通過相關dds的數字afc調整的製作方法
2023-07-09 01:38:51 1
專利名稱：通過相關dds的數字afc調整的製作方法
技術領域：
本發明涉及一自動頻率控制(AFC)的電路。
在許多設備中必須要實現自動頻率控制。這種應用範圍在於對振蕩迴路的頻率進行電子調諧。典型地，電子調諧時採用一變容二極體。在運行過程中變容二極體需要一10V-30V的直流電壓，且此電壓浮差限定在幾個毫伏之內。因此，對由電池供電的接收機來說，變容二極體只需接在一直流變壓器上就可以了。這種變容二極體有一較大的缺點，就是阻擋層電容對溫度有一依賴關係。為此，通常在饋電電壓線路中接入一溫度係數相同的二極體作為溫度依賴性電阻。
在高頻大電壓情況下，根據變容二極體的彎曲特性曲線，直流電壓平均值將會產生一偏移，因此電容也會發生變化。這將帶來失真現象。通過兩個相同的二極體相互連接在一起可以補償上述電容變化。變容二極體的電壓依賴特性及溫度依賴特性主要是由高頻引起的。對此，較小的電容變化將會導致極大的頻率變化。其結果是接收調整發射機時會產生幹擾。因此，在二極體調諧過程中就需要一自動頻率調整。其調節量為振蕩器的頻率。利用自動頻率調整(AFC)，通過調整振蕩器頻率就可以實現調諧保持穩定。
附圖9展示了一大家熟悉的AFC電路。溫度補償電壓控制振蕩器(VCO)給出一確定的脈衝信號至頻率比較器3。頻率比較器3將溫度補償電壓控制振蕩器(VCO)9的脈衝與系統脈衝fref進行比較，而系統脈衝是從時間標準信息中獲取的。頻率比較器3發出一數字跟蹤信號，此信號錄入了頻率比較器3所得到的VCO 9脈衝與系統脈衝fref之間的頻率差。將該數位訊號輸至數字-模擬(D/A)轉換器10，在此把它轉換成一模擬跟蹤信號。之後，模擬跟蹤信號又被送至溫度補償VCO 9上，並以之來調整VCO9的振蕩頻率，這樣便形成了一閉合調整迴路。
從附圖9可以看出，調整迴路為一模擬實現方式。而該模擬方式有以下幾個缺點。如，容易產生幹擾耦合。在必需的動態範圍內還容易出問題。這種作用在供電電壓簡化的設備中顯得尤為重大，譬如在行動電話中就是如此，還有一缺點，就是為跟蹤模擬調諧電壓而設計的D/A轉換器10費用太高，其原因為數字-模擬轉換器10的準確性對調整精度起著決定性作用。此外，附
圖1所示的AFC電路起振太慢，而且本著模擬跟蹤的目的，它不能較好地集成到集成電路中去。
本發明的目的就是提供一自動頻率調整(AFC)電路，以一簡單的方法實現對振蕩頻率進行準確跟蹤。
該目的由權利要求1或4所述的特徵得以實現。發明的中心思想在於，通過使用一所謂的直接數字合成裝置(DDS)來獲得高精度的溫度補償信號。
本發明提供了一自動頻率調整電路，它帶有一振頻為fxtal的振蕩器。振蕩器頻率fxtal作為脈衝送給直接數字合成裝置。此外，電路還帶有一頻率比較器，用來得到數字合成裝置的輸出頻率fmut與參考頻率fref之間的差值。頻率比較器生成一數字輸出信號，此信號顯示數字合成裝置的輸出頻率fmut與參考頻率fref之間的頻率差值。之後，頻率比較器的這種數字輸出信號作為加數被送至數字合成裝置，由此構成一閉合調整迴路。同時也形成了一數字形式的反饋。
優選地，頻率比較器的數字輸出信號要進行溫度補償，也就是說，先將振蕩器的溫度特性曲線存儲在頻率比較器中，然後再給頻率比較器加入一溫度信息。
在數字合成裝置與頻率比較器之間可接入一帶通頻率為fbp的帶通濾波器。帶通頻率fbp基本上同數字合成裝置的輸出信號頻率fmut的時間平均值相符。這種帶通濾波器可改善數字合成裝置輸出信號的頻譜純度。
本發明的另一方面是提供了一自動頻率調整(AFC)電路，它帶有一振頻為fxtal的振蕩器。還有一輸出信號頻率為fout的數字合成裝置。相位比較器(相位比較儀)將頻率為fxtal的振蕩器的信號相位同數字合成裝置輸出信號相位進行比較，生成一顯示比較結果的模擬輸出信號。這就是說，通過比較，得到振蕩器信號與數字合成裝置輸出信號的相位差越大，則相位比較器的模擬輸出信號也就越大。隨後，相位比較器的模擬輸出信號作為控制信號被送至一電壓控制振蕩器上。該電壓控制振蕩器(VCO)由控制信號控制產生一主脈衝頻率為fmut的輸出信號。由頻率比較器來得到電壓控制振蕩器(VCO)輸出信號的主脈衝頻率fmut與參考頻率fref之間的差值。頻率比較器產生一數字輸出信號，該信號顯示上述得到的頻率差。也就是說，電壓控制振蕩器主脈衝頻率fmut與參考頻率fref的差值越大，頻率比較器的數字輸出信號也就越大。之後，頻率比較器的這種數字輸出信號作為加數被送至數字合成裝置。主脈衝頻率為fmut的電壓控制振蕩器將其模擬輸出信號送給數字合成裝置作為脈衝。為此，電壓控制振蕩器(VCO)以下述方式由一PLL迴路(相位鎖定迴路)對主脈衝頻率fmut進行跟蹤，即數字合成裝置的輸出信號先同一無溫度補償振蕩器進行比較，然後再通過調整數字合成裝置內分級很細的(非整數)控制值來進行跟蹤。
頻率比較器的數字輸出信號可由此得到溫度補償。
在電壓控制振蕩器(VCO)與數字合成裝置之間可以接入一分頻器，它使電壓控制振蕩器的輸出信號頻率fmut圍繞一確定的數值劃分成頻率fin，然後再作為脈衝送給數字合成裝置。
現在，根據附圖闡述本發明一典型實施例。其中附圖1為本發明第一實施範例的第一自動頻率調整(AFC)電路，附圖2為本發明第一實施範例的另一自動頻率調整(AFC)電路，附圖3為本發明第二種實施範例的第一自動頻率調整(AFC)電路，附圖4為本發明第二種實施範例的另一自動頻率調整(AFC)電路，附圖5講述了一數字合成裝置(DDS)原理，附圖6解釋了一數字合成裝置的工作方法，附圖7解釋了一數字合成裝置在工作時的頻率轉換情況，附圖8解釋了數字合成裝置的生成信號轉換成正弦波的情況，附圖9為根據該技術水平的一自動頻率調整電路。
首先講述一所謂的數字合成裝置(直接數字合成DDS)，它為本發明的中心組件。數字合成裝置功能就是實現數字合成。附圖5原理性地敘述了此類數字合成裝置(DDS)的功能。DDS基本功能為一累加器，它在一定的脈衝時間內，把輸入信號A同輸出信號B相加起來。由DDS實現的數學功能可由下面等式進行描述Bn＝A+B(n-1)(等式1)如果超出了指定的數字範圍，即累加器範圍或加法範圍，那麼數字合成裝置(DdS)的輸出信號便重新降至0或計算新值B＝B對計數範圍的模。下面闡述了一例子脈衝＝1MHz加數A＝1
累加器範圍(字寬，加法範圍)＝1M。
根據等式1，輸出值B連續地從0升至1M，然後再降回到0。隨後輸出值B又重新開始上升。由此生成一頻率為fout的鋸齒波。其頻率由下式計算
假若脈衝為1MHz，加數A＝1，且加法範圍＝1M，那麼產生鋸齒波的重複頻率為1Hz，如附圖6所示。由等式2可知，生成的頻率fout直接處決於脈衝、它旁邊的加數A以及加法器(累加在器)的字寬。應當注意，加數A可典型地變為2(參見附圖7)。為此，由等式2可以算出，當加數從1跳至2時，生成頻率fout便由1Hz變成2Hz。生成頻率fout便以這種方式進行轉換。DDS輸出頻率轉換速度很快，能夠在一脈衝之內完成。此外，頻率fout轉換時不帶有相突變，這從附圖7中也可看出。
通常，繼續工作並不希望鋸齒波信號。如附圖8所示，從頻率為fout的DDS 2鋸齒波輸出信號可得出一正弦波信號，其中，頻率為fout的DDS2輸出信號B作為地址被送至探求圖表11。通過探求圖表11對鋸齒波函數進行變換，便可以由地址信息直接生成一正弦波信號。
由等式2可以看出，通過改變加數A能夠對頻率為fout的生成信號實現FM調製。從原理上講，DDS2輸出信號可產生的最大頻率fout為DDS2脈衝頻率的一半。而在實際中這種最大頻率頂多只佔DDS2脈衝頻率的30％。如果要把這種DDS用於無線移動通信領域。可以用一CMOS技術將其做成集成電路(IC)。
在原理性地闡述了數字合成裝置(DDS)的功能之後，現在來講述本發明自動頻率調整電路的第一實施範例。如附圖1，一無溫度補償振蕩器1頻率為fxtal，其輸出信號作為脈衝被送至數字合成裝置(DDS)2。DDS2生成一頻率為fmut的輸出信號，並將其作為主脈衝送至頻率比較器3。頻率比較器3將DDS2輸出信號頻率fmut與參考頻率fref進行比較，而參考頻率fref又可以一系統脈衝的形式從時間標準信息中獲取。參考頻率fref也可從一諸如石英的參考振蕩器中獲取。頻率比較器3產生一數字輸出信號，該輸出信號處決於得到的DDS2輸出信號頻率fmut與參考頻率fref之間的差值。通常，頻率比較器3由軟體實現。頻率比較器3的數字輸出信號Sd作為加數被送至DDS2。
頻率比較器3中可存儲一表格，它顯示無溫度補償振蕩器1的頻率對溫度的依賴特性曲線。此時若給頻率比較器3輸入一溫度信息T，就可對數字輸出信號Sd進行溫度補償，其方法為，通過溫度信息T和無溫度補償振蕩器1內存儲的溫度依賴特性曲線來得到數字輸出信號Sd需要加大或減小多少，並由此實現振蕩器1對溫度依賴特性(偏差)的補償。無溫度補償振蕩器1的輸出脈衝信號頻率為ftael，它沒有經過溫度補償也沒有被跟蹤，在該信號作用下，由DDS2及頻率比較控制單元3產生一帶有溫度補償且又對頻率為fref的系統脈衝進行跟蹤的信號fmut。
此外，還應考慮到，作為主脈衝使用且頻率為fmut的DDS2輸出信號的頻率純度通常要比石英振蕩器差得多。這是由以下原因造成的，即頻譜純度處決於DDS2內D/A轉換器的解析度，而D/A轉換器並不是說想要做多好就能做得多好的。附圖2中消除了上述缺點。如附圖2所示，在DDS2與頻率比較器3之間接入一模擬濾波器4，特地用來改善頻率為fmut的DDS2輸出信號的遠地頻譜特性。顯然，該作用對近頻譜幾乎是沒有影響的。模擬濾波器4涉及一帶通頻率為fbp的帶通濾波器，選擇該帶通頻率時，要基本與DDS2輸出信號頻率fmut的時間平均值相符。
現在敘述本發明自動頻率調整電路的第二種實施範例，如附圖3。從附圖3可以看出，頻率為fxtal的無溫度補償振蕩器1的輸出信號被送至一相位比較器(相位比較儀)6上。相位比較器6將頻率為fxtal的無溫度補償振蕩器1的輸出信號相位同頻率為fout的DDS2輸出信號相位進行比較。根據無溫度補償振蕩器1與DDS2的輸出信號相位相比較的結果，相位比較器6生成一模擬輸出信號(跟蹤信號)。該模擬跟蹤信號經過一低通濾波器7後被送入電壓控制振蕩器5。典型地VCO5可由帶有變容二極體調諧振蕩器的無穩態觸發電路和間歇振蕩器構成。頻率為fin的電壓控制振蕩器5的輸出信號作為脈衝被送至數字合成裝置2。此外，電壓控制振蕩器5的輸出信號還作為一頻率為fmut的主脈衝被送至頻率比較器3。該頻率比較器3將電壓控制振蕩器5的頻率fmut同參考頻率fref進行比較，典型地，參考頻率fref可作為系統脈衝從一時間標準信息中獲取。正如上文講述的第一實施範例一樣，頻率比較器3也可帶有溫度補償裝置，並在其中輸入一溫度T信息。根據比較結果，頻率比較器3生成一數字跟蹤信號SD。該數字跟蹤信號SD作為加數被送至DDS2。
電壓控制振蕩器便以下述方式由一PLL迴路(相位鎖定迴路)對主脈衝頻率fmut進行跟蹤，即把頻率為fout的DDS2輸出信號同無溫度補償振蕩器的頻率fxtal進行比較。通過調整DDS2的控制值就能夠實現跟蹤這種PPL型電路。控制值的分級可以非常細(非整數)。對此，DDS2適用於以下等式，
在此，應當考慮到，無溫度補償振蕩器1的頻率fxtal及DDS2的輸出信號頻率都比電壓控制振蕩器5的頻率fin小得多，從等式2也可得出，加法範圍值要比加A大出許多。
當附圖3所示電路處於相位與頻率穩定的耦合狀態時，fout＝fxtal，且在該調整狀態下適用
從該等式可知，通過改變加數，生成的主頻率fout可用很小的步距進行極細的分級，然後連接在無溫度補償振蕩器1上。由此，通過連續跟蹤控制這種作為控制值的加數，就能夠調整無溫度補償振蕩器1的溫度偏差及頻率偏差。非理想信號由振蕩1自身進行抑制。
權利要求
1.自動頻率調整電路，帶有-一振頻為fxtal的振蕩器(1)，-一數字合成裝置(2)，振蕩器(1)的頻率fxtal作為脈衝送給該裝置(2)，且裝置(2)產生一頻率為fmut的輸出信號，-一頻率比較器(3)，用來得到數字合成裝置(2)的輸出頻率fmut與參考頻率fref之間的差值，並且產生一顯示該得到的頻率差值的數字輸出信號(Sd)，在此，數字輸出信號(Sd)作為加數被送至數字合成裝置(2)。
2.根據權利要求1的電路，其特徵在於，頻率比較器(3)帶有一表格，在該表格中存儲有振蕩器的溫度特性曲線，此外，在頻率比較器(3)中輸入一溫度信息，以對輸出信號(Sd)進行溫度補償。
3.根據權利要求1或2之一的電路，其特徵在於，數字合成裝置(2)與頻率比較器(3)之間接有一帶通頻率為fbp的模擬帶通濾波器(4)，帶通頻率fbp基本上與數字合成裝置(2)的輸出信號頻率fmut的時間平均值相符。
4.自動頻率調整電路，帶有-一振頻為fxtal的振蕩器(1)，-一數字合成裝置(2)，其輸出信號頻率為fout，-一相位比較器(6)，它將頻率為fxtal的振蕩器(1)的信號相位與數字合成裝置(2)的輸出信號相位進行比較，並產生一顯示該比較結果的模擬輸出信號Sa，-一電壓控制振蕩器(5)，相位比較器(6)的模擬輸出信號Sa作為控制信號輸入電壓控制振蕩器(5)，而電壓控制振蕩器(5)則產生一由控制信號決定且主脈衝頻率為fmut的輸出信號，-一頻率比較器(3)，用來得到主脈衝頻率fmut與參考頻率fref之間的差值，並產生一顯示該得到的頻率差值的數字輸出信號(Sa)，在此，頻率比較器(3)的數字輸出信號(Sa)作為加數被送至數字合成裝置(2)，主脈衝頻率為fmut的電壓控制振蕩器(5)的模擬輸出信號作為脈衝被送至數字合成裝置(2)。
5.根據權利要求4的電路，其特徵在於，頻率比較器的數字輸出信號(Sd)進行溫度補償。
6.根據權利要求4或5之一的電路，其特徵在於，在電壓控制振蕩器(5)與數字合成裝置(2)之間接入一分頻器(8)，它使輸出信號頻率fmut作為脈衝送給數字合成裝置(2)以圍繞一確定的數值(n)劃分成頻率fin。
全文摘要
本發明涉及一自動頻率調整(AFC)電路,帶有振蕩器(1),數字合成裝置(DOS)(2),以及頻率比較器(3),振蕩器(1)的頻率f
文檔編號H03B28/00GK1252186SQ98804007
公開日2000年5月3日 申請日期1998年2月13日 優先權日1997年4月7日
發明者L·霍夫曼 申請人:西門子公司