無刷電機磁場定向控制驅動系統及控制方法與流程

2024-02-10 19:00:15

本發明涉及無刷電機控制驅動技術領域，特別是涉及一種可用於外骨骼機器人的高性能無刷電機磁場定向控制驅動電路及控制方法。

背景技術：

目前國內市面上的商用無刷電機驅動電路大多基於霍爾傳感器的六步控制法而並非磁場定向控制(filedorientedcontrol，foc)法。但是基於霍爾傳感器的六步控制法，由於霍爾傳感器的檢測機制的限制，使無刷電機運行的位置控制精度低，最高位置控制精度通常小於5度，並且輸出力矩效果差，功率消耗較大。而在一些無刷電機的應用領域，例如外骨骼機器人的驅動控制，對控制精度要求高，骨骼運動需要精確的輸出力矩，因此一般位置控制精度需要達到0.1度，而霍爾傳感器的六步控制法根本無法滿足外骨骼機器人運動時的高精度的要求。

相比於國內，國外的基於磁場定向控制算法的無刷電機控制器雖然位置控制精度可以滿足應用需求，但是，國外的磁場定向控制算法存在以下缺陷：

1.普遍採用光柵編碼器作為電機轉子位置檢測傳感器，這種傳感器非常昂貴，提高了產品的生產成本。

2.主控mcu的運行頻率大多小於90mhz，無法助力高端需求。

3.磁場定向控制器允許的最大連續工作電流各個梯度的都有，但大電流的成本很高，而外骨骼機器人高承載力正需要大電流的支持，這使得外骨骼機器人整體的成本高，售價也高，不利於普通人使用。

另外，目前市面上成熟的商用控制器大部分仍採用rs485通信接口，數據傳輸率低；驅動電路大部分沒有mosfet電橋預驅動器，驅動效果無法滿足高端需求；輸出力矩、輸出電流有限，無法滿足大力矩大電流應用需求。

技術實現要素：

基於此，有必要提供一種無刷電機磁場定向控制驅動系統及控制方法，其滿足控制精度高和輸出力矩大的要求。

一種無刷電機磁場定向控制驅動系統，包括mosfet電橋模塊，其特徵在於，還包括主控模塊、預驅動器模塊和模擬磁角度測量傳感器模塊；

所述模擬磁角度測量傳感器模塊連接無刷電機和主控模塊，用於實時測量無刷電機轉子的角度位置信息，並輸出角度位置信息的模擬電壓信號；

所述主控模塊根據無刷電機轉子的角度位置信息的模擬電壓信號及三相交流電流信號實時調整三路互補的pwm波形，並將調整後的三路互補的pwm波形輸入至預驅動器模塊；

所述預驅動器模塊接收來自主控模塊的三路互補的pwm波形，並產生相應的波形驅動mosfet電橋模塊；

所述mosfet電橋模塊連接三相無刷電機，用於驅動三相無刷電機運行。

在其中一個實施例中，所述模擬磁角度測量傳感器模塊包括：

信號測量單元，用於測量無刷電機轉子的角度位置信息的正弦和餘弦模擬電壓信號，並計算正切值，得到角度位置信息的數據；

信號濾波單元，用於對所述角度位置信息的數據進行卡爾曼濾波處理，以得到準確的實時角度位置信息的數據。

在其中一個實施例中，所述主控模塊內嵌入有執行時間優化單元所述執行時間優化單元包括：

公式運算子單元，用於採用查表法，以縮短程序運行時間；

開方運算子單元，用於採用牛頓迭代法計算浮點數的開方運算，以縮短浮點開方的運算時間。

在其中一個實施例中，所述主控模塊包括：

數據採集單元，用於採樣無刷電機轉子的角度位置信息的正弦和餘弦模擬電壓信號以及三相交流電流信號；

矢量控制單元，用於根據當前無刷電機轉子的角度位置信息的正弦和餘弦模擬電壓信號及三相交流電流信號，輸出帶有電子轉子目標角度位置信息的三相交流電壓信號；

空間矢量調製單元，用於根據帶有電機轉子目標角度位置信息的三相交流電壓信號，實時調整輸出pwm信號的佔空比參數，並輸出相應的三路互補pwm波形。

在其中一個實施例中，所述正弦和餘弦模擬電壓信號以及三相交流電流信號為所需採樣信號，所述數據採集單元還設置有：

採樣信號濾波子單元，用於濾除採樣信號的噪聲頻率，使用一階濾波處理，以得到準確的採樣信號；

採樣信號標定子單元，用於標定採樣信號和實際信號的比例，以補償硬體電路及電機理論值與實際值的偏差。

一種無刷電機磁場定向控制方法，包括：

獲取無刷電機的轉子角度位置信息的模擬電壓信號；

採樣所述模擬電壓信號及無刷電機的三相交流電流信號，並利用磁場定向控制算法，實時調整三路互補的pwm波形；

根據三路互補的pwm波形產生相應的驅動波形；

根據相應的驅動波形驅動三相無刷電機運行。

在其中一個實施例中，所述獲取無刷電機的轉子角度位置信息的模擬電壓信號的步驟包括：

信號測量，用於測量無刷電機轉子的角度位置信息的正弦和餘弦模擬電壓信號，並計算正切值，得到角度位置信息的數據；

信號濾波，用於對角度位置信息的述數據進行卡爾曼濾波處理，以得到準確的實時角度位置信息的數據。

在其中一個實施例中，所述磁場定向控制算法內置執行時間優化單元，所述採樣所述角度位置信息的模擬電壓信號及無刷電機的三相交流電流信號，並利用磁場定向控制算法，實時調整三路互補的pwm波形的步驟包括：

公式運算，採用查表法，以縮短程序運行時間；

開方運算，採用牛頓迭代法計算浮點數的開方運算，以縮短浮點開方的運算時間。

在其中一個實施例中，所述採樣所述角度位置信息的模擬電壓信號及無刷電機的三相交流電流信號，並利用磁場定向控制算法，實時調整三路互補的pwm波形的步驟包括：

數據採集，採樣無刷電機轉子的角度位置信息的正弦和餘弦模擬電壓信號以及三相交流電流信號；

矢量控制，根據無刷電機轉子的角度位置信息的正弦和餘弦模擬電壓信號及三相交流電流信號，輸出帶有電機轉子目標角度位置信息的三相交流電壓信號；

空間矢量調製，根據帶有電機轉子目標位置角度信息的三相交流電壓信號，實時調整輸出pwm信號的佔空比參數，並輸出相應的三路互補pwm波形。

在其中一個實施例中，所述正弦和餘弦模擬電壓信號以及三相交流電流信號為所需採樣信號，所述數據採集的步驟包括：

採樣信號濾波，濾除採樣信號的噪聲頻率，使用一階濾波處理，以得到準確的採樣信號；

採樣信號標定，標定所述採樣信號和實際信號的比例，以補償硬體電路及電機理論值與實際值的偏差。

上述無刷電機磁場定向控制驅動系統和驅動方法，通過模擬磁角度測量傳感器模塊獲取無刷電機轉子的角度位置信息的正弦和餘弦模擬電壓信號，此信號為角度位置信息的原始數據，利用該原始數據可實時調整角度信息，因此有利於數據的處理和系統的二次開發和升級。進一步的，主控模塊內部裝載磁場定向控制算法，該控制算法利用無刷電機轉子的角度位置信息的正弦和餘弦模擬電壓信號，允許較高的位置控制精度，可以精確輸出所需的力矩且功率消耗較小，使得電機在啟動時獲得較大的加速度參數。此外，上述無刷電機磁場定向控制驅動系統允許輸出電流較現有技術中同配置的輸出電流大，因而可以輸出足夠大的力矩滿足機器人應用的需求。

附圖說明

圖1為一實施例的無刷電機磁場定向控制驅動系統的模塊圖；

圖2為圖1中模塊500的一種單元結構框圖；

圖3為一實施例的磁場定向控制算法的優化單元框圖；

圖4為另一實施例的無刷電機磁場定向控制驅動系統的模塊圖；

圖5為圖1中單元110的一種子單元結構框圖；

圖6為圖1中單元120的一種子單元結構框圖；

圖7為圖1中單元120的另一種子單元結構框圖；

圖8為一實施例的無刷電機磁場定向控制方法的流程圖；

圖9為圖8中步驟s100的一種實現方法流程圖；

圖10為圖8中步驟s200的一種實現方法流程圖；

圖11為圖8中步驟s200中磁場定向控制算法的執行時間優化方法流程圖；

圖12為圖10中步驟s210的一種實現方法流程圖；

圖13為圖8中步驟s200的另一種實現方法流程圖；

圖14為圖13中步驟s240'的一種實現方法流程圖；

圖15為圖13中步驟s240'的另一種實現方法流程圖。

具體實施方式

為了使本發明的目的、技術方案及優點更加清楚明白，以下結合附圖及實施例，對本發明進行進一步詳細說明。應當理解，此處所描述的具體實施例僅僅用以解釋本發明，並不用於限定本發明。相反地，提供這些實施例的目的是使對本發明的內容公開更加透徹全面。

圖1為一實施例的無刷電機磁場定向控制驅動系統的模塊圖。該無刷電機磁場定向控制系統包括內置有磁場定向控制算法的主控模塊100、預驅動器模200、mosfet電橋模塊300、三相無刷電機模塊400、模擬磁角度測量傳感器模塊500以及運算放大器模塊600。

其中，模擬磁角度測量傳感器模塊500連接三相無刷電機模塊400和主控模塊100，用於實時測量三相無刷電機模塊400中無刷電機轉子的角度位置信息，並輸出角度位置信息的正弦和餘弦模擬電壓信號，該正弦和餘弦模擬電壓信號輸入至主控模塊100；主控模塊100與預驅動器模塊200連接，預驅動器模塊200與mosfet電橋模塊300電連接；主控模塊100根據無刷電機轉子的角度位置信息的正弦和餘弦模擬電壓信號及三相交流電流信號實時調整三路互補的pwm波形，並將調整後的三路互補的pwm波形輸入至預驅動器模塊200；預驅動器模塊200接收來自主控模塊100的三路互補的pwm波形，並產生相應的波形驅動mosfet電橋模塊300；mosfet電橋模塊300連接三相無刷電機模塊400，mosfet電橋模塊300輸出三路交流電壓信號，從而驅動三相無刷電機模塊400運行。

具體地，如圖2所示，模擬磁角度測量傳感器模塊500包括信號測量單元510和信號濾波單元520。其中，信號測量單元510用於測量無刷電機轉子的角度位置信息的正弦和餘弦模擬電壓信號，並通過計算正切值，得到角度位置信息的數據，通過對角度位置信息的微分可得到速度信息，考慮到速度信息的不可突變性，可採用卡爾曼濾波處理。信號濾波單元520用於對無刷電機轉子的角度位置信息的數據和速度信息的數據進行卡爾曼濾波處理，以得到準確的實時角度位置信息和速度信息的數據。

在本實施例中，模擬磁角度測量傳感器模塊500獲取的是無刷電機轉子的角度位置信息為正弦和餘弦的模擬電壓信號，此信號為計算角度值時的其中兩個主要因素。而現有技術的角度傳感器中，有其中添加一個角度換算模塊的，該角度換算模塊對角度模擬信號(原始數據)進行換算後輸入到主控制器中，導致主控制器的角度信息是不可調的。相較於現有技術，本實施例直接採用這個原始數據在主控模塊100中通過磁場定向控制算法來算出角度信息，無需傳感器本身對原始數據進行數位化處理，節省了傳感器處理需要的時間，從而信號輸出無延遲、速度快；而且採集原始的正弦和餘弦模擬電壓信號，大大提高了數據的可控性，方便系統自行進行信號的濾波處理，得到更高精度的數據，以及方便在後續的開發過程中，獲得更可控的數據，降低後續產品開發的成本。基於此，在本實施例中，模擬磁角度測量傳感器採用mlx91204晶片。

具體地，主控模塊100包括數據採集單元110、矢量控制單元120和空間矢量調製單元130。其中，數據採集單元110用於採樣無刷電機轉子的角度位置信息的正弦和餘弦模擬電壓信號以及三相交流電流信號；矢量控制單元120用於根據無刷電機轉子的角度位置信息的正弦和餘弦模擬電壓信號及三相交流電流信號，輸出帶有電機轉子目標角度位置信息的三相交流電壓信號；空間矢量調製單元130用於根據帶有電機轉子目標角度位置信息的三相交流電壓信號，實時調整輸出pwm信號的佔空比參數，並輸出相應的三路互補pwm波形。

進一步地，主控模塊100內置磁場定向控制算法，該算法屬於一種新型的無刷電機控制方法，用於實現對角度位置信息的計算、三相交流電流信息的轉換以及pwm波形的調整。利用該算法將相互耦合的三相交流電流轉換為相互正交、獨立解耦的勵磁電流和轉矩電流，從而通過控制轉矩電流直接控制電機轉子的轉矩。

具體地，如圖3所示，主控模塊100內嵌入有執行時間優化單元800，該執行時間優化單元包括公式運算子單元810和開方運算子單元820。其中，公式運算子單元810用於採用查表法代替數學運算，以縮短程序運行時間；開方運算子單元820用於採用牛頓迭代法計算浮點數的開方運算，以縮短浮點開方的運算時間。例如，將固定的數學運算計算好存到表中，並在磁場定向控制算法的運算過程中，採用查表法獲取運算結果，從而縮短運算時間。另外，浮點數的開方運算就是實數運算，因為計算機只能存儲整數，所以實數都是約數，這樣浮點運算是很慢的而且會有誤差。而牛頓迭代法一種在實數域和複數域上近似求解方程的方法，採用牛頓迭代法計算浮點數的開方運算可以大大縮短運算時間。因此，該算法將現有磁場定向控制算法中的浮點運算方式改為整型數運算方式，結合查表固化方式以及算法分層方式，使之相對於傳統六步法乃至現有技術常規磁場定向控制算法運算速度更快。

另外，傳統六步法為基於霍爾傳感器的六步控制法，六步控制法為電機轉子每轉過60°電度角，其中一個霍爾傳感器就會改變一次狀態，完成一個檢測周期需要六步。六步控制法的位置檢測精度低，通常檢測精度小於5度，並且其輸出力矩效果差，功率消耗大；而本實施例中的磁場定向控制算法可通過模擬磁角度測量傳感器模塊500實時檢測電機轉子的角度位置信息，並通過上述的控制方法可精確控制電機的位置和精確輸出電機所需要的力矩參數。基於此，本實施例選用cpu速率高達168mhz的stm32f405rg晶片作為電機驅動的微控單元，該晶片速率高、處理數據快，且與外界的通信速率高。

在一個實施例中，如圖4所示，一種無刷電機磁場定向控制系統還包括外部can通信模塊700、can通信端140口及spi埠150。具體地，can通信埠140連接外部can通信模塊700，用於通過外部can通信模塊700反饋無刷電機的位置狀態和電流狀態。在本實施例中，採用can通信接口140，相比rs485通信接口具有以下明顯的優勢：網絡各節點之間的數據通信實時性強；開發周期短；通信速率高，容易實現且性價比高。可選地，主控模塊還設有spi埠150，用於與外圍設備以串行方式進行通信以交換信息。

在一個實施例中，如圖5所示，數據採集單元110還包括採樣信號濾波子單元111和採樣信號標定子單元112；

採樣信號濾波子單元111，用於濾除採樣信號的噪聲頻率，使用一階濾波處理，以得到準確的採樣信號。由於電機轉子在轉動時會產生幹擾的噪聲頻率，因此本實施例中加入了電流濾波過程。進一步地，為了減小濾波導致的延時，本實施例採用一階濾波。例如，通過設計特定的電流濾波器過濾採樣電流的噪聲頻率，以獲取更準確的採樣電流。

採樣信號標定子單元112，用於標定採樣信號和實際信號的比例，以補償硬體電路及電機理論值與實際值的偏差。這裡的所需採樣信號為無刷電機轉子的角度位置信息的正弦和餘弦模擬電壓信號以及三相交流電流信號。由於硬體設計和電機相電阻的實際偏差，在實際測試中，採樣信號和實際信號的比例的理論值和實際值會產生偏差。因此，本實施例中加入了採樣信號標定的環節，以實際測試的比例為準，排除理論值與實際值的偏差。

進一步地，如圖6所示，矢量控制單元120包括克拉克變換子單元121、派克變換子單元122、電流pi控制子單元123、反派克變換子單元124及反克拉克變換子單元125。

克拉克變換子單元121，用於將三相交流電流信號轉換為兩相交流電流信號。

派克變換子單元122，用於根據電機轉子的角度位置信息的正弦和餘弦模擬電壓信號，將兩相交流電流信號轉換為兩相直流電流信號。

電流pi控制子單元123，使用pi控制器調節兩相直流電流的參數，並輸出兩相直流電壓信號。

反派克變換子單元124，用於將兩相直流電壓信號轉換為兩相交流電壓信號。

反克拉克變換子單元125，用於將兩相交流電壓信號轉換為三相交流電壓信號，並輸入至空間矢量調製單元。

上述矢量控制單元120通過坐標變換，將三相靜止坐標系轉換成兩相旋轉坐標系，從而將三相耦合的交流電流轉換為相互正交，獨立解耦的兩相電流(勵磁電流和轉矩電流)，然後根據磁場定向控制原理分別對勵磁電流和轉矩電流進行控制，從而實現將三相交流電機等效為直流電機控制。具體地，通過克拉克變換子單元121，將採樣的三相交流電流信號(三相靜止坐標系)轉換為兩相交流電流信號(兩相靜止坐標系)；通過派克變換子單元122，將兩相交流電流信號(兩相靜止坐標系)轉換為兩相直流電流信號(兩相旋轉坐標系)，轉換過程中利用了角度位置信息的正弦和餘弦模擬信號；通過電流pi控制子單元123，將兩相直流電流信號與三相無刷電機反饋的電流信號進行閉環控制，使用pi控制器調節兩相直流電流的參數，輸出兩相直流電壓信號；通過反派克變換子單元124，將兩相直流電壓信號(兩相旋轉坐標系)轉換兩相交流電壓信號(兩相靜止坐標系)；通過反克拉克變換子單元125，將兩相交流電壓信號(兩相靜止坐標系)轉換為三相交流電壓信號(三相靜止坐標系)。

在其中一個實施例中，電流pi控制子單元123還設有速度閉環控制，速度閉環控制用於測量電機轉子的轉速值，並與預設的轉速值進行比較，經pi調節器調節輸出速度信號。

在其中一個實施例中，如圖7所示，矢量控制單元120還包括數據濾波子單元126。數據濾波子單元126用於過濾所述無刷電機轉子因轉動產生的高頻幹擾波，以得到準確的角度位置和速度信號。可選的，濾波方式採用卡爾曼濾波。

進一步地，空間矢量調製單元130接收來自矢量控制單元120的三相交流電壓信號(三相靜止坐標系)，並根據電機轉子的角度位置信息實時調整三相交流電壓信號的輸出佔空比參數，調整後輸出三路互補的pwm波形。在本實施例中，可根據三相無刷電機的控制需求，實時調整滿足控制需求佔空比參數。

具體地，預驅動器模塊200用於接收主控模塊100輸出的三路互補的pwm波形，驅動mosfet電橋模塊300。mosfet電橋模塊300輸出經過預驅動器模塊200升壓後的三相交流電壓信號，驅動三相無刷電機模塊400運行。可選的，本實施例中，預驅動器模塊200採用drv8301dca晶片。

具體地，運算放大器模塊600分別與三相無刷電機模塊400和數據採集單元110連接，用於獲取三相無刷電機模塊400的三相交流電流信號，並將三相交流電流信號放大輸出至主控模塊100中的數據採集單元110，與模擬磁角度測量傳感器模塊500輸出的正弦和餘弦模擬電壓信號一起組成所需採樣信號。可選的，本實施例中，運算放大器模塊600的型號為opa2374。

如圖8所示，在一個實施例中，提供了一種無刷電機磁場定向控制方法，該方法具體包括如下步驟：

步驟s100：獲取無刷電機的轉子角度位置信息的模擬電壓信號。

其中，無刷電機的轉子的角度位置信息為正弦和餘弦模擬電壓信號，該信號為計算角度值時的其中兩個主要因素，本步驟通過模擬磁角度測量傳感器500獲取此模擬電壓信號。具體地，模擬磁角度測量傳感器模塊500輸出電機轉子角度位置信息的正弦和餘弦模擬電壓信號，並將正弦和餘弦模擬電壓信號輸入至主控模塊100的數據採集單元110。在本步驟中，模擬磁角度測量傳感器模塊500在獲取無刷電機轉子的角度位置信息的正弦和餘弦模擬電壓信號後，無需在傳感器內部對模擬電壓信號進行數位化處理，而是將信號直接輸送至數據採集單元110，因此節省了傳感器處理需要的時間，從而信號輸出無延遲、速度快。且通過直接將正弦和餘弦模擬信號輸入到主控模塊100中，較採用片外輸出固定數據結果的數據處理的方式，採集原始的正弦和餘弦模擬信號，大大提高了數據的可控性，方便自行進行信號的濾波處理，得到更高精度的數據，且系統可控性強，方便在後續的開發過程中，獲得更可控的數據，從而降低後續產品開發的成本。

步驟s200：採樣模擬電壓信號及三相交流電流信號，並利用磁場定向控制算法，實時調整三路互補的pwm波形。

其中，三相交流電流信號通過運算放大器600獲取，運算放大器600獲取三相交流電流信息後放大輸出至主控模塊100中的數據採集單元110。具體地，數據採集單元110採樣正弦和餘弦模擬電壓信號及三相電流信號；然後，通過矢量控制單元120進行電流矢量的坐標變換及控制；最後，由空間矢量調製單元130進行pwm信號的佔空比調製，並輸出調製後三路互補的pwm波形。在本實施例中，採用了磁場定向控制算法，該算法採用了整型數運算方法，以提高系統的運行速率，縮短數據處理時間，整形運算方法為牛頓迭代法，相比浮點運算方法，採用牛頓迭代法計算浮點數的開方運算可以減少運算時間。

除此之外，磁場定向控制算法中還採用了查表固化方法，相比數學運算，查表法在固定的公式運算中，運行速度快。

步驟s300：根據三路互補的pwm波形產生相應的驅動波形。

具體地，預驅動器模塊200接收來自空間矢量調製單元130的三路互補的pwm波形，並進行升壓處理，從而產生能夠驅動電機工作的驅動電壓，該驅動電壓用於驅動mosfet電橋模塊300。

步驟s400：根據相應的驅動波形驅動三相無刷電機運行。

具體地，mosfet電橋模塊300根據升壓後的三相交流電壓信號驅動三相無刷電機模塊400運行。

在其中一個實施例中，如圖9所示，步驟s100包括：

步驟s110：信號測量，測量無刷電機轉子的角度位置信息的正弦和餘弦模擬電壓信號，並計算正切值，得到角度位置信息數據。

步驟s120：信號濾波，對所述角度位置信息數據進行卡爾曼濾波處理，以得到準確的實時角度位置信息數據。

在本實施例中，模擬磁角度測量傳感器500輸出的是角度位置信息的正弦和餘弦的模擬電壓信號，通過計算正切值，得到角度位置信息的數據；通過對該數據進行卡爾曼濾波處理，得到準確的實時角度位置信息的數據。進一步地，還可以計算角度位置信息的微分，以得到速度信息，考慮到速度信息的不可突變性，可以採用卡爾曼濾波處理，以得到準確的實時速度信息數據。

在其中一個實施例中，如圖10所示，步驟s200的一種實現方法步驟包括：

步驟s210：數據採集，採樣無刷電機轉子的角度位置信息的正弦和餘弦模擬電壓信號以及三相交流電流信號；

步驟s220：矢量控制，根據無刷電機轉子的當前角度位置信息的正弦和餘弦模擬電壓信號及三相交流電流信號，輸出帶有電機轉子目標角度位置信息的三相交流電壓信號；

步驟s230：空間矢量調製，根據帶有電機轉子目標角度位置信息的三相交流電壓信號，實時調整輸出pwm信號的佔空比參數，並輸出相應的三路互補pwm波形。

在其中一個實施例中，如圖11所示，步驟s200中，磁場定向控制算法的執行時間優化步驟包括：

步驟s200a：公式運算，採用查表法代替數學運算，以縮短程序運行時間；

步驟s200b：開方運算，採用牛頓迭代法計算浮點數的開方運算，以縮短浮點開方的運算時間。

在本實施例中，該算法將現有磁場定向控制算法中的浮點運算方式改為整數運算方式，結合查表固化方式以及算法分層方式，使之相對於傳統六步法乃至現有技術常規磁場定向控制算法更精確更有效。

在其中一個實施例中，如圖12所示，步驟s210還包括步驟：

步驟s210a：採樣信號濾波，濾除採樣信號的噪聲頻率，使用一階濾波處理，以得到準確的採樣信號。

具體地，由於電機轉子在轉動時會產生幹擾的噪聲頻率，因此本實施例中加入了電流濾波過程，為了減少濾波導致的延時，本步驟採用一階濾波，通過設計特定的電流濾波器過濾採樣電流的噪聲頻率，以獲取更準確的採樣電流。

步驟s210b：採樣信號標定，標定採樣信號和實際信號的比例，以補償硬體電路及電機理論值與實際值的偏差。

具體地，由於硬體設計和電機相電阻的實際偏差，在實際測試中，採樣信號和實際信號的比例的理論值和實際值會產生偏差。因此，本實施例中加入了採樣信號標定的環節，以實際測試的比例為準，補償理論值與實際值的偏差。

在其中一個實施例中，如圖13所示，步驟s200的另一種實現方法的步驟包括：

步驟s210'：輸入信號採樣，採樣電機轉子的角度位置信息的正弦和餘弦模擬電壓信號及三相交流電流信號。

具體地，本實施例中的電機轉子的角度位置信息的採樣電壓信號不需進行數位化處理，採樣速度快，且由於輸入的是原始數據，因此數據的輸出結果可控，方便後續的開發和系統的升級。

步驟s220'：克拉克變換，將三相交流電流信號轉換為兩相交流電流信號。

具體地，通過克拉克變換，將三相靜止坐標系下的三相交流電流信號轉換為兩相靜止坐標系下的兩相交流電流信號。

步驟s230'：派克變換，根據電機轉子的角度位置信息的正弦和餘弦模擬電壓信號，將兩相交流電流信號轉換為兩相直流電流信號。

具體地，通過派克變換，將兩相靜止坐標系下的兩相交流電流信號轉換為兩相旋轉坐標系下的兩相直流電流信號。

步驟s240'：電流pi控制，通過pi控制器調節兩相直流電流信號的參數，並輸出兩相直流電壓信號。

具體地，通過電流pi控制器，將兩相直流電流信號與三相無刷電機反饋的電流信號進行閉環控制，調節兩相直流電流的參數，輸出兩相直流電壓信號。

步驟s250'：反派克變換，將兩相直流電壓信號轉換為兩相交流電壓信號。

具體地，通過反派克變換，將兩相旋轉坐標系下的兩相直流電壓信號轉換兩相靜止坐標系下的兩相交流電壓信號。

步驟s260'：反克拉克變換，將兩相交流電壓信號轉換為三相交流電壓信號，並輸入至空間矢量調製單元。

具體地，通過反克拉克變換，將兩相靜止坐標系下的兩相交流電壓信號轉換為三相靜止坐標系下的三相交流電壓信號。

步驟s270'：空間電壓矢量調製，根據反克拉克變換後得到的三相交流電壓信號調整三路pwm波形的佔空比參數，並輸出三路互補的pwm波形。

具體地，根據三相無刷電機反饋的電機轉子的角度位置信息和三相交流電壓信號，調製驅動三相無刷電機所需要的驅動波形，此波形可通過調整三路pwm波形的佔空比參數來得到。

本實施例的變換步驟目的在於：將三相靜止坐標系轉換成兩相旋轉坐標系，從而將三相耦合的交流電流轉換為相互正交，獨立解耦的兩相電流(勵磁電流和轉矩電流)，然後根據磁場定向控制原理分別對勵磁電流和轉矩電流進行控制，從而實現將三相交流電機等效為直流電機控制。

在其中一個實施例中，如圖14所示，步驟s240包括以下步驟：

步驟s241：獲取兩相直流電流信號。

步驟s242：判斷兩相直流電流是否大於預設值。

具體地，若兩相直流電流大於預設值，執行步驟s243a，否則，執行步驟s243b。進一步地，預設值指的是電機的額定工作電流值。

步驟s243a：釋放電機。即停止對電機供電，電機停止運行。

步驟s243b：通過pi控制器，對兩相直流電流信號進行參數的自適應調節。

具體地，通過電流pi控制子單元123，將兩相直流電流信號與三相無刷電機反饋的電流信號進行閉環控制，調節兩相直流電流的參數，輸出兩相直流電壓信號。

在其中一個實施例中，如圖15所示，步驟s240之後，還包括：

步驟s244：數據濾波，過濾無刷電機轉子因轉動產生的高頻幹擾波，以得到準確的角度位置和速度信號。

上述無刷電機磁場定向控制驅動系統和驅動方法，通過模擬磁角度測量傳感器模塊獲取無刷電機轉子的角度位置信息的正弦和餘弦模擬電壓信號，此信號為角度位置信息的原始數據，利用該原始數據可實時調整角度信息，因此有利於數據的處理和系統的二次開發和升級。進一步的，主控模塊內部裝載磁場定向控制算法，該控制算法利用無刷電機轉子的角度位置信息的正弦和餘弦模擬電壓信號，允許較高的位置控制精度，可以精確輸出所需的力矩且功率消耗較小，使得電機在啟動時獲得較大的加速度參數。此外，上述無刷電機磁場定向控制驅動系統允許輸出電流高達20a，因而可以輸出足夠大的力矩滿足機器人應用的需求。

以上所述實施例的各技術特徵可以進行任意的組合，為使描述簡潔，未對上述實施例中的各個技術特徵所有可能的組合都進行描述，然而，只要這些技術特徵的組合不存在矛盾，都應當認為是本說明書記載的範圍。

以上所述實施例僅表達了本發明的幾種實施方式，其描述較為具體和詳細，但並不能因此而理解為對發明專利範圍的限制。應當指出的是，對於本領域的普通技術人員來說，在不脫離本發明構思的前提下，還可以做出若干變形和改進，這些都屬於本發明的保護範圍。因此，本發明專利的保護範圍應以所附權利要求為準。