用於開關調節器的控制器、開關調節器和光源的製作方法

2024-02-13 19:55:15

專利名稱：用於開關調節器的控制器、開關調節器和光源的製作方法
技術領域：
本發明涉及用於開關調節器的控制器。本發明還涉及包括這種控制器的開關調節 器並涉及包括這種開關調節器的光源。
背景技術：
附圖中的圖1示出了用於通過負載1供給受控的目標電流的開關調節器的公 知類型。該調節器屬於滯後自激振蕩降壓變換器(hystereticself-oscillating buck converter)類型的，並且這種調節器的典型應用是用於通過負載供給受控的目標電流，其 可以包括多個串聯發光二極體(LED)。該調節器包括控制器2，其體現為單片集成電路，並設置有外部電感器3、二極體4 和電流傳感電阻器5。控制器2包括具有連接至輸入接線端7和8的輸入端的電流監測器 6，所述輸入接線端7和8跨接電阻器5。電流監測器6為電壓-電流變換器或跨導放大器 形式，用於將它的輸入端之間的電壓變換成對應的電流，電流通過電阻器9到達控制器2的 連接至接地11的接地接線端10。在電阻器9上所產生的有效電壓被供給至滯後比較器12 的反相輸入端。比較器12的非反相輸入端連接至接線端13，用於接收用於設置通過負載1的目標 受控電流的電壓。比較器12的輸出端連接至柵極驅動器14的輸入端，該柵極驅動器14的 輸出端連接至用作電子開關的場效應電晶體15的柵極(或者可替換地，連接至雙極電晶體 的基極)。柵極驅動器14在比較器12和電晶體15之間提供接口，例如供給用於控制晶體 管15的具有合適的電平和功率的驅動信號。電晶體15的源極連接至接線端10，而漏極連 接至接線端16。接線端16連接至電感器3的一個接線端，並連接至二極體4的陽極，二極體4的 陰極連接至接線端17，用於接收來自電源的電源輸入。負載1和電阻器5在接線端17和電 感器3的第二接線端之間串聯連接。調節器的操作由附圖中的圖2的波形示。上示了電晶體15的開關狀態， 中示了在傳感電阻器5上產生的檢測電壓，下示了通過負載1的電流。當電源供 給至接線端17時，最初沒有電流通過負載1、電感器3和電阻器5。因此，比較器12的反相 輸入端低於接線端13的電壓，使得比較器12的輸出為高。這經由柵極驅動器14接通晶體 管15，使得電阻器5、負載1和電感器3在電源的輸出端之間串聯連接。因此，通過電阻器 5、負載1和電感器3的電流增加，電阻器5上的電壓增加。因此，電阻器9上的電壓增加。比較器12屬於具有上、下開關閾值的滯後類型。在典型的應用中，這種滯後設為 對應於平均目標輸出電流的30%。當比較器12的反相輸入端處的電壓上升為大於接線端 13處的電壓的15%時，比較器12的輸出下降並切斷電晶體15。已經存儲在電感器3中的 磁場開始衰減，並開始驅動反電動勢(EMF)，使得電流經由二極體4繼續流過電阻器5和負 載1。該電流直到比較器12的反相輸入端的有效電壓下降低於下閾值才下降。在這一點 上，比較器的輸出上升並接通電晶體15。因此，電流從電源流過電阻器5、負載1和電感器3，直到再次達到比較器12的上閾值。因此，調節器自激振蕩並產生具有鋸齒波形負載電流，其具有波峰值IthH和波谷值IthL，如圖2中的下圖所示。開環控制由包括電流監測器6的第一電路提供。供給至負載1的實際輸出電流取 決於比較器開關閾值，其通常由參考電壓設定，並取決於電路偏移以及增益誤差、溫度和源 電壓變化、以及從輸入接線端7和8到輸出接線端16的通過控制器的傳播延遲。例如，在 電流監測器輸出端處測量的源自在電流監測器6中的偏移的任何直流偏移、開關閾值的設 定或者比較器將引起平均負載電流偏離額定目標電流。高水平的直流電精度在電流監測器 6和比較器12中對降低這些誤差是必要的。然而，如隨後所描述的，電流監測器6和比較器 12需要「快」，並且這與直流精確度的要求相衝突。圖2圖示了圖1的調節器在沒有開關延遲、直流偏移和構成性能的類似項的理想 情況中的操作。然而，在實際中，這些各種誤差機制不同程度地存在。附圖中的圖3圖示了 考慮從控制器的輸入接線端7和8到輸出接線端16的傳播延遲的實際操作。特別地，當通 過傳感電阻器5的電流朝向上峰值和下峰值成斜線時，該電流將達到對應於相應的比較器 開關閾值或「理論滯後(theoretical hysteresis) 」的值，如圖3中的中圖所示。然而，在 達到理論滯後開關閾值和電晶體15的狀態轉換之間存在延遲，這導致圖3中圖示的「實際 滯後(actual hysteresis) 」。傳播延遲在圖3的下圖中圖示為tpdH和tpdL，所產生的波 峰值和波谷值圖示為lout max和lout min。附圖中的圖4圖示了當通過電阻器5、負載1和電感器3的電流以兩個不同的速率 上升(例如對應於兩種不同電源電壓的應用)時會發生什麼。對於恆定的電源電壓和不同 的負載電壓，或者對於不同的電源電壓和不同的負載電壓，出現相似的問題，但為了簡單起 見，並且為了不喪失一般性，詳細的分析將限於不同的電源電壓和常數負載。對於低源電壓20和高源電壓21，圖示了電阻器5上的檢測電壓。理論檢測閾值由 虛線所示，波形已經被同步以在A點同時與理論閾值相交。由於通過控制器的傳播延遲、電晶體15的狀態在A點保持不變，且直到到達對應 于波形點C和E的時間才改變。因此，由波形20表示的低源電壓的實際或有效開關閾值在 23處示出，而對於高電壓源，波形21較高，並在24處示出。對於任何情況，在電晶體15切斷時通過負載1的電流的變化速率將相同，使得電 阻器5上的電壓將以相同的速率下降，如波形20和21的部分20』和21』所示。因此，這些 波形將在不同的時間與理論檢測閾值22相交，由圖4中的B和D表示。因此通過調節器的 傳播延遲對於不同的源電壓引起不同的誤差項，圖4中的誤差項由三角區域ABC和ADE表 示。正的過衝向通過負載的平均電流添加錯誤項，使得它比目標值高。圖5圖示了下降時的檢測電壓，對應於電晶體15切斷。當檢測電壓下降為低於低 的理論檢測閾值25時，傳播延遲允許檢測電壓繼續下降，直達它到達H點。在檢測電壓的 變化速率由通過負載的電流決定並且不依賴於源電壓時，下降檢測電壓由單波形26示出。 然而，當電晶體15在傳播延遲的結束處打開時，通過負載的電流和檢測電壓將以依賴於供 給至調節器的電源電壓的速率上升。所產生的波形20和21分別地對應於圖4中示出的不 同源電壓的波形20和21。這產生與三角形FGH和FJH的面積成比例的多於兩個的誤差項。 負的過衝從平均電流消去誤差項，使它低於目標值。如果調節器的佔空因數(duty cycle)約為50%且傳播延遲在橫跨兩個開關閾值時相似，則正、負「過衝」誤差項可以相互消除。然而，在正常操作期間，結果通常將是不對稱 的，實際平均負載電流將不同於目標值。當開關頻率高時，這在工作循環的末端特別明顯， 其中電晶體15以相對短的時間打開或關閉，並且與脈衝寬度相比，傳播延遲變得很重要。如圖4和5所示，三角形ADE和FJH的面積相似，對於對應于波形21的高電源電 壓，平均負載電流將接近目標負載電流。然而，三角形ABC和FGH的面積實質上不同，使得 對於對應于波形21的源電壓，平均輸出電流將低於目標值。調節器的工作頻率主要由電感器3的電感L和由比較器滯後作用決定的輸出電流 紋波決定。雖然調節器可以在相對寬的範圍內工作，但不希望頻率過高，因為開關損耗會變 得相當大且不可接受。如果開關頻率變得過低，這可能引起來自電感器的音頻噪聲，並且可 能損害電磁兼容性(EMC)。調節器通過改變輸入接線端13處的電壓來控制，例如，用於在用作負載1時允許 LED調光。當輸入端13處的電壓降低時，輸出電流和紋波都下降，但開關頻率增加。電效率 可能因此會削弱用於變暗(dimmed)的輸出電流。

發明內容
根據本發明的第一方面，提供了 一種用於開關調節器的控制器，包括用於控制用 於將電流切換到電感器中的開關的滯後比較器，比較器具有上閾值和下閾值；第一電路，用 於將表示電感器中的瞬間電流的第一信號供給至比較器；和第二電路，用於將表示目標調 節器輸出和實際調節器輸出之間的誤差的第二信號供給至比較器。例如，第二信號可以是作為負反饋信號施加的平均信號，負反饋信號修正輸入電 壓至比較器，由此控制平均電感器電流。在本說明書中通過術語「平均」意味著在多個開關 循環內平均的平均值，例如至少3個開關循環，優選至少5個，更優選至少10個。第二信號可以作為修正電阻器上的電壓的電流的形式的負反饋在輸入處施加至 比較器。換句話說，本發明的第一方面可以提供一種用於開關調節器的控制器，包括用於 控制用於將電流切換到電感器中的開關的滯後比較器，比較器具有上閾值和下閾值；第一 電路，用於將表示電感器中的瞬間電流的第一信號供給至比較器；和第二電路，用於將表示 目標調節器輸出和實際調節器輸出之間的誤差的第二信號供給至比較器，其中第二信號可 以作為修正輸入電壓的負反饋信號施加至比較器的平均信號。第二信號可以作為修正電阻器上的電壓的電流的形式的負反饋在輸入處施加至 比較器。控制器可以是用於開關電流調節器的控制器。第二電路可以具有比第一電路慢的響應時間。第二電路可以包括積分器。積分器 可以設置為對目標調節器輸出和實際調節器輸出之間的差進行積分。積分器可以具有調節 器工作期間的幾個開關循環周期的數量級的時間常數，例如至少3個開關循環周期，優選 至少5個，更優選至少10個。第一和第二電路可以分別地具有第一輸入端和第二輸入端，第一輸入端和第二輸 入端是可連接的，或者連接在一起，並且第二電路可以包括柵極，柵極設置為，在開關斷開 時通過來自第二輸入端 的信號，並在開關接通時阻止來自第二輸入端的信號。柵極可以設置為由比較器控制。比較器可以設置為提供滯後百分比，其為目標調節器輸出的函數。滯後百分比可 以與目標調節器輸出成比例。滯後百分比可以與第一項和第二常數項的和成比例，第一項 與目標調節器輸出成比例。比較器可以設置為提供滯後百分比，其為工作時調節器的開關頻率的函數。滯後 百分比可以與開關頻率成比例。比較器可以具有第一輸入端和第二輸入端，第一輸入端設置為接收第一和第二信 號，第二輸入端用於接收來自第一調節輸入端的用於設定目標調節器輸出的調節信號。第 二電路可以具有輸入端，用於接收連接至第一調節輸入端的目標調節器輸出。第二電路可 以具有輸入端，用於接收連接至第二調節輸入端的目標調節器輸出。第一調節輸入端可以 連接至分壓器的輸入端，分壓器的輸出端連接至第二調節輸入端。第二電路可以包括進一 步的比較器，其具有連接至第一和第二調節輸入端的第一和第二輸入端，以及用於控制柵 極的激活或旁路的輸出端。控制器可以包括開關。
開關可以電晶體。根據本發明的第二方面，提供了一種開關調節器，包括根據本發明的第一方面的 控制器和電感器。該調節器可以包括與電感器串聯並連接至第一電路的第一傳感電阻器。第一傳感 電阻器可以連接至第二電路。調節器可以包括與調節器的輸出端串聯並連接至第二電路的第二傳感電阻器。調節器的輸出端可以經由二極體連接至電感器。根據本發明的第三方面，提供了一種光源，包括連接至根據本發明的第二方面的 調節器的至少一個發光器件。因此，能夠提供一種性能改進的控制器和調節器，特別是關於輸出電流的穩定性 的改進。例如，傳播延遲和過衝的影響基本可以降低，從而例如可以降低目標輸出電流的隨 著輸入源電壓變化的變化。而且，溫度和/或時間的偏移和漂移的影響可以降低。在一些 實施方式中，開關頻率的變化可以降低。還能夠提供可以以降壓模式、升壓模式或升_降壓 模式操作的實施方式，例如，使用共同的控制器用於所有這些模式。本發明提供了使用單個 感測元件以提供控制的好處，給出了降低誤差、成本和尺寸的可能性。與現有技術相比，與 兩個平行處理進程結合的單個檢測元件的合併可以提供快速的操作和改進的控制。


參照附圖，以舉例的方式，將進一步描述本發明，其中圖1為公知類型的調節器的方塊示意圖；圖2為波形圖，圖示在圖1中示出的類型的理想調節器中產生的波形；圖3為波形圖，圖示圖1中示出的類型的實際調節器的使用期間產生的波形；圖4和5為詳細波形圖，圖示如圖3中圖示的操作期間的過衝和下衝；圖6為構成本發明的第一種實施方式的開關電流調節器和控制器的方塊示意圖；圖7圖示了圖6的調節器的滯後控制的示例；
圖8圖示了圖6的調節器的電流監測器的示例；圖9圖示了圖6的調節器的需求電流源的示例；
圖10圖示了圖6的調節器的滯後控制的另一示例；圖IlaUlb和1 Ic為針對調節電壓的輸出電流、輸出電流紋波和開關頻率圖；圖12為構成本發明的第二種實施方式的開關電流調節器和控制器的方塊示意 圖；圖13為構成本發明的第三種實施方式的開關電流調節器和控制器的方塊示意 圖；圖14為圖示線圈電流、電晶體電流和負載電流的波形圖；圖15為構成本發明的第四種實施方式的開關電流調節器和控制器的方塊示意 圖；圖16為構成本發明的第五種實施方式的開關電流調節器和控制器的方塊示意 圖；和圖17為構成本發明的第六種實施方式的開關電流調節器和控制器的方塊示意 圖。
具體實施例方式在附圖中相同的附圖標記涉及相同的部件，並且之前已經描述的那些部件和操作 方面將不再詳細描述。圖6中示出的控制器和調節器屬於與圖1中示出的大體相同類型的。特別地，圖6 中元件1至17與圖1中對應的元件相同，將不再描述。而且，基本操作與圖1中描述的相 同之處在於，調節器屬於「降壓(buck) 」類型的，並且自激振蕩，從而根據比較器滯後、電感 器3的電感L和供給至「調節(adjust)」 (ADJ)輸入端13的電壓控制通過負載1的電流。在圖6中，滯後控制裝置30與比較器12分開地示出，並在圖7中圖示。調節電壓 Vaw供給至例如為跨導放大器形式的電壓-電流轉換器31，其供給等於K1XVaw的輸出電流 I。ut，其中K1為常數，並表示轉換器31的跨導(transconductance)。輸出電流供給至極性 選擇電路32，該極性選擇電路或者在沒有進一步處理的情況下供給來自轉換器31的輸出 電流，或者根據方向選擇信號使該電流的極性反相。比較器12的輸出C0MP0UT用作方向選 擇信號，並且電路32的輸出與電流監測器6的供給至電阻器9和比較器12的反相輸入端 的輸出合併。圖6中示出的控制器2的電流監測器6為「快速」電流監測器，在損害諸如直流偏 移等其它參數的情況下，響應速度或低傳播延遲被優化。例如，電流監測器6包括如圖8中 示出的電流源跨導放大器結構。該監測器包括快速運算放大器33，其輸出連接至場效應晶 體管34的柵極(或雙極結電晶體的基極)。運算放大器33的非反相輸入端連接至輸入接 線端7。電晶體34的源極連接至運算放大器33的反相輸入端，並經由電阻器35連接至輸 入接線端8，並連接至電源輸入端17。電晶體34的漏極形成快速電流監測器的輸出端，使得 源自監測器的輸出電流等於電阻器5上的電壓降乘以監測器的(固定的)跨導(或互導)。輸入接線端7和8連接至另一個「精確(accurate) 」電流監測器36，其也將傳感電 阻器5上的電壓降轉換成輸出電流。電流監測器36可以具有如圖8所示的相同的一般電路結構，但運算放大器的精確度被優化了，具有低帶寬並具有內部頻率補償。放大器36的 轉換速率低於快速電流監測器6的轉換速率，但諸如電流和電壓偏移的誤差和公差更低， 使得監測器36的輸出電流提供通過電阻器5、並因此通過負載1和電感器3的電流的更好 的表示。 輸入端13還連接到需求電流源37，並設置為將調節電壓Vaw轉換成對應的電流。 需求電流源37還可以為跨導放大器的形式，並且適合的配置在圖9中示出。源37包括「精 確」運算放大器38，例如類似於設置在電流監測器36的精確運算放大器。運算放大器38 的非反相輸入端連接至輸入端13。放大器38的輸出連接至場效應電晶體39的柵極，該晶 體管的漏極形成需求控制源37的消耗電流輸出端(current-sinking output)，並且其源 極連接至放大器38的反相輸入端，並連接至電阻器40的第一接線端，電阻器40的第二接 線端連接至接地接線端10。電流監測器36的輸出和電流源37連接到差分電路節點41，該差分電路節點41的 輸出端連接至積分器42的輸入端。例如，積分器42可以包括具有連接在其輸出端和反相輸 入端之間的積分電容器的運算放大器，其中節點41可以由運算放大器的反相輸入端形成。 積分器42的輸出端供給電流，該電流是相對於電流監測器36的輸出和電流源37之間的差 的時間的積分。積分器42的輸出電流與電流監測器6和滯後控制裝置30的輸出電流合併 以提供輸入信號COMPIN到比較器12的反相輸入端，以在電阻器9上產生的電壓的形式。電流監測器36、電流源37、電路節點41和積分器42形成第二電路，第二電路以負 反饋信號形式提供第二信號到比較器12，用於相對於由滯後控制裝置30限定的比較器12 的開關閾值改變由電流監測器6提供的第一信號。積分器42具有為調節器的開關頻率處 的多個循環的數量級(order)的時間常數。因此，由積分器42供給的第二信號比由電流監 測器6供給的第一信號改變的更慢，並提供了對通過負載1的平均電流中的誤差的精確表 示。第二信號相對於開關閾值改變第一信號的電平，從而最小化由差分節點41產生的在平 均負載電流和由施加到接線端的電壓決定的目標負載電流之間的誤差信號。因此，不管諸 如開關閾值和直流偏移、傳播延遲、在接線端17處的輸入電壓等等的參數的變化，第二電 路確保通過負載1的平均電流保持在目標值處或接近目標值。積分器42如此起作用，使得實質上不需要輸入誤差將它的輸出驅動為所要求的 狀態。這是因為電流監測器36和電流源37具有非常高的輸出阻抗。積分器在迴路響應中 提供主導極點(dominant pole)，該極點的頻率可以被調節以使控制迴路的總響應與系統 的要求匹配。在降壓模式中，誤差信號僅用來修正由快速控制迴路產生的輸出電流，其通常相 當接近目標值。因此，修正量不需要很大，並且控制迴路的增益不需要很高。而且，當修 正信號保持為主要地與工作範圍內的輸出電流成比例時，控制迴路所要求的增益在調光 (dimming)期間不會明顯改變。這意味著迴路穩定性的約束在工作範圍內也滿足了，不需要 改變積分器的時間常數，使得積分器可以完全形成在包含控制器2的集成電路中。當圖6中示出的調節器用來向諸如發光二極體之類的光發射器形式的負載1供給 能量時，光源可以通過降低在輸入接線端13上的電壓調光。除了降低通過負載1的平均電 流，比較器12的開關閾值之間的決定紋波電流的滯後也線性減少，因為它設為在輸入端13 處的電壓的固定百分比，例如30%。開關調節器的工作頻率與電感器3的電感L成反比，並與由比較器12的滯後決定的紋波量成反比。為了限制開關頻率降低的程度，如圖10所 示，補償裝置可以設置在滯後控制裝置30內。比較器12的輸出供給至包括可再觸發單穩 態裝置43和積分器44的檢頻器。積分器44的輸出供給至連接至倍增器46的一個輸入端 的放大器45。倍增器46用轉換器31的輸出乘放大器的輸出。因此，如果工作頻率低於預 定值，檢頻器降低用作產生滯後的電流量，以將開關頻率保持在預定最小值之上。
如前所述，通過向輸入端13施加低電壓來降低負載電流容易使開關頻率增加。通 過增加恆定電流並降低比例電流(proportional current)的增益，因為輸入端13處的電 壓降低使得頻率變化更小，滯後百分比可以更大。如圖10所示，求和節點47設置在轉換器 31的輸出端和倍增器46之間。求和節點47接收恆定輸入值，與圖7中示出的相比，轉換 器31的跨導降低。如圖Ila所示，圖7中的滯後控制裝置的輸出電流和輸入端13處的調 節電壓Vaw之間的轉換功能由跨導48表示。通過改變增加並增加常數項，跨導由圖Ila中 的線49表示。紋波的百分比和圖7的滯後控制裝置的開關頻率與調節電壓之比分別由圖 lib和Ilc中的曲線50和51表示，同時，用於降低的增益和常數項的紋波和開關頻率分別 由曲線52和53表示。圖12圖示了以「升壓(boost)」模式操作的開關調節器。調節器使用控制器2，其 與圖6中示出的控制器不同之處僅在於，精確電流監測器36的輸入端連接至輸入接線端54 和55，輸入接線端54和55從連接到快速電流監測器6的輸入端的輸入接線端7和8分開。 為了方便，控制器2可以設置有分開的輸入端54和55，並且通過在形成控制器的集成電路 的外部將輸入端54和55分別地連接至輸入端7和8隨後可以用在如圖6中所示的降壓模 式中。為了在升壓模式中操作，電感器3連接在控制器2的輸入接線端7和輸出接線端 16之間。負載1與第二電流傳感電阻器56和二極體4串聯連接在接地11與輸出接線端 16之間。因此，快速電流監測器6監測通過電感器3的電流，而精確電流監測器36監測通 過負載1的電流。該控制器的操作類似於在降壓模式中的控制器的操作。然而，由於負載 電流的平均值小於通過電晶體開關15的電流的平均值，則要求形成控制迴路並包括電流 監測器36、電流源37、電路節點41和積分器42的第二電路在快速電流監測器6的輸出端 添加較大的修正電流。修正電流包括在主要操作情形下的正常誤差成分加開關和負載電流 之間的差。圖13圖示了以升-降(buck-boost)模式操作的調節器。控制器2與圖12中示出 的控制器相似，唯一的不同在於該調節器電路為負載1返回到電源接線端17而不是接地。在升壓模式中，傳感電阻器56在操作期間經歷大的共模電壓變化。通過具有良好 的高頻下的共模抑制(common-mode re jection)，精確電流監測器因此必定能夠精確地響 應負載電流的不連續特性。圖14的上波形圖示了通過電感器或線圈3的電流，中間波形圖 示了通過電晶體15的電流。下波形圖示了通過負載1的電流，並且特別地，圖示了大的共 模成分，其由傳感電阻器56轉換成用於精確電流監測器36的輸入電壓。雖然能夠添加與 負載1平行的大電容器以平緩負載電流並降低共模偏移，這種電容器用作儲存器，並且如 果脈寬調製調光被施加至調節器，則調光範圍被降低。為了減少這種問題，並消除對傳感電阻器56的需求，可以使用圖15中示出的調節 器。精確電流監測器36的輸入還連接(在集成電路內部中或外部地)到輸入端7和8，並且去除傳感電阻器56，使得負載1與二極體4串聯在輸出接線端16和接地之間。流過電 阻器5和電感器3的電流不是流過電晶體15就是流過二極體4和負載1。 這種電流流動通路由比較器12的輸出決定，其控制電晶體15的開關。當電晶體15不導通 或關斷時，通過監測在電阻器5中的電流，比較器的輸出因而可以被用來控制用於推斷負 載中的電流的配置。如圖15所示，限幅電路57形式的柵極設置在精確電流監測器36和電路節點41 之間。限幅電路57由比較器12的輸出控制。特別地，當比較器輸出為高以使電晶體15接 通時，限幅電路57有效地使精確檢測器36的輸出與電路節點41斷開，以忽略通過傳感電 阻器5、電感器3和電晶體15的電流。當比較器的輸出為低水平以使電晶體15關斷時，電 流流過電感器3、電阻器5、負載1和二極體4。因此，限幅電路57將精確電流監測器56的 輸出連接至電路節點41。到精確電流監測器36的輸入對應於圖14中的上波形，以便不需 要精確電流監測器來處理大的共模信號。限幅電路57確保包括積分器42的第二電路僅響 應於通過負載的電流。限幅電路57可以由任何合適的電路形成，一個示例是差分對電晶體，用於根據比 較器12的輸出狀態操縱來自精確電流監測器的電流或者到接地或者到電路節點41。圖15中示出的控制器2不同於上述的那些控制器的地方在於，到需求電流源37 的輸入端不連接至輸入接線端13，而是連接至它自己的輸入接線端58。來自圖15的調節 器的負載電流的平均值必須限定為通過電感器3的電流的平均值的一部分。通過電感器3 的電流由電阻器5的值和在輸入端13處的電壓「限定(defined)」。如果需求電流源的輸 出降低因子k，則負載電流將降低相同的因子。如圖15所示，這是通過在輸入端13和58之間設置電阻器59和60形式的分壓器 來實現的。用於控制調節器的電壓供給至輸入端13，並且在經由輸入端58施加至需求電流 源37的輸入端之前，減低分壓器的衰減因子k。圖15的調節器在升壓模式下操作。然而，本質上相同結構，特別地，相同的控制器 2可以用在升-降壓模式中。適合的配置如圖16所示，其與圖15僅有的不同之處在於，負 載1返回電源輸入端17而不是返回接地11。圖17圖示了圖16中示出的類型的轉換器，其允許自動決定預期的操作模式，並相 應地激活或不激活限幅電路57。限幅電路57的激活或不激活由比較器61控制，比較器61 具有連接至衰減器62的輸出端的反相輸入端，衰減器62的輸入端連接至接線端13。比較 器61的非反相輸入端連接至接線端58。在升壓和升-降壓模式中，根據由包括電阻器59和60的分壓器提供的衰減，接線 端58處的電壓小於接線端13處的電壓。因此比較器61的輸出為低，並且這使得限幅電路 57能夠工作。當控制器2用在降壓模式中的調節器中時，因為負載1和電感器3串聯並通 過相同的電流，輸入端58直接地連接至接線端13。比較器61的輸出為高，這使限幅電路 57不工作，並將精確電流監測器36的輸出端連接至電路節點41。因此，能夠提供控制器2， 其不需要用於確定它的操作模式的分離的輸入接線端。
權利要求
一種用於開關調節器的控制器，包括用於控制用於將電流切換到電感器(3)中的開關(15)的滯後比較器(12，30)，所述比較器(12，30)具有上閾值和下閾值；和第一電路(6，9)，用於將表示所述電感器(3)中的瞬間電流的第一信號供給至所述比較器(12，30)，其特徵在於，包括第二電路(36，37，41，42)，用於將表示目標調節器輸出和實際調節器輸出之間的誤差的第二信號供給至所述比較器。
2.根據權利要求1所述的控制器，其中，所述第二信號是作為負反饋信號施加的平均 信號，所述負反饋信號修正所述比較器(12，30)的輸入電壓，由此控制平均電感器電流。
3.根據權利要求1所述的控制器，用於開關電流調節器。
4.根據權利要求1所述的控制器，其特徵在於所述第二電路(36，37，41，42)具有比 所述第一電路(6)慢的響應時間。
5.根據權利要求1所述的控制器，其特徵在於所述第二電路(36，37，41，42)包括積 分器(42)。
6.根據權利要求5所述的控制器，其特徵在於所述積分器(42)設置為對所述目標調 節器輸出和實際調節器輸出之間的差進行積分。
7.根據權利要求5所述的控制器，其特徵在於所述積分器(42)在所述調節器工作期 間具有幾個開關循環周期數量級的時間常數。
8.根據權利要求1所述的控制器，其特徵在於所述第一和第二電路(6，36，37，41，42) 分別地具有第一輸入端和第二輸入端，所述第一輸入端和第二輸入端是可連接的，或者連 接在一起，並且所述第二電路(36，37，41，42)包括柵極(57)，所述柵極(57)設置為，在所述 開關(15)斷開時讓來自所述第二輸入端的信號通過，並在所述開關(15)接通時阻止來自 所述第二輸入端的所述信號。
9.根據權利要求8所述的控制器，其特徵在於所述柵極(57)設置為由所述比較器 (12，30)控制。
10.一種開關調節器，其特徵在於包括電感器(3)和如權利要求1所述的控制器。
11.根據權利要求10所述的調節器，其特徵在於包括與所述電感器(3)串聯並連接 至所述第一電路(6)的第一傳感電阻器(5)。
12.根據權利要求11所述的調節器，其特徵在於所述傳感電阻器(5)連接至所述第 二電路(36,37,41,42)。
13.根據權利要求11所述的調節器，其特徵在於包括與所述調節器的輸出端(1)串 聯並連接至所述第二電路(36，37，41，42)的第二傳感電阻器(56)。
14.根據權利要求10所述的調節器，其特徵在於所述調節器的輸出端(1)經由二極 管⑷連接至所述電感器(3)。
15.一種光源，其特徵在於包括連接到根據權利要求10所述的調節器的至少一個發 光器件(1)。
全文摘要
本發明公開一種開關調節器(2-5)，向諸如串聯發光二極體的負載(1)供給可控的穩定的平均電流。調節器控制器(2)包括滯後比較器(12，30)，其控制用於將電流切換到電感器(3)中的電晶體(15)形式的開關。比較器(12)具有上、下閾值。包括快速電流監測器(6)的第一電路將表示電感器(3)中的瞬時電流的第一信號供給至比較器。第二電路(36，37，41和42)將表示目標調節器輸出和實際調節器輸出之間的誤差的第二信號供給至比較器。
文檔編號H05B37/02GK101861008SQ20101014915
公開日2010年10月13日 申請日期2010年3月26日 優先權日2009年3月27日
發明者克雷格·莫裡斯·泰勒, 羅希特·阿羅拉, 艾倫·詹姆士·多德 申請人:達爾捷特科半導體有限公司