以下部件的級聯a．一個子頻帶重構和失真補償電路(RDA)，其電路輸入(RDA-I)連接到所述檢波器輸入，該電路用於補償所述失真多頻帶信號(si)中的失真並從所述失真多頻帶信號(si)中重構多個子頻帶信號(si1,...,sik,...,siN)，並且通過多個電路輸出(RDA-O1,...,RDA-Ok,...,RDA-ON)中一個相應電路輸出(RDA-Ok)提供所述多個子頻帶信號(si1,...,sik,...,siN)中的各子頻帶信號(sik)；以及b．一個表決單元，帶有(DEC)被一個接一個地連接到所述多個電路輸出(RDA-O1,...,RDA-Ok,...,RDA-ON)的多個輸入(DEC-I1,...,DEC-Ik,...,DEC-IN)的和多個相應的單元輸出(DEC-O1,...,DEC-Ok,...,DEC-ON)，所述表決單元(DEC)包含在各單元輸入(DEC-Ik)和相應單元輸出(DEC-Ok)之間的一個比較器裝置(CMPk)，該比較器裝置用於將所述子頻帶信號(sik)和一個星座圖比較並且隨後確定所述多個子頻帶符號(sy1,...,syk,...,syN)中一個子頻帶符號(syk)的值，其特徵在於所述子頻帶重構和失真補償電路(RDA)包含在所述電路輸入(RDA-I)和各電路輸出(RDA-Ok)之間的一個單數字濾波器(FIRk)，該單數字濾波器的抽頭被設置成能同時完成子頻帶重構和失真補償並且因此生成一個所述的子頻帶信號(sik)。
2．根據權利要求1的多頻帶檢波器(DET)，其特徵在於所述多頻帶檢波器(DET)還包括c．一個控制單元(CTRL)，用於根據所述失真多頻帶信號(si)的失真變化修改所述數字濾波器(FIRk)的所述抽頭。
3．根據權利要求2的多頻帶檢波器(DET)，其特徵在於所述控制單元(CTRL)還適用於修改所述數字濾波器(FIRk)的所述抽頭的數目。
4．根據權利要求1的多頻帶檢波器(DET)，其特徵在於所述比較器裝置(CMPk)被連接到至少一個抽頭延遲線(TDk1)上，該抽頭延遲線被用於在所述相應單元輸出(DEC-Ok)處將後續子頻帶符號(syk)的線性組合反饋到另一單元輸入(DEC-I1)上，而所述單元輸入(DEC-Ik)被疊加到從所述子頻帶重構和失真補償電路(RDA)接收的一個子頻帶信號(si1)上。
5．根據權利要求2和權利要求4的多頻帶檢波器(DET)，其特徵在於所述控制單元(CTRL)還適用於修改所述線性組合中的係數。
6．根據權利要求1的多頻帶檢波器(DET)，其特徵在於所述多頻帶檢波器(DET)的一個抽樣時鐘有比生成所述多頻帶信號(si)的一個多頻帶發生器的抽樣時鐘高的抽樣時鐘速度。
全文摘要
在一個多頻帶檢波器(DET)中,子頻帶重構和失真補償由位於一個單輸入多輸出結構中的多個數字濾波器(FIR1,…,FIRk,…,FIRN)實現。各數字濾波器(FIRk)被連接在有一個失真多頻帶信號(si)被輸入的一個及同樣的輸入端(RDA－I)和其中有一個重構子頻帶信號(sik)的一個相應輸出(RDA－OK)之間。該子頻帶檢波器(DET)對於各輸入輸出通路具有統一的結構並且很易於適應多頻帶信號(si)的失真變化,即使這些變化只影響少數子頻帶。
文檔編號H04J11/00GK1224291SQ9812347
公開日1999年7月28日 申請日期1998年10月27日 優先權日1997年10月27日
發明者盧克·范登多爾貝, 奧利維爾·范·德·維爾 申請人:阿爾卡達公司