用於接收由離散多音調製產生的信號的數字接收機的製作方法

2023-05-16 01:10:51 2

專利名稱：用於接收由離散多音調製產生的信號的數字接收機的製作方法
技術領域：
本發明涉及一種用於接收由離散多音調製產生的信號的數字接收機，該接收機具有一個模/數轉換器和一個時域均衡器，其中由離散多音調製產生的信號被輸送給所述的模/數轉換器，並且時域均衡器後置於模/數轉換器。
離散多音調製(DMT)-也被稱作多載波調製-是一種調製方法，該方法尤其適用於在線性失真的信道上的數據傳輸。與諸如調幅等只具有一個載頻的所謂的單載波的方法相比，在進行離散多音調製時採用多個載頻。根據正交振幅調製(QAM)調製每個單獨的載頻的振幅和相位。由此可以得出多個QAM-調製的信號。其中每個載頻可以傳輸一定數量的比特。離散多音調製適用於被稱作OFDM(正交頻分多路)的數字無線電廣播DAB(數字音頻廣播)和被稱作非對稱的數字用戶線路(ADSL)的電話線路上的數據傳輸。
在採用非對稱的數字用戶線路時，藉助DMT調製的信號數據由交換機通過用戶線路傳輸給一模擬連接的用戶。其中通過ETSI(歐洲電信標準學會)-和ANSI(美國國家標準學會)的標準確定每個載頻具有約4kHz帶寬，並且最高可以傳輸達15Bit/s/Hz。由於每個載頻的Bit/s/Hz的實際數量可以是不同的，因而數據速率和發送頻譜可以與傳輸信道適配。
DMT-傳輸系統具有一個編碼器，該編碼器將有待傳輸的串行的數字數據信號比特匯集成碼組。每一組中的一定的比特數量是一個複數。該複數用於表示離散多音調製的載頻fi/T，其中i=1、2…、N/2，其中所有的載頻fi等距分布。T為一個碼組的延續時間。通過反向傅立葉變換用複數表示的載頻被變換成時域並直接構成一個有待發送的DMT-信號N取樣值。為了可以應用快速反向傅立葉變換，對N選用二的冪。因而可以減少為實現反向快速傅立葉變換所需的付出。
在反向快速傅立葉變換之後，加入一循環的前綴，其中取樣值的最後的M(M＜N)再次綴於碼組的開始處。因此當由傳輸信道產生的瞬態過程在根據時間TxM/N的M取樣值後被衰變時，將為接收機虛構一個循環的信號。由於在接收機內解調後必須僅與傳輸信道的反向傳輸函數相乘，以便消除傳輸信道的線性失真，所以可以通過循環前綴大幅度地降低接收機中的均衡花費。對每個載頻，此點需要一複數的或四個有理數相乘。
就ADSL而言，實線傳輸信道是電話網的一個雙線線路(銅雙芯線)。根據碼組的長度，雙線線路需要一個很長時間的瞬態過程。另一方面循環前綴佔用的附加的傳輸容量應儘可能地小。
在碼組長度N=512時，就ADSL而言確定出循環前綴M=32。但在M=32的值後雙線線路的瞬態過程尚未衰變。因此在接收機中就會出現附加的誤差，而這些誤差採用頻域均衡器是不能消除的。
只能在接收機中採取特殊的信號處理措施才能減少這類附加的誤差。
為此要在解調器前面設置一時域均衡器。時域均衡器是一個其係數是可調的數字橫向濾波器。時域均衡器旨在縮短傳輸信道的瞬態過程。有關時域均衡器的方案，請參見N．阿爾-達希爾和J.M．西奧菲發表的題為「多載波收發信機的最佳有限長度均衡」，電氣和電子工程師學會通信論文集，44卷，第一期，1996年1月(Al-Dhahir,N.,Cioffi,J.M.,「Optimum Finite Length equalization for Multicarrier Tranceivers」,IEEETrans.On Comm.,Vol.44,No.1,Jan.1996)。但其不足之處在於，作為時域均衡器採用的數字橫向濾波器具有大量的係數並且為實現數字橫向濾波器的自適應必須付出很大的花費。對20至40個係數的濾波長度，每秒鐘要進行大約5000萬至10000萬次乘法運算。另外為實現數字橫向濾波器的自適應必須對每個係數進行調整。
所以，本發明的目的在於提出一種用於接收採用離散的多音調製產生的信號的數字接收機，該接收機具有一個時域均衡器，該時域均衡器可以進行較快的自適應並且每秒鐘僅進行很少的乘法運算。
本發明的目的通過一種用於接收採用離散的多音調製產生的信號的數字接收機得以實現，該接收機具有一個模/數轉換器和一個時域均衡器，其中採用離散多音調製產生的信號被輸送給所述的模/數轉換器，並且時域均衡器接在模/數轉換器的後面。時域均衡器又具有一個其係數固定的數字濾波器，所述濾波器不需要為適配付出象應用自適應濾波器時所需的代價。
在一特別優選的實施方式中，數字濾波器具有作為固定係數的整數值。特別有益的是，採用整數值的運算比浮點運算付出的代價要低。
在另一特別優選的實施方式中，數字濾波器具有作為固定係數的用移位運算表示的數值。因此有益的是可以用付出的代價較低的移位運算替代乘法運算。
在一優選的實施方式中，數字濾波器具有一個在0Hz時的零位，因而可以有益地縮短傳輸系統的脈衝響應。
在另一優選的實施方式中，數字濾波器具有高通傳輸函數。
在一特別優選的實施方式中，數字濾波器具有由多個一階數字濾波器構成的串聯電路。有益地是，一階濾波器可以非常簡單地加以實現。
在另一特別優選的實施方式中，每個一階數字濾波器具有一個狀態存儲器、一個移位寄存器、一個數字減法電路和一個數字加法電路。其優點是，每個一階濾波器的結構都很簡單，其中不需要採用代價大的乘法器級。
下面將結合附圖對實施例加以說明，以便於對本發明的進一步的優點、特徵和應用的了解。圖中示出

圖1示出帶有用於接收採用離散的多音調製產生的信號的接收機的傳輸線路；和圖2示出本發明的時域均衡器的實施例；和圖3為說明本發明的時域均衡器作用的曲線圖。
在圖1中示出的帶有一個數字接收機12的傳輸線路中，DMT-發信機11產生一個由離散多音調製的調製信號。信號具有通過離散的多音調製產生的N/2載頻f1。其中用正交振幅調製對每個載頻的振幅和相位進行調製。在DMT-發信機11中，信號備有M個取樣值的循環前綴並通過數/模轉換被轉換成用於傳輸的模擬信號。DMT-發信機11將信號通過傳輸信道1傳輸給數字接收機12。
傳輸信道1是一個線性失真信道。就ADSL-傳輸線路而言，傳輸信道是一個雙線線路。這種由傳輸信道1產生的線性失真在接收機12中被在該頻段工作的均衡器消除。
在數字接收機12中，信號被輸送給模/數轉換器2，該模/數轉換器將信號轉換成數字值Uk序列。
數字值Uk序列被輸送給時域均衡器3。時域均衡器3用於縮短DMT-發信機11、傳輸信道1和時域均衡器3本身的瞬態時間。當瞬態時間超過循環前綴時間時，在數字接收機12的判定電路70至7n中將出現誤差。時域均衡器3將縮短瞬態時間，而又不會產生用於傳輸的頻段中的零位。為此，時域均衡器3具有一個帶有固定係數的數字濾波器，該數字濾波器具有下述的傳輸函數(z=Uk)H(z)=v=1n(1-z-11-cvz-1)]]>其中 cv=±(1-2-L)(1)該函數是多級數字濾波器的傳輸函數，所述數字濾波器具有固定的係數c並且該函數由n個具有下述傳輸函數的一階第二數字濾波器的串聯電路形成Hv(z)=1-z-11-cvz-1]]>其中 cv=±(1-2-L)(2)時域均衡器3的傳輸函數H(z)具有在0Hz時的零位並因此是高通濾波器的傳輸函數。所以可以最有效地縮短傳輸信道的瞬態過程。
由時域均衡器3產生的數字值被輸送給串/並行轉換器4，該轉換器用於消除循環前綴並產生碼組，該碼組被輸送給快速離散傅立葉變換器5。
快速離散傅立葉變換器5將用碼組表示的時域信號轉換成頻域。在快速傅立葉變換器5的輸出端的每個被變換的碼組具有N/2個複數。用每個複數表示離散多音調製的一個載頻fi=i/T其中i=l、2、…、N/2，其中所有的載頻fi等距分布。T是一個碼組的時間。
每個載頻f1……,fn/2有一個頻域均衡器60、…、6m後置於快速離散傅立葉變換器5，頻域均衡器用於進行頻率範圍內的均衡。為此表示載頻的每個被轉換的碼組的複數乘以傳輸信道1的反傳輸函數。此點需要一複數的或四個有理數相乘。
對每個頻域均衡器60、…、6m分別後置一個判定電路，該判定電路由頻域均衡器70、…、7m的輸出信號產生一個多階值。
解碼輸出電路80、…、8m的輸出信號並行輸送給並/串行轉換器9，並/串行轉換器與數據接收器10連接。並/串行轉換器9將數字數據串行流輸送給數據接收器10，所述數字數據與DMT-發送器11的數字數據相符。
在圖2中示出本發明的時域均衡器的實施例。
時域均衡器具有由根據公式(2)的傳輸函數的由一階n個第二數字濾波器的串聯電路。在圖2中僅示出一階的兩個第二數字濾波器100和200。其它的一階第二數字濾波器用點線示意示出。
所有的一階第二數字濾波器100和200的結構相同。一離散的輸入值序列被輸送給數字減法電路101及201的第一反向輸入端並被並行輸送給一數字加法電路103及203的第一非反向輸入端。數字加法電路103及203的輸出是一階第二數字濾波器的輸出並被並行反饋到數字減法電路的非反向輸入端並通過一移位寄存器被反饋到數字減法電路101及102的第二反向輸入端。移位寄存器104及204將離散輸出值與按位右移相乘。因此，離散輸出值與一整數2-L相乘。數字減法電路101及202的輸出通過一狀態存儲器102及202被輸送到數字加法電路103及203的第二非反向輸入端。狀態存儲器102及202促使產生節拍的一個節拍周期的遲延，按該節拍周期離散輸入序列周期循環。
當選擇L=0時，第二數字濾波器100和200是非遞歸的。在此情況下，根據公式(2)的係數cv為零。
一圖中未示出的實施例的區別是，第二數字濾波器的整數2-Lv在反饋路徑上與第二數字濾波器的離散輸出值相乘。在該實施例中根據公式(1)的每個第二數字濾波器的係數cv都是不同的並且由第二數字濾波器的串聯電路構成的數字濾波器具有根據公式(1)的傳輸函數。
圖3示出本發明的時域均衡器的六個不同的實施例效果的兩個曲線圖。為此，在一個其長度為3km的雙線線路和其銅線直徑為0.4mm的ADSL-傳輸系統中，對在判定電路輸入端上的信躁比進行模擬。其中僅觀察時域均衡器的影響。圖中繪製出在整個為ADSL-傳輸所利用的頻域上的信躁比。圖中對具有傳輸函數為H1(z)至H6(z)的六個不同的時域均衡器中的每一個給出曲線。傳輸函數H1(z)至H6(z)為H1(z)=1-z-1H2(z)=(1-z-1)2H3(z)=(1-z-1)3H4(z)=(1-z-1/1-0.5·z-1)(3)H5(z)=(1-z-1/1-0.5·z-1)2H6(z)=1-z-1/1-0.5·z-1)3為進行比較，圖中給出沒有時域均衡器的曲線和具有帶32個係數(32個分接頭)的最佳時域均衡器的曲線。從兩個曲線圖中可以明顯地看出在低頻率範圍中對信躁比的改善。在具有二階、三階或更高階的數字濾波器的時域均衡器中，具有從大約300kHz開始的32個係數的最佳時域均衡器的信躁比的差別只有幾dB。
權利要求
1．數字接收機，用於接收採用離散的多音調製產生的信號(12)，該接收機具有一模/數轉換器(2)和一後置於模/數轉換器的時域均衡器(3)，其中採用離散的多音調製產生的信號被輸送給該模/數轉換器，其特徵在於，時域均衡器(3)具有一個帶有固定係數(104、204)的數字濾波器。
2．按照權利要求1所述的數字接收機，其特徵在於，數字濾波器(100、200)具有的固定係數(104、204)為整數值。
3．按照權利要求1或2所述的數字接收機，其特徵在於，數字濾波器(100、200)具有的固定係數(104、204)為由移位運算表示的值。
4．按照上述權利要求中任一項所述的數字接收機，其特徵在於，數字濾波器(100、200)具有在0Hz時的零位。
5．按照上述權利要求中任一項所述的數字接收機，其特徵在於，數字濾波器(100、200)具有高通傳輸函數。
6．按照上述權利要求中任一項所述的數字接收機，其特徵在於，數字濾波器具有多個一階數字濾波器(100、200)。
7．按照權利要求6所述的數字濾波器，其特徵在於，每個一階數字濾波器具有一個狀態濾波器(102、202)、一個移位寄存器(104、204)、一個數字減法電路(101、201)和一個數字加法電路(103、203)。
全文摘要
本發明涉及一種數字接收機,用於接收採用離散的多音調製產生的信號,該接收機具有一模/數轉換器和一後置於模/數轉換器的時域均衡器,其中採用離散的多音調製產生的信號被輸送給所述模/數轉換器。根據本發明時域均衡器具有一個帶有固定係數的數字濾波器。
文檔編號H04J11/00GK1320316SQ99811397
公開日2001年10月31日 申請日期1999年9月1日 優先權日1998年9月28日
發明者海因裡希·申克 申請人:印芬龍科技股份有限公司