自適應均衡器電路的製作方法
2023-12-11 15:03:37
專利名稱：自適應均衡器電路的製作方法
技術領域：
本發明涉及一種光信息記錄和重放裝置中的一個波形均衡器電路，該裝置能以光學方式對一種記錄媒體進行信息記錄和重放。
光碟的記錄和重放系統中有一種稱為「光傳遞函數(OTF)」的傳輸特性，它決定於雷射波長和光拾取頭透鏡的數值孔徑。OTF具有一種低通濾波器類型的特性。因此，當增加光碟上所記錄數據的記錄密度以增大光碟的記錄容量時，傳輸頻帶將變得不足夠，使得在重放的相鄰符號中會產生符號間幹擾，即有關的重放波形中有相互間幹擾。減小符號間這種幹擾的一種通常技術是採用波形均衡器電路，它能夠使重放信號的高端頻帶成分得到強化。然而，由於光傳輸特性的變化依賴於光碟與光拾取頭之間的關係，所以若均衡特性固定時，因光碟傾斜之類的因素所造成的符號間幹擾，將會使重放信號劣化。此外，由於光傳輸特性之頻帶的變化在諸如CAV(恆定角速度)之類的可變線速度重放中依賴於光碟的信號重放線速度，所以隨著光碟的信號重放線速度變化，必需要改變均衡特性。為了解決這樣的問題，使用了依靠自適應均衡器電路的波形均衡技術。響應於輸入信號系統中光傳輸特性的變化，自適應均衡器電路將改變均衡特性，對輸出信號系統傳輸出正常的信號。
一個通常的自適應均衡器電路的例子示明於圖2中。從光碟(未示出)讀出的取樣讀出信號200通過一個取樣保持(S/H)電路205形成樣值輸入201，輸入至由n個單位延時單元D1-Dn組成的系統上，D1-Dn是縱向地互相連接的。各個單位延時單元D1-Dn的延時值等於上述各樣值的取樣周期，一個單位延時單元的輸出是其先前輸入的一個樣值。在相乘電路M0-Mn中，計算出信號201和各別延時單元輸出之樣值與由係數控制電路C0-Cn計算得的各係數間的乘積，各個乘積輸入至相加電路203中。自相加電路203來的一個輸出被輸出，作為自適應均衡器電路的一個輸出值202，它同時輸入至相減電路204上。從相減電路204上，輸出在一個輸出值與一個隨意給定的基準值之間的差值，將它作為自適應誤差值。基準值是這樣確定的，能使得該自適應均衡器電路的均衡特性變成為目標的傳輸特性。後面，將詳細說明這裡的判定方法。由相減電路204給出的誤差值輸入至各個係數控制電路C0-Cn上。每個係數控制電路由一個相乘電路和一個積分電路組成。例如，係數控制電路C0中，由相乘電路L0計算出輸入樣值201與上述誤差值之積，由積分電路S0對得到的乘積值進行積分平均，而後作為一個係數輸出至相乘電路M0上。
這樣，通過順序地更新一個FIR(有限脈衝響應)濾波器的各個係數，該自適應均衡器電路能將均衡特性設定於目標的傳輸特性上。
接著，說明上述的基準值。這裡，考慮圖3中所示的一個信號，它例如作為對自適應均衡器電路的一個輸入。在此波形中，當傳輸特性正確地均衡好時，由數字301指明的一個過零點的鄰近內樣值將變為0。因此，將過零點鄰近內具有的自適應均衡器電路之輸出值V0的樣值提取出來，然後，在假定基準值為0下計算出上述值V0與基準值之間的差值，將計算值輸入至係數控制電路作為均衡器誤差，由此，可得到一個對於圖3中所示輸入波形的正確的均衡器係數。此外，作為設定基準值的另一種技術，示明於圖4中，它設定了閾值+Vth和-Vth，將自適應均衡器電路的輸出V0與閾值兩者的量值進行比較，根據所得的結果改變基準值。
例如，對於圖4中所示的例子，當自適應均衡器電路的輸出V0設定於V0＜-Vth時，將基準值設定於-1，當自適應均衡器電路的輸出V0設定於-Vth＜V0＜+Vth時，將基準值設定於0，而當自適應均衡器電路的輸出V0設定於+Vth＜V0時，將基準值設定於1上。
由於這樣一種構成，對於自適應均衡器電路的所有輸出值有可能實現係數的更新，使得在過零點鄰近內提取出輸出值的工作變成不需要了。
這些基準值的設定以及自適應均衡器電路的工作情況，詳細地說明於日本專利公開321671/1997中。
考慮一個案例，其中，將自適應均衡器電路基準值設定用的技術作為一個平常的例子應用於光碟的信號重放中。
在構成一種可記錄光碟的DVD-RAM中，將地址信息預先地記錄在稱為PID(物理識別數據)區的區域中。
由於各個PID區在光碟中是不連續地存在的，為了與基準時鐘保持同步，存在一個稱為VFO(可變頻率振蕩器)的區段，在其中記錄一個個單一頻率的信號。當僅僅應用過零點鄰近內的輸出值相對於在此VFO區段內重放的波形來實現各個係數的更新時，如圖5中所示，對於在與數據取樣周期同步的波形中有不同振幅的各個波形來說，從過零點部分501-505上取樣的數據中計算出的各個均衡器誤差都變為0。然而，由於在過零點之外的區域中不實行控制，如圖5中所示，將存在有數不清數目的波形能滿足上述的特性。這意味著，存在著數不清數目的倒轉點，從而使自適應均衡器電路的特性變得不穩定。
此外，在光碟中，藉助於利用光碟的光學特性來驅動一個跟蹤伺服和一個旋轉伺服。因此，對於CD來說，調製是這樣地實施的，將8比特數據變換成14比特數據，只要將1比特設定為基準時鐘一周1Tw，則經8-14比特變換將成為3-11Tw重複的數據。以相同的方式，對於DVD來說，調製是這樣地實施的，將8比特數據變換成16比特數據，只要將1比特設定為基準時鐘一周1Tw，則經8-16比特變換將成為3-14Tw重複的數據。由於採用了這類調製，就可能避免由0或1之相同比特形成的長結構，因而能以一種穩定的狀態來驅動跟蹤伺服和旋轉伺服。在另一方面，信號的頻帶加寬了。特別地，DVD中使用著光傳輸特性上限頻率附近內的一部分信號頻帶。
圖6示出DVD以相同的倍率速度重放信號期間，數據孔徑為0.6和雷射波長為650nm時的光傳輸特性。由DVD以相同的倍率速度重放出信號的場合下，具有最高頻率的3Tw信號之重複頻率為4.36MHz，其振幅大約是具有最低頻率之14Tw信號(頻率0.96MHz)的30％。圖7示出DVD重放出信號期間的一種眼圖。
針對虛線指明的基準時鐘循環中取樣的所有樣值，該自適應均衡器電路的係數更新按這樣的波形來實施，當應用14Tw信號作為基準來設定閾值Vth和基準值時，對於3Tw信號來說均衡誤差將變大，這將導致群延時特性的不規則性，並由於過量的均衡會使自適應均衡器電路的係數收斂性能變差。
為了解決這個問題，可以考慮給出多個Vth值設定以及正和負的基準值。然而，由於不可能估計出信號循環，所以需要藉助於諸如存儲器之類的存儲裝置來保持自適應均衡輸出的值，並在測量信號循環時設定基準值。因此，對於管理係數更新之定時上的麻煩處理以及諸如存儲器之類的存儲裝置，都變為必需的了。
為了解決上述的問題，一種自適應均衡器電路中將給定的均衡特性加到通過一個傳輸通路輸入的信號上，並實施一種控制，使得根據所得到的輸出和給定的基準值所實現的一個算術運算中，給出的均衡誤差最小，由此形成均衡特性，本發明的自適應均衡器電路這樣構成，一種算術運算的實施是與一個信號同步的，該信號與上述信號的基準時鐘信號相位相差1/2時鐘周期，而均衡特性的改變藉助於計算一個均衡誤差，計算時是根據自適應均衡器電路之輸出的量值符號從正到負或者從負到正變化之後的第一個輸出值以及上述給定的基準值進行的。
此外，在改變均衡特性的上述構成中，均衡特性的改變是根據上述自適應均衡器電路之輸出的符號從正到負變化之後的第一個輸出值以及第一基準值，又，均衡特性的改變是根據上述自適應均衡器電路之輸出的符號從負到正變化之後的第一個輸出值以及第二基準值。
此外，除了自適應均衡器電路上述的均衡特性可變化的運算之外，自適應均衡器電路這樣構成，均衡特性的改變是根據自適應均衡器電路之輸出的符號從正到負變化之瞬間前的輸出值以及第二基準值，又，均衡特性的改變是根據自適應均衡器電路之輸出的符號從負到正變化之瞬間前的輸出值以及第一基準值。
此外，在改變均衡特性的上述構成中，均衡特性的改變是根據上述自適應均衡器電路之輸出的符號從正到負或者從負到正變化之後的第一個輸出值以及第一基準值，又，均衡特性的改變是根據上述自適應均衡器電路之輸出的符號從正到負或者從負到正變化之瞬間前的輸出值以及第二基準值。
此外，上述第二基準值設定為它是對上述第一基準值作符號反轉的一個值。
此外，上述自適應均衡器電路這樣構成，使自適應均衡器電路工作中以一個信號對輸入信號進行取樣，這個信號與同步於輸入信號的基準時鐘信號相位相差1/2時鐘周期，而均衡特性的改變是根據自適應均衡器電路的一個輸出值。
此外，上述自適應均衡器電路工作中以一個信號對輸入信號進行取樣，這個信號與同步於輸入信號的基準時鐘信號相位相差1/2時鐘周期，自適應均衡器電路對於與一個信號同步的該自適應均衡器電路的輸出值進行計算，應用該計算值來改變均衡特性，而那個信號與基準時鐘信號的相位通過一個內插而相差1/2時鐘周期。
此外，自適應均衡器電路這樣構成，上述基準值的改變對應於上述自適應均衡器電路之輸出在進行二值化時閾值的改變。
圖1是示明本發明第一實施例的一個自適應均衡器電路的電路框圖。
圖2是一個通常的自適應均衡器電路的電路框圖。
圖3示明由一個傳輸系統得到的一種波形例子。
圖4示明該自適應均衡器電路一個輸入波形的例子。
圖5示明具有不同振幅的一些周期的波形。
圖6示明一個DVD光碟之光傳輸特性的例子。
圖7概略地示明DVD光碟信號重放的眼圖。
圖8示明本發明第一實施例中自適應均衡輸出的一種數據串。
圖9是示明本發明第二實施例的一個自適應均衡器電路的電路框圖。
圖10示明本發明第二實施例中自適應均衡輸出的一種數據串。
圖11是示明本發明第三實施例的一個自適應均衡器電路的電路框圖。
圖12是示明本發明第四實施例的一個自適應均衡器電路的電路框圖。
圖13是示明本發明第五實施例的一個自適應均衡器電路的電路框圖。
圖14示明一個均衡器電路輸出的眼圖中具有最大振幅和最小振幅的波形。
在結合附圖詳細說明本發明之自適應均衡器電路的構成和工作情況之前，先表述清楚這些附圖中的符號。
這些附圖中，數字101指明一個PLL(鎖相環路)電路，數字102指明一個1/2時鐘周期延時電路，數字103指明一個過零點正負號判定電路，數字105指明一個轉換開關，數字106指明一個轉換開關，數字108指明一個轉換開關，D0-Dn指明單位時鐘周期延時電路，D(n+1)指明單位時鐘周期延時電路，DCZ指明一個單位時鐘周期延時電路，M0-Mn指明相乘電路，L0-Ln指明相乘電路，S0-Sn指明積分電路，數字203指明一個相加電路，數字1302指明一個相加電路，數字204指明一個相減電路，數字205指明一個取樣保持(S/H)電路，以及數字1302指明一個二值化電路。
圖1示出本發明第一實施例之一個自適應均衡器電路的方框圖。圖中，具有與圖2中相同功能的那些方框給以同樣的符號。圖1中所示電路的工作中，與表明了常規例子的圖2之電路中不相同部分的工作，在下面予以說明。自光碟(圖中未示出)上重放出的、經直流成分去除的信號200，象常規例子中的情況那樣輸入至取樣保持電路205上。包括取樣保持電路205在內的相乘電路和積分電路都基於運行定時信號DCLK進行工作的。
運行定時信號DCLK產生自與輸入信號之過零點同步的PLL電路101和延時量為PLL電路101給出的時鐘信號之1/2周期的一個D/2延時單元102。自取樣保持電路205輸出的樣值輸入至一個FIR濾波器上，該濾波器由延時量各為1個時鐘周期的各個延時單元D0-Dn和諸相乘電路M0-Mn組成。這裡，假定實現相乘、積分、相加和相減的有關電路都不引入電路延時。
下面，說明FIR濾波器上的係數更新工作。圖1中的開關105初始時設置於黑點一側，0(零)值作為均衡誤差輸入至係數控制電路中相乘電路L0-Ln上。在此場合下，各個相乘電路L0-Ln的輸出都變為0，各個積分電路S0-Sn的輸出值不變。因此，各個係數值C0s-Cns不變化。圖8示出自上述FIR濾波器來的一個輸出的數據例子。圖8中的虛線示明了一個基準時鐘周期。本實施例的波形均衡器電路中，以上述運行定時信號DCLK實施的取樣來計算輸出。因此，從FIR濾波器上輸出由圖8中白點處所指明位置上的數據串，它們是相對於基準時鐘延時1/2時鐘周期而得到的。該數據串輸入至過零點正負號判定電路103上。過零點正負號判定電路103對數據串中其符號從負到正改變之後的第一個數據進行檢測，並將這類數據取作為係數更新樣值。圖8中，數據801和數據802變為係數更新樣值。當檢測到係數更新樣值時，響應於控制信號104s，轉換開關105轉換到白點一側，根據係數更新樣值和基準值Vref計算出的均衡誤差輸入至係數控制電路中相乘電路L0-Ln上。因此，積分電路S0-Sn的輸出將改變，係數C0s-Cns得到更新。當未檢測到係數更新樣值時，轉換開關105連接於黑點一側，從而停止係數C0s-Cns的更新。
在這樣一種構成中，對應於如圖8中所示的信號周期，即使當信號振幅變化時，由於當過零點之後的1/2時鐘周期處在信號振幅中沒有顯著差別，所以提供來計算均衡誤差的基準值Vref可以設定於一個固定值上，使得即使在輸入信號上有振幅起伏時也能實現穩定的自適應均衡。此外，根據信號的過零點數據，由於沒有係數更新，所以在圖4中所示的單位頻率信號上可實現穩定的自適應均衡。
圖9示明本發明第二實施例的一個自適應均衡器電路的電路框圖。圖中，具有與圖1中相同功能的那些方框給以同樣的符號，並省略對它們的說明。
本實施例之自適應均衡器電路的係數更新工作在下面應用圖10予以說明。圖10示出在圖9中所示自適應均衡器電路的一個輸出202上得到的數據串。在輸出202上，可以得到圖10中的白小點數據串，它們是象第一實施例中的情況那樣相對於基準時鐘有一個1/2時鐘周期延時而得到的。象第一實施例中的情況那樣，得到的數據串輸入至過零點正負號判定電路103上。在過零點正負號判定電路103中，將數據串中過零點後的第一個數據提取出來作為係數更新樣值。圖10中，數據1001-1004變為係數更新樣值。使提取出的這種數據分別受到正負號判定。在正負號判定中，根據控制信號107s來控制轉換開關106，使得當提取出的數據之符號為正時，選擇出第一個正基準值(Vref1＞0)，當提取出的數據之符號為負時，選擇出第二個負基準值(Vref2＞0)。在圖9的場合，第二基準值Vref2在數據1001、1003上選擇出，第一基準值Vref1在數據1002、1004上選擇出。
由於這樣一種構成，在確保從第一實施例中可得到的類似的有利效果的同時，本實施例通過應用過零點之後的所有第一個數據作為係數更新數據，還提高了係數收斂性能。
圖11示明本發明第三實施例的一個自適應均衡器電路的電路框圖。圖中，具有與圖1和圖9中相同功能的那些方框給以同樣的符號，並省略對它們的說明。
本實施例之自適應均衡器電路的係數更新工作在下面說明。象第一實施例和第二實施例中那樣相同情況下在輸出202上得到的數據串，輸入至過零點正負號判定電路103上。在過零點正負號判定電路103中，以第二實施例中那樣相同的方式實施係數更新樣值提取和正負號判定。作為正負號判定的結果，根據控制信號107s對轉換開關108進行控制。當正負號判定結果為正時，轉換開關108選擇白點，也即連接數值1，而當正負號判定的結果為負時，轉換開關108選擇黑點，也即連接數值-1。由於這樣一種構成，它不需要提供多個基準值，而能得到與圖2中類似的有利效果。
圖12示明本發明第四實施例之一個自適應均衡器電路的電路框圖。圖中，具有與圖9中相同功能的那些方框給以同樣的符號，並省略對它們的說明。圖中的D(n+1)指明一個單位延時單元，它具有類似於單位延時單元D0-Dn那樣的功能。
本自適應均衡器電路的係數更新工作在下面說明。以第二實施例中那樣相同的方式，根據由定時信號DCLK取樣的數據計算出的輸出數據202自FIR濾波器中輸入至過零點正負號判定電路103上。作為一個例子，說明以第二實施例中那樣相同之方式的工作，這是在圖10中數據901時刻上進行提取，所得到的值作為過零點之後的係數更新數據。當提取出數據時，轉換開關105連接至白點一側，實現係數更新。這裡，儘管數據901的符號判定為負，但在數據901之前一個時鐘周期上的數據904藉助於一個單位延時電路DCZ輸入至相減電路204上，由相減電路204計算均衡誤差。由於數據904的符號與作為基準值的數據901的符號相反，所以，將其符號與數據901之符號相反的第一個正基準值(Vref1)選擇出來。由此所計算出的均衡誤差輸入至係數控制電路CE0-CEn上。這裡，在各別的係數控制電路CE0-CEn中，根據那些應用來計算數據904和上述均衡誤差的輸入樣值數據，需對各個係數進行更新。因此，將輸入數據經延時1個時鐘周期的數據DD0應用來計算係數CS0。數據DD0等於在計算數據904的時間上應用的輸入數據。為了計算係數CS1，應用了輸入數據經延時2個時鐘周期的數據DD1。此數據DD1等於這樣的數據，它是計算數據904的時間上輸入數據延時1個時鐘周期後的數據。按同樣方式，為了計算係數CSn，應用了輸入數據經延時(n+1)個時鐘周期的數據DD(n+1)。因此，根據在計算數據904和前述的均衡誤差的時間上延時n個時鐘周期的數據，可以計算出係數CSn，從而根據數據904能夠實現正確的係數更新計算。隨後，在1個時鐘周期之後，數據901輸入至相減電路204上。在與該輸入同步的情況下，根據控制信號107s，轉換開關106轉換至負的第二基準值(Vref2)一側，它有著與數據901那樣相同的符號。這裡，在使轉換開關105保持於白點一側的同時，基於數據901實現係數更新。根據數據901和第二基準值計算出的均衡誤差輸入至係數控制電路CE0-CEn上。這裡，輸入至各別的係數控制電路CE0-CEn上的輸入樣值數據DD0-DDn轉變成比之在計算出數據904時的數據有1個時鐘周期延時的數據，而這些數據的數值等於用作計算數據901的數據。因此，應用數據901可以實現正確的係數更新。
由於這樣一種構成，雖然與第二實施例和第三實施例相比較這裡增加了一個單獨延時單元，但本實施例能夠應用過零點之前和之後的數據來實現係數更新。因此，與僅僅應用過零點之後的數據來實現係數更新的第一至第三的實施例相比較，本實施例能夠進一步提高係數收斂性能，而仍然可得到類似於第一至第三的實施例中的那些有利效果。
儘管在本實施例中說明了應用第二基準值的自適應均衡器電路，但也可應用第三實施例中說明的控制基準值符號的構成方式。
圖13示明本發明第五實施例之一個自適應均衡器電路的電路框圖。圖中，具有與圖11中相同功能的那些方框給以同樣的符號，並省略對它們的說明。圖中，數字130指明一個二值化電路，它使輸出201上得到的數據串進行二值化。該電路中，在進行二值化時應用的一個閾值Vslth作為信號1302s輸出至相加電路1303上。該閾值相加到經選擇出的第一基準值Vref1或第二基準值Vref2上。由於這樣一種構成，它有可能使圖10中的第一基準值Vref1和第二基準值Vref2對自適應均衡器電路輸入信號在對稱性上的偏移進行跟蹤，因而能確保穩定的均衡特性。
儘管在本實施例中說明了應用第二基準值的自適應均衡器電路，但也可應用第三實施例中說明的控制基準值符號的構成方式。
圖14是從均衡器電路輸出信號之眼圖中提取出的、具有最小振幅和最大振幅的眼圖波形。例如，假定此圖表示一個DVD-ROM光碟的重放信號，數字1401指明一個3T循環的信號，數字1402指明一個14T循環的信號。當對於一個均衡器電路的係數更新以過零點之後的T1時刻針對此波形來實施時，則此時刻的振幅在波形1401上為a1，而在波形1402上為a2。係數更新是根據有關的振幅與基準值Vref之間的差值來實現的。假定正確地設定了基準值Vref，則當振幅比值b=(a2-a1)/a2越大時，實現均衡器電路係數更新之時刻上有關振幅與基準值間的差值變得越大，而當振幅比值b越小時，差值變得越小。振幅比值b其容許值的確定依據於均衡誤差的容許值，對之可以根據在實施均衡器電路係數更新中的環路增益、均衡波形抖動等來計算。
因此，雖然係數更新的時刻T1在第一實施例中設定於1/2時鐘周期上，但在上述振幅比值b的容許值範圍內時刻T1是能任意選擇的。此外，雖然圖14中示明的例子僅僅在過零點之後的時刻上實施係數更新，但在第二至第五的實施例場合下採用過零點之前和之後的時刻來實施係數更新的技術中，可以類似地規定出振幅比值b，實施係數更新的時刻可以在該振幅比值b的容許值範圍內任意地選擇。這裡，通過在過零點之前和之後相等的時間間隔點上實施係數更新，能夠得到類似於第三實施例中那樣的有利效果。
此外，按照本發明的均衡特性更新裝置並不限制於上述各實施例。進一步，在上述各實施例中儘管說明了有關的電路單元在基於定時信號DCLK工作中的數字電路運行，但均衡器電路也可以用一個模擬電路來構成，並且在上述各實施例中應用的、基於定時信號DCLK進行工作的取樣保持電路可以提供至一個用於計算均衡誤差的相減電路和一個係數控制電路的輸入端上。
按照本發明的自適應均衡器電路，該自適應均衡器電路的均衡特性是應用基於自適應均衡器電路的輸出和任意地給定的基準值所計算得的均衡誤差進行更新的，均衡器電路輸出的得到是同步於傳輸系統中來的輸入信號之基準時鐘信號的，同步於過零點之後的1/2時鐘周期處或是過零點之前或之後的1/2時鐘周期處。因此，在振幅有起伏的系統中也能夠做到穩定的自適應均衡工作，而不需要對基準值作出改變來計算基于振幅起伏的均衡誤差。此外，通過使基準值與構成均衡器電路後級的二值化電路之閾值進行互鎖，能夠做到均衡特性對於輸入信號對稱性的偏移可呈現出良好的穩定性。
權利要求
1．一種自適應均衡器電路，它對通過一個傳輸通路輸入的信號加上給定的均衡特性，並實施一種控制，使得藉助於根據一個得到的輸出和一個給定的基準值而實施一種算術運算所得出的均衡誤差最小化，由此得到均衡特性，其改進的特徵在於，該自適應均衡器電路有一個可改變均衡特性的構成，其中，自適應均衡器電路的算術運算是與一個信號相同步地實現的，該信號的相位與輸入信號之基準時鐘信號相位相差1/2時鐘周期，又，均衡特性的改變藉助於對均衡誤差的計算，該計算是根據自適應均衡器電路輸出的符號從正到負或從負到正改變之後的第一個輸出值以及所述給定的基準值進行的。
2．按照權利要求1的自適應均衡器電路，其特徵在於，對均衡特性進行改變的構成是這樣一種構成，其自適應均衡器電路均衡特性的改變是根據該自適應均衡器電路輸出的符號從正到負改變之後的第一個輸出值以及一個第一基準值，又，其自適應均衡器電路均衡特性的改變是根據該自適應均衡器電路輸出的符號從負到正改變之後的第一個輸出值以及一個第二基準值。
3．按照權利要求2的自適應均衡器電路，其特徵在於，在自適應均衡器電路進行均衡特性改變的操作上，該自適應均衡器電路這樣構成，即自適應均衡器電路均衡特性的改變是根據其自適應均衡器電路輸出的符號從正到負改變之瞬間前的輸出值以及該第二基準值，又，自適應均衡器電路均衡特性的改變是根據其自適應均衡器電路輸出的符號從負到正改變之瞬間前的輸出值以及該第一基準值。
4．按照權利要求1的自適應均衡器電路，其特徵在於，所述改變均衡特性的構成是這樣一種構成，該自適應均衡器電路均衡特性的改變是根據其自適應均衡器電路輸出的符號從正到負或從負到正改變之後的第一個輸出值以及該第一基準值，又，該自適應均衡器電路均衡特性的改變是根據其自適應均衡器電路輸出的符號從正到負或從負到正改變之瞬間前的輸出值以及該第二基準值。
5．按照權利要求2的自適應均衡器電路，其特徵在於，第二基準值設定為它是對第一基準值作符號反轉的一個值。
6．按照權利要求1的自適應均衡器電路，其特徵在於，該自適應均衡器電路工作中以一個信號對輸入信號進行取樣，這個信號與同步於輸入信號的基準時鐘信號相位相差1/2時鐘周期，而均衡特性的改變是根據自適應均衡器電路的輸出值。
7．按照權利要求1的自適應均衡器電路，其特徵在於，該自適應均衡器電路工作中以一個同步於輸入信號的基準時鐘信號對該輸入信號進行取樣，並對於與一個信號同步的自適應均衡器電路的輸出值進行計算，應用該計算值來改變該自適應均衡器電路的均衡特性，而那個信號與基準時鐘信號的相位通過一個內插而相差1/2時鐘周期。
8．按照權利要求1的自適應均衡器電路，其特徵在於，基準值的改變對應於該自適應均衡器電路之輸出在進行二值化時閾值的改變。
9．按照權利要求1的自適應均衡器電路，其特徵在於，輸入至該自適應均衡器電路的信號是從一種記錄媒體上以光學方式讀出的信號。
全文摘要
一種自適應均衡器電路,以一個定時信號使輸入信號保持作為樣值中,該定時信號相對於輸入信號的基準時鐘信號相位偏移1/2時鐘周期。均衡輸出是從一個得到的樣值數據中計算出的。對過零點之後的只是第一個輸出值與一個任意設定的基準值之間的差值進行計算,將計算出的值作為一個均衡誤差。根據均衡誤差和樣值數據對自適應均衡器電路的係數進行更新。
文檔編號H03H21/00GK1324149SQ0111218
公開日2001年11月28日 申請日期2001年3月28日 優先權日2000年5月11日
發明者西村孝一郎, 廣瀨幸一 申請人:株式會社日立製作所