用於3gpplte/4g無線通信的dft/idft變換系統的製作方法
2023-05-15 10:33:31
專利名稱：：用於3gpplte/4g無線通信的dft/idft變換系統的製作方法
技術領域：
：本發明涉及數位訊號處理及數字信息傳輸
技術領域：
，尤其涉及一種適於3GPPLTE及4G無線通信上行鏈路中SC-FDMA(單載波頻分多址)所使用的DFT/IDFT(離散傅立葉變換/逆離散傅立葉變換)變換系統。
背景技術：
：目前的無線通信技術正在向4G演進，其中LTE是3GPP組織向4G方向長期演進的技術。雖然目前大多數無線通信標準採用OFDM(WiFi,802.16d,FlashOFDM)或者OFDMA(802.16e),但LTE選用的上行鏈路發送機制卻是最新的SC-FDMA(單載波頻分多址)，也稱為DFT-SpreadOFDM(DFT擴展OFDM)。與傳統的OFDM相比，SC-FDMA作為上行鏈路的發送機制具有以下優點1、信號具有良好的PAPR(峰值/平均功率比)，因為它採用了固有的單載波結構。PAPR在上行鏈路中非常重要，利用較低的PAPR,使得RFPA(射頻功率放大器)的操作可以獲得更高的效率，從而使手持設備(比如手機)的電池壽命更長。2、SC-FDMA也具有OFDM多載波系統的優點。請參見圖l,其為現有SC-FDMA發送單元的結構圖。圖中負責數位訊號處理的主要部分是DFT和IFFT,其中DFT是一種預編碼，其用以削減由於OFDM調製所導致的高PAPR。對於IFFT/FFT(快速傅立葉反變換/快速傅立葉變換)，其變換長度是2的整數次方(2"形式)，通常的radix-4/radix-2(基4/基2)結構就可以高效處理而且技術也相當成熟。而對於DFT部分，其變換長度不是2的整數次方，因此計算方法比IFFT更為複雜，其為實現SC-FDMA的關鍵算法。下面對DFT算法加以描述(DFT和IDFT可以通過對輸入數據取共軛，變換後再對輸出數據取共軛的簡單算法相互轉換，因此本發明對DFT的描述同樣適用於IDFT):為了敘述上的方便，本發明認為DFT/FFT變換之前的輸入信號是時域信號，DFT/FFT變換之後的輸出信號為頻域信號。在實際數位訊號處理過程中，任何信號都可以作DFT/FFT變換，並不只局限於時域信號。令[x(O)，x(1),■，jc(7V—1)]表示輸入時域信號,[X(O),X(l),.，，-1)]表示DFT變換後的頻域信號，則^點DFT可以用下式表示LTE中的DFT預編碼器尺寸w取決於為指定用戶的上行鏈路數據發送分配的子信道數量，其以下式定義其中W是子載波的數量，6和c在TV《1320條件下都大於等於0(20MHz帶寬時)。對於指定的用戶，7V範圍可以從12(a,b,c=0)到1296,總共有35個不同的選擇。不同子載波上的數據一起經過調製^(更形成了單載波上行鏈路的發送數據。由公式(3)可見LTEDFT的變換點數iV不是2的整數次方，但是可以分解成若干個因子的積。理論上，如果變換點數可以分解成少量的小素數因子，就可以高效地實現DFT。因此，現有的有關LTEDFT的實現方法都是將w分解成小的素數因子2，3，5或相對素數因子4，8，9，通過WFTA(Winograd傅立葉變換算法)計算這些小點數的DFT。在因子分解過程中，又涉及到Cooley-TukeyFFT算法和Good-Thomas素因子FFT算法等，然後經過一系列重排序等步驟得到N點的DFT。相應的，w點IDFT用下式表示:7V=12x2"365c《13205上述DFT算法雖然可以準確高效地計算LTE上行鏈路用到的DFT,但是其存在著以下缺陷該DFT算法及變換系統的可擴展性較差，其只限於可以按(3)式分解的變換點數見而對於不能按(3)式分解的任意變換點ILV的DFT則無能為力。因此，一旦通信標準發生變化，採用了按其它因子分解或不能被分解的變換點數見以前所作的大部分工作都將4皮迫改變，從而不利於設計復用和移植。
發明內容針對上述缺陷，本發明提出了一種新型數位訊號處理系統，以解決現有技術中DFT算法及變換系統的可擴展性較差，不利於設計復用和移植的問題本發明提出一種用於3GPPLTE/4G無線通信的DFT/IDFT變換系統，其中DFT變換系統包括用於對輸入數據進行上採樣操作的前處理單元、使用流水線方式操作的可配置FFT處理單元、用於輸出最終DFT/IDFT變換結果的後處理單元及用以給所述前處理單元、可配置FFT處理單元及後處理單元提供控制信號的控制邏輯單元，所述前處理單元、可配置FFT處理單元及後處理單元依次相連，所述控制邏輯單元分別和所述前處理單元、可配置FFT處理單元及後處理單元相連；依照本發明較佳實施例所述的系統，所述IDFT變換系統還包括用以對輸入數據進行共軛操作的前共軛處理單元和後共軛處理單元，所述前共軛處理單元連接至所述前處理單元，而所述後共軛處理單元則連接至所述後處理單元。依照本發明較佳實施例所述的系統，其前處理單元還包括循環重構電路、可配置多相濾波器電路及插值電路，其中可配置多相濾波器電路的數據輸入端與循環重構電路的數據輸出端相連，插值電路的數據輸入端與可配置濾波器的數據輸出端相連。依照本發明較佳實施例所述的系統，其可配置多相濾波器電路包括若千多路選擇器、運算子電路、抽頭更新及數據選擇邏輯子電路、係數查找表，所述係數查找表連接至所述抽頭更新及數據選擇邏輯子電路，所述抽頭更新及數據選擇邏輯子電路用以更新抽頭係數及控制所述多路選擇器選擇輸入數據。依照本發明較佳實施例所述的系統，其可配置FFT處理單元包括若干依次串聯的基4和/或基2單元、若干用以選擇提供給各級基4/基2單元電路的輸入數據和最後一級的輸出數據的多路選擇器。依照本發明較佳實施例所述的系統，其可配置FFT處理單元還包括時鐘門控電路，所述時鐘門控電路對應所述基4/基2單元，用以控制該些基4/基2單元的開啟和關閉。依照本發明較佳實施例所述的系統，其後處理單元包括頻域補償電路、數據抽取及預映射電路，所述頻域補償電路的輸出端連接至所述數據抽取及預映射電路的輸入端或者所述數據抽取及預映射電路的輸出端連接至所述頻域補償電路的輸入端。依照本發明較佳實施例所迷的系統，其後處理單元還包括緩存器，所述緩存器和所述數據抽取及預映射電路相連或者與頻域補償電路相連；所述緩存器是與權利1所要求的系統的後續系統如子載波映射(Sub-carrierMapping)共同使用的。依照本發明較佳實施例所述的系統，其頻域補償電路包括複數乘法器子電路、補償因子查找表及補償因子產生邏輯子電路，所述補償因子產生邏輯子電路設置在所述複數乘法器子電路和補償因子查找表之間。本發明又提出一種用於3GPPLTE/4G無線通信的DFT/IDFT變換方法，其中DFT變換方法包括如下步驟(1)前處理單元接收一塊W點數據[x(O)，x(2),'，x(W-1)],對其進行上採樣率轉換，得到一肘=2￡，點數據的輸出；(2)可配置FFT處理單元接收所述前處理單元輸出的M=2i￡w點數據，並對其進行長度為似的FFT變換，然後將變換後的數據輸出至後處理單元；(3)後處理單元對所述可配置FFT處理單元輸出的數據進行頻域補償、數據抽取及預映射處理後得到最終的DFT變換數據；而IDFT變換方法只需先對前處理單元的輸入數據進行共軛操作，再對後處理單元的輸出數據進行共軛操作即可得到IDFT變換數據。本發明通過前處理單元的上釆樣操作、可配置FFT處理單元的流水線式FFT變換以及後處理單元的頻域補償、數據抽取及預映射操作後，不僅可以高效地計算LTE上4亍《連5^所使用的DFT/IDFT，經過簡單擴展就可以使用同一套系統計算任意點數的DFT/IDFT變換，所以其具有良好的可擴展性以適應未來的4G無線通信標準。另外可配置變換長度的FFT相對於固定變換長度的FFT而言，避免了使用大點數的FFT來計算小點數的FFT，從而提高了數據吞吐率；同時可以關閉不需要工作的部分，也節省了功耗。上述所需的優點並不局限於在一個實施方案實施。圖1為現有SC-FDMA發送單元的結構圖2為本發明一用於3GPPLTE/4G無線通信的DFT變換系統的頂層框架圖3為本發明一用於3GPPLTE/4G無線通信的IDFT變換系統的頂層框架圖4為本發明實施例一前處理單元的框圖；圖5為本發明實施例一可配置多相濾波器電路的結構圖；圖6為本發明實施例的一可配置FFT處理單元的結構圖；圖7為本發明實施例一後處理單元的結構框圖；圖8為本發明實施例的一頻域補償電^^各的結構圖。具體實施例方式本發明的核心在於通過對輸入的W點數據進行上採樣率轉換，得到2的整數次方M=2￡，點數據，然後對該M點數據進行流水線式的FFT處理，最後經過頻域補償和數據抽取及預映射處理後得到DFT轉換數據。以下結合附圖，具體說明本發明請參見圖2，其為本發明一用於3GPPLTE/4G無線通信的DFT變換系統的頂層框架圖。該系統包括前處理單元201、可配置FFT處理單元202、後處理單元203及控制邏輯單元204,其中前處理單元201、可配置FFT處理單元202和後處理單元203依次相連，而控制邏輯單元204則分別和前處理單元201、可配置FFT處理單元202及後處理單元203相連。本申請所稱連接是指電路間的電氣連接，可以是直接連接，也可以是間接連接，並不限於以何種具體的方式相連。該DFT變換系統的工作原理如下前處理單元201的輸入端接收輸入數據並對其進行上採樣率轉換後輸出至可配置FFT處理單元202，該輸入數據是複數數據，以塊為單位，每塊數據包含7V點數據，而iV取決於為指定用戶的上行鏈路數據發送分配的子信道數量，經過前處理單元201的上採樣後得到一M-2"A'點數據的輸出，M二2丄朋為2的整數次方。可配置FFT處理單元202接收前處理單元201輸出的M=2ZZW點數據，並對其進行長度為M的FFT變換，然後將變換後的數據輸出至後處理單元203。最後經後處理單元203對數據進行頻域補償、數據抽取及預映射處理後得到最終的DFT變換數據。DFT和IDFT可以通過對輸入數據取共軛，變換後再對輸出數據取共軛的簡單算法相互轉換，因此本發明的IDFT變換系統只需在DFT變換系統中加入進行取共軛操作的前共軛處理單元205和後共軛處理單元206,該前共軛處理單元205的輸入端用以接收輸入數據，其輸出端連接至前處理單元201，而後共軛處理單元206的輸入端則連接至後處理單元203的輸出端(請參見圖3)。為方便說明，以下僅針對DFT變換系統加以詳述。請參見圖4，其為本發明實施例一前處理單元的框圖，該前處理單元201的功能是接收一塊7V點數據，並對其進行上採樣率轉換，得到M點數據的輸出，其由循環重構電路401、可配置多相濾波器電路402及插值電路403依次串聯所構成。本發明中的採樣率轉換關係是可以由設計者自行定義的，對於給定的見M的選擇需要綜合考慮可配置多相濾波器電路402設計的難易程度以及上採樣的倍數。如果似和W相差太小，則可配置多相濾波器電路402難以設計；如果M遠大於7V,則上採樣倍數過大。針對LTEDFT的各種變換長度見發明人採用了如下表.l所指定的採樣率轉換關係，以求得到最佳的性能。但需要指出的是，本發明並不只限於該些變換長度iV和該種採樣率轉採樣率轉換關係也同樣適用。tableseeoriginaldocumentpage10表.lDFT/IDFT變換在本質上是循環巻積，循環重構電路401的功能就是將輸入數據循環化之後重新構造出一組數據提供給後面的可配置多相濾波器電路402。假設輸入的一塊數據為W0),x(l)，x(2)，...，x(W-1)],經過循環重構電路401重構後，該組數據即變為[x(O),x(l)，x(2),'..，x(iV-1),x(O),x(l),..,x(C丄-1)〗，其中C丄取決於後續濾波器的階數，當然，該組數據也可以將後面的重複數據放置在原來輸入數據序列的前部，即x(l)，...,x(C丄-1)，x(O),x(l),x(2),，x(JV-1)〗。由表.1可以知道由W到M的上採樣倍數均不是整數，因此通常的多相濾波器不能適用。本發明採用一個可配置多相濾波器電路402對循環重構後的輸入信號進行整數倍上採樣，而後通過插值電路403得到所需要M-2"w個輸出數據。請參見圖5,其為本發明實施例的可配置多相濾波器電路的結構圖。該可配置多相濾波器電路402包括若干多路選擇器501、運算子電路502、抽頭更新及數據選擇邏輯子電路503、係數查找表504。輸入數據經過若千延遲因子Z-1後，構成一組新數據[x(")，jc(n-1)，...,x(n-屍+1)]。根據輸入信號符號率和系統時鐘頻率的不同，延遲因子Z-'對應著不同數目的時鐘周期數，由此該可配置多相濾波器的運算資源可以在不同的時鐘周期裡進行復用。輸入數據經過若干延遲因子Z-1由若干多路選擇器501進行篩選，而該篩選過程則可以由抽頭更新及數據選擇邏輯子電路503進行控制，使其在[x("),x("-1),'-.，x("-屍+l)]和Wn-1),x(n-2),..，x(n-P)]兩組數據中選取一組，其中屍是可配置多相濾波器所用的抽頭個數。經過篩選後的數據將會通過運算子電路502而得到整數倍上採樣的樣點y(yfc)，運算子電路502包括若千乘法器505和加法器506,具體來說，即篩選後的^:據和濾波器的抽頭系^:[^,^,...,—，]對應相乘，最後通過加法器506得到>#)的輸出。上述抽頭係數[^，1,...,>1^1]由圖5中的抽頭更新及數據選擇邏輯子電路503從係數查找表504中讀出來，讀出位置隨輸入數據在輸入塊中位置的變化而變化。係數查找表504的數據是預先計算好的，可以存放在ROM中，也可存放在RAM中以便動態配置。循環輸入數據[x(O),x(2),.，x(iV-1)，x(O),;c(l),,，x(CZ—l)]經過可配置多相濾波器電路402後便得到整數倍上採樣的樣點序列[y(0),Kl),…,3^),H，這些樣點數據在位置上靠近最終要得到的輸出數據，其經過前處理單元201的最後一個模塊是插值電路403的插值操作後，即可以得到和表.l相對應的採樣率的M點數據輸出。上述插值可以使用多種算法，在通常情況下簡單的線性插值就足夠了。上述的可配置多相濾波電^各402及插值電^各403是前處理單元201的主要運算模塊。為簡化設計，對所有的DFT/IDFT變換點數，可配置多相濾波器的抽頭個數屍設置為固定值，同時係數查找表504的係數也固化在ROM中。接下來繼續介紹本發明中可配置FFT處理單元202的結構及其工作原理。請參見圖6,其為本發明實施例的一可配置FFT處理單元的結構圖。該可配置FFT處理單元202由若干基4單元和基2單元並配合若千多路選擇器601所構成。這種結構的可配置FFT處理單元202,其變換的最大長度為2048,這是為了和表.l的數據相對應，根據表.1,對應於不同的DFT變換長度W,相應的FFT變換長度^=2，是不同的。因此本發明所使用的可配置FFT處理單元202的變換長度是可以配置的，相應於LTE的上行鏈路，可配置FFT處理單元202的變換長度可以設置為16,32，64,128，256,512，1024，2048。為了實現上述可變換長度，在本實施例中可配置FFT處理單元202由5個基4單元和1個基2單元並配合4個多路選"ff器601所構成，並且其結合方式也是由上述變換長度所決定的。採用基4單元作為基本處理模塊的好處是能夠節省乘法器的個數，由於全部由基4單元組成的FFT處理器只能處理變換長度為4"的FFT,所以需要在流水級的最後添加一個基2單元，以便能夠處理變換長度為2fc但不是4"的FFT。上述每個基4/基2單元都對應著一個流水級，根據控制邏輯單元204給出的控制信息對輸入數據進行處理，並根據若干時鐘門控單元602控制該些基4/基2單元的關閉和開啟。該些基4/基2單元內部的資源包括蝶形運算模塊、存放旋轉因子的查找表、用以實現Cooley-Tukey算法對應的乘法器、以及存放輸入/輸出數據的緩存等。以變換長度為256的FFT為例，在這種情況下輸入數據x(")直接送到基4單元1,經過基4單元1，2,3,4的處理後直接由基4單元4輸出變換後的比特反轉順序的數據，而基4單元0和基2單元則不用工作，可以直接將其關閉以節省功耗。12可配置變換長度的FFT相對於固定變換長度的FFT而言，避免了使用大點數的FFT來計算小點數的FFT,從而提高了數據吞吐率；同時可以關閉不需要工作的部分，也節省了功耗。最後，我們對後處理單元203予以介紹，請參見圖7，其為本發明實施例一後處理單元的結構框圖。該後處理單元203包括頻域補償電路701、數據抽取及預映射電路702和緩存器703,其中頻域補償電路701的輸出端連接至數據抽取及預映射電路702的輸入端，而數據抽取及預映射電路702的輸出端則連接至緩存器703的輸入端。後處理單元203從可配置FFT處理單元202接收Af=2"w點輸入數據，通過頻域補償電路701對FFT變換後的給定位置上數據進行頻域補償，然後通過數據抽取及預映射電路702抽取需要的頻率點的數據得到W點數據，這就是DFT變換的結果。在這裡需要指出的是，頻域補償和數據抽取過程是相互獨立的，在實際處理過程中其順序是可以根據需要改變的，但其基本的原理是一致的，所以本實施例中僅以先頻域補償後數據抽取的順序予以介紹。時域上兩個信號的循環巻積的DFT等於這兩個信號的DFT的乘積，設輸入信號表示為其DFT變換為，由可配置多相濾波電路402及插值電路403級聯而成的濾波器的響應為AO)及相應的DFT變換為,則以下關係成立=一)<-"^=導)//(A:)(4)所以可配置FFT處理單元202的輸出必須進行頻域補償才能得到輸入x(")的DFT變換^Y(",也就是下式=(5)請參見圖8,其為本發明實施例的一頻域補償電路的結構圖。該頻域補償電路701包括複數乘法器子電路801、補償因子查找表802及補償因子產生邏輯子電路803,其中補償因子產生邏輯子電路803設置在所述複數乘法器子電路801和補償因子查找表802之間。補償因子產生邏輯子電路803從補償因子查找表802中讀取數據，產生補償因子之後送入複數乘法器子電路801與可配置FFT處理單元202輸出的結果相乘。上述補償因子查找表802中存放13的數值可以通過直接計算由可配置多相濾波電路402及插值電路403相級聯形成的複合濾波器的頻域響應得到，也可以存放該頻率響應的曲線擬合的係數以節省存^l空間。由於輸入的W點數據按照表.1進行了上採樣，並經過FFT變換之後產生了一些在其所能觀察到的頻謙範圍之外的頻域數據。因此，需要通過數據抽取及預映射電路702進行頻域數據的抽取以獲得需要的數據，丟棄原來頻帶範圍之外的數據。另外，經過可配置FFT處理單元202變換後的數據是按照比特反轉順序輸出的，要得到正常順序輸出的數據則必須使用一個額外的緩存器703以重新排序數據。本發明在實現過程中，為了節省存儲資源，可以將子載波映射的部分處理和解比特反轉結合起來，將數據直接寫入用以子載波映射的存儲器703,這就是預映射處理過程。這樣，後處理單元203即得到了DFT變換的最終結果。在硬體實現上，本發明使用的主要資源是乘法器和存儲器(包括RAM和ROM)。採用抽頭數目為8的可配置多相濾波器和線性插值器，前處理單元201和後處理單元203均使用18位的定點運算，可配置FFT處理器使用準浮點運算，計算結果和C語言模型的標準DFT的結果相比，其量化誤差SQNR可以達到60dB以上。3GPPLTE上行鏈路使用的最大帶寬為20MHz，如果我們使系統時鐘頻率達到120MHz,160MHz，200MHz或者240MHz,則每個數據符號(Symbol)對應著若干個時鐘周期，相應地則可以對系統硬體資源進行多倍復用。表.2給出了採用抽頭數目為8的可配置多相濾波器和線性插值器，對應不同時鐘頻率及不同復用倍數條件下的大致資源使用情況(不包括後處理單元與後面的子載波映射所共用的緩存)。tableseeoriginaldocumentpage14tableseeoriginaldocumentpage15表.2基於上述系統，本發明又提出一種用於3GPPLTE/4G無線通信的DFT/IDFT變換方法，該DFT變換方法包括如下步驟S110:前處理單元接收一塊W點數據W0),x(2),…,x(TV-l)]，對其進行上採樣率轉換，得到一M二2^w點數據的輸出。具體來說又包括如下步驟Slll:循環重構電路將輸入的7V點數據序列[;c(O),;c(l),x(2),,.-,-l)]進行循環化重構，得到輸出數據序列[x(O),;c(l)，x(2),...,x(W—1),x(O),x(l),'.',jc(CL-1)]，其中CL是重複數據的長度，也可以將後面的重複數據放置在原來輸入^據序列的前部；S112:可配置多相濾波器電路對循環重構後的數據進行整數倍上採樣，將可配置多相濾波器的抽頭係數預先計算好存放在係數查找表中，由抽頭更新及數據選擇邏輯子電路提供給各子運算電路，抽頭更新和數據選擇邏輯子電路選擇數據延遲線上兩組相鄰的輸入數據之一提供給運算子電路，運算子電路通過運算後得到整數倍上採樣的樣點序列[飛飛…,飛…-〗。S113:插值器電路接收經過可配置濾波器電路整數倍上採樣後的數據，進行插值操作，得到M二2，點適合FFT變換的數據，其中M和丄D7V的數值由控制邏輯單元確定，可以預先制定一個表以得到M和iV的對應關係。S120:可配置FFT處理單元接收所述前處理單元輸出的似=2￡潔點數據，並對其進行長度為似的FFT變換，然後將變換後的數據輸出至後處理單元。具體來說該可配置FFT處理單元可以由若干基4單元和基2單元相串接並配合若干多路選擇器所構成。每個基4/基2單元都對應著一個流水級，根據控制邏輯單元給出的控制信息對輸入數據進行處理，並根據若干時鐘門控單元控制這些基4/基2單元的關閉和開啟。這些基4/基2單元內部的資源包括蝶形運算模塊、存放旋轉因子的查找表、用以實現Cooley-Tukey算法對應的乘法器、以及存放輸入/輸出數據的緩存等。S130:後處理單元對所述可配置FFT處理單元輸出的^:據進行頻域補償、數據抽取及預映射處理後得到最終的DFT變換數據，需要指出的是，頻域補償和數據抽取過程是相互獨立的，在實際處理過程中其順序是可以根據需要改變的，但其基本的原理是一致的。具體來說，又可以分為如下步驟S131:頻域補償電路中的補償因子產生邏輯子電路從補償因子查找表中讀取數據，產生補償因子之後送入複數乘法器子電路與步驟S120中可配置FFT處理單元輸出的結果相乘，並將相乘後的結果輸入至數據抽取及預映射電路；S132:數據抽取及預映射電路對S131的輸出數據進行頻域數據的抽取以獲得需要的數據，並丟棄原來頻帶範圍之外的數據；S133:進行數據的預映射處理，即將子載波映射的部分處理和解比特反轉結合起來，將數據直接寫入用以子載波映射的存儲器。本發明通過前處理單元的上釆樣操作、可配置FFT處理單元的流水線式FFT變換以及後處理單元的頻域補償、數據抽取及預映射才乘作後，不僅可以高效地計算LTE上行鏈路所使用的DFT/IDFT，同時具有良好的可擴展性以適應未來的4G無線通信標準。另外可配置變換長度的FFT相對於固定變換長度的FFT而言，避免了使用大點數的FFT來計算小點數的FFT，從而提高了數據吞吐率；同時可以關閉不需要工作的部分，也節省了功耗。以上公開的僅為本發明的幾個具體實施例，但本發明並非局限於此，任何本領域的技術人員能思之的變化，都應落在本發明的保護範圍內。權利要求1、一種用於3GPPLTE/4G無線通信的DFT/IDFT變換系統，其特徵在於，該系統包括用於對輸入數據進行上採樣操作的前處理單元、使用流水線方式操作的可配置FFT處理單元、用於輸出最終DFT/IDFT變換結果的後處理單元及用以給所述前處理單元、可配置FFT處理單元及後處理單元提供控制信號的控制邏輯單元，所述前處理單元、可配置FFT處理單元及後處理單元依次相連，所述控制邏輯單元分別和所述前處理單元、可配置FFT處理單元及後處理單元相連。2、如權利要求l所述的系統，其特徵在於，所述IDFT變換系統還包括用以對輸入數據進行共軛操作的前共軛處理單元和後共軛處理單元，所述前共軛處理單元連接至所述前處理單元，而所述後共軛處理單元則連接至所述後處理單元。3、如權利要求l所述的系統，其特徵在於，所述前處理單元包括循環重構電路、可配置多相濾波器電路及插值電路，其中可配置多相濾波器電路的數據輸入端與循環重構電路的數據輸出端相連，插值電路的數據輸入端與可配置濾波器的凌t據輸出端相連。4、如權利要求3所述的系統，其特徵在於，所述可配置多相濾波器電路包括若千多路選擇器、運算子電路、抽頭更新及數據選擇邏輯子電路、係數查找表，所述係數查找表連接至所述抽頭更新及數據選擇邏輯子電路，所述抽頭更新及數據選擇邏輯子電路用以更新抽頭係數及控制所述多路選擇器選擇輸入數據。5、如權利要求l所述的系統，其特徵在於，所述可配置FFT處理單元包括若干依次串聯的基4和/或基2單元、若干用以選擇提供給各級基4/基2單元電路的輸入數據和最後一級的輸出數據的多路選擇器。6、如權利要求5所述的系統，其特徵在於，所述可配置FFT處理單元還包括時鐘門控電路，所述時鐘門控電路對應所述基4/基2單元，用以控制該些基4/基2單元的開啟和關閉。7、如權利要求l所述的系統，其特徵在於，所述後處理單元包括頻域補償電路、數據抽取及預映射電路，所述頻域補償電路的輸出端連接至所述數至所述頻域補償電路的輸入端。8、如權利要求7所述的系統，其特徵在於，所述後處理單元還包括緩存器，所述緩存器和所述數據抽取及預映射電路相連或者與頻域補償電路相連，所述緩存器是與權利1所要求的系統的後續系統共同使用的。9、如權利要求7所述的系統，其特徵在於，所述頻域補償電路包括複數乘法器子電路、補償因子查找表及補償因子產生邏輯子電路，所述補償因子產生邏輯子電路設置在所述複數乘法器子電路和補償因子查找表之間。10、一種用於3GPPLTE/4G無線通信的DFT/IDFT變換方法，其特徵在於，所述DFT變換方法包括如下步驟(1)前處理單元接收一塊iV點數據[x(O),x(l),x(2)，，;c(7V，對其進行上採樣率轉換，得到一M^2，點數據的輸出，變換長度7V按照LTE標準的要求有35種可能的取值，M和7V的關係可以預先制定成表；(2)可配置FFT處理單元接收所述前處理單元輸出的Af二2iW點數據，並對其進行長度為M的FFT變換，然後將變換後的數據輸出至後處理單元；(3)後處理單元對所述可配置FFT處理單元輸出的數據進行頻域補償、數據抽取及預映射處理後得到最終的DFT變換數據；所述IDFT變換方法只需先對前處理單元的輸入數據進行共軛操作，再對後處理單元的輸出數據進行共軛操作即可得到IDFT變換數據。全文摘要一種用於3GPPLTE/4G無線通信的DFT/IDFT變換系統，包括前處理單元、可配置FFT處理單元、後處理單元及控制邏輯單元，其中前處理單元、可配置FFT處理單元及後處理單元依次相連，而控制邏輯單元分別和前處理單元、可配置FFT處理單元及後處理單元相連。本發明通過前處理單元的上採樣操作、可配置FFT處理單元的流水線式FFT變換以及後處理單元的頻域補償、數據抽取及預映射操作後即可得到所需要的DFT/IDFT變換結果。因此本發明不僅可以高效地計算LTE上行鏈路所使用的DFT/IDFT，同時具有良好的可擴展性以適應未來的4G無線通信標準。文檔編號H04L27/26GK101465834SQ20091004518公開日2009年6月24日申請日期2009年1月12日優先權日2009年1月12日發明者呂正德申請人:呂正德