相位控制調光器電路的製作方法
2023-12-03 02:03:06
本發明涉及一種用於控制到負載的交流(AC)電力的相位控制調光器電路。
特別地，但非唯一地，本發明涉及一種用於控制電容性負載的具有MOSFET(場效應管)開關電路的後沿相位控制調光器電路，電容性負載諸如LED燈的驅動器。
背景技術：
調光器電路通常用於控制到諸如光源的負載的電力，特別是交流(AC)電源電力(mains power)。在一種現有方法中，可以使用相位控制調光來調光光源，由此通過改變在AC的周期期間連接負載到電源電力的開關導通的時間量(即，改變佔空時間)來控制提供給負載的電力。具體地，在交流的每半個周期期間將到負載的AC電源切換為導通(ON)和關斷(OFF)，並且根據相對於每半個周期的關斷時間的導通時間量來提供負載的調光量。
相位控制調光器電路通常操作為後沿或前沿調光器電路，並且這兩個電路適合於不同的應用。在前沿電路中，在每半個周期開始時切斷電力。在後沿電路中，在每半個周期後部(例如，朝向每半個周期的結束)切斷電力。前沿調光器電路通常更好地適於控制到感應負載的電力，諸如小風扇電動機和鐵芯低壓照明變壓器。另一方面，後沿調光器電路通常更好地適於控制到電容性負載的電力，電容性負載諸如用於發光二極體(LED)燈的驅動器。
然而，相位控制調光器電路可以在接通和切斷到負載的電力時產生導致電磁幹擾(EMI)發射的傳導諧波(conducted harmonics)。相應地，現有的示例性相位控制調光器電路已被配置為在開關電路的導通和非導通狀態之間產生更平緩的過渡，以使這些EMI發射最小化。例如，在現有的後沿調光器電路中，開關在每半個周期的切斷過渡時間增加，使得到負載的電力更加平緩地切斷，以減小所產生的引起EMI發射的相關聯射頻(RF)諧波的幅度，並從而最小化線路傳導的EMI發射。在後沿調光器電路中，由於在AC的過零處執行切換接通，所以開關電路的切斷提供比接通更大的EMI發射。而且，本領域的技術人員將理解的是，開關的切斷是在切斷過渡時間上執行的，並且開關的接通是在接通過渡時間上執行的。本領域的技術人員將理解的是，在理想的後沿調光器中，在AC的過零處的接通意指沒有相關聯的過渡時間。
實際上，具有上述後沿調光器電路的調光器目前已在許多國家銷售，其符合電磁兼容性(EMC)和EMI的某些監管標準。儘管如此，上述在增加的切斷過渡時間內將到負載的電力逐漸切斷導致調光器電路開關器件的附加電力耗散。該附加電力通常由開關器件作為熱量而耗散，其可能對採用這種調光器電路的調光器的操作和壽命有害。另外，增加的開關損耗降低了調光器的可實現的最大負載容量。
圖1和圖2中示出了現有技術的後沿相位控制調光器電路的示例。具體地，圖1示出了現有技術的後沿相位控制調光器電路10，其具有用於控制AC電力到負載的輸送(例如接通和切斷)的開關電路12以及用於控制開關電路12的切換的開關控制電路14。圖2示出了另一現有技術的後沿相位控制調光器電路16，其具有用於控制開關電路12的切換的開關控制電路18。圖2的開關控制電路18還包括添加用於進一步控制開關電路12的切換的dv/dt反饋電路20。
如圖1和圖2所示，開關電路12包括開關元件Q4和Q5，其是MOSFET開關器件。具體地，MOSFET Q4和Q5是用於控制輸送到負載的電力量的高電壓(600V)N溝道MOSFET(例如，FCPF11N60)。MOSFET Q4和Q5被配置為使得它們交替地控制在AC電力的不同極性的半周期內到負載的電力輸送。也就是說，MOSFET Q4和Q5在AC的每個周期相應地接通和切斷開關電路12，使得負載(例如，用於LED下射燈的驅動器)與每個周期中開關電路12被切斷的時間量成比例地調暗。
圖1的開關控制電路14和圖2的開關控制電路18提供MOSFET Q4和Q5的柵極驅動控制。在這些示例中，開關控制電路14、18利用MOSFET的固有特性「米勒效應」電容來控制切斷MOSFET Q4和Q5的總切換時間，即，控制MOSFET Q4和Q5的切斷過渡時間。適合於後沿調光器電路的典型的功率MOSFET，像示例性功率MOSFET FCPF11N60，表現出小於最佳漏極-柵極電容對漏極電壓特性，這導致由於電容的快速下降在切斷過渡上所提供的漏極電流的一些顯著的非線性。
本領域技術人員將理解，切斷過渡發生在切斷例如MOSFET Q4和Q5所需的時間，以下稱為「切斷過渡時間」。還將理解，在切斷過渡期間，在下文中將由例如MOSFET Q4和Q5提供的MOSFET漏極電壓的改變稱為「切斷過渡曲線」。
為了實現低諧波含量和最小化EMI發射，切斷過渡曲線的斜率的變化率將在切斷過渡期間被最小化。然而，這種方式通常採用比用於電力耗散的最佳整體切斷過渡時間更長的時間，如由圖1和圖2所示的示例性電路所提供的，以確保後沿相位控制調光器電路符合線路傳導EMI限制。
圖1的示例性開關控制電路14以及圖2的開關控制電路18，使用電晶體Q1和Q2來實現MOSFET柵極驅動控制。在所示的示例中，電晶體Q1和Q2是BC856PNP電晶體。在電阻器R1輸入端的電晶體Q1基極驅動被拉高，以經由電阻器R2對MOSFET Q4和Q5的MOSFET柵極電容充電，從而保持MOSFET Q4和Q5處於導通狀態條件。在圖1的示例性電路中，R1是100KΩ電阻器，而R2是1KΩ電阻器。二極體D1和齊納二極體ZD1用於將MOSFET Q4和Q5導通狀態柵極電壓鉗位在適當的電平，從而獲得適當的偏置。在圖1和圖2的示例中，D1是4148高速二極體，而ZD1是7V5齊納二極體。在R1輸入端的電晶體Q2基極驅動被拉低，以經由電阻器R3使MOSFET柵極電容放電，電阻器R3的值是為了提供MOSFET Q4和Q5的期望的切斷過渡時間而選擇的。在圖1的開關控制電路14中R3被選擇為56KΩ電阻器，以便例如提供MOSFET Q4和Q5的所需切斷過渡時間，從而符合EMI要求。
使用56KΩ電阻器R3的由圖1的開關控制電路14提供的切斷過渡時間相對較慢，並且在圖4中在分析調光器電路10的操作的示波器的顯示器40中示出。如所討論的，相對慢的切斷過渡時間導致高過渡相關的電力耗散。圖4的顯示器40示出了負載電流42(每分區0.5A)和MOSFET Q4和Q5柵極電壓44(每分區2V)。本領域技術人員將理解，負載電流指示當負載具有某些阻抗特性時的開關電路漏極電壓。具體地，在該示例中，負載是電阻負載類型(例如，白熾燈)，使得所示的負載電流42指示MOSFET Q4和Q5漏極電壓。
在圖4中，可以看出，負載電流42(指示漏極電流)通過開關控制電路14在大約75μs的切斷過渡時間內從導通狀態過渡到關斷狀態。還可以看出，切斷過渡上的負載電流42形成具有非線性斜率的曲線，其指示圖1中示例的現有技術電路的調光器電路10的切斷過渡曲線。
在圖2的示例性電路中，開關控制電路18被配置為通過選擇22KΩ電阻器作為R3來減小切斷過渡時間。本領域技術人員將理解，可以縮短切斷過渡時間以減少與過渡相關的電力耗散，但是這通常需要切斷過渡曲線的更尖銳的初始切斷和/或更尖銳的最終切斷區域，這可能導致引起諧波輸出的過度EMI。
作為分析該調光器電路的操作的示波器的顯示器46，在圖5中指示由具有22KΩ的電阻器R3的開關控制電路14提供的切斷過渡。顯示器46還示出負載電流48(每分區0.5A)和MOSFET Q4和Q5柵極電壓50(每分區2V)。在此處可以看出，負載電流48在大約50μs的相對較短的切斷過渡時間上從導通狀態過渡到關斷狀態。再次，負載電流48指示由於針對該示例的電阻性負載而導致的MOSFET Q4和Q5漏極電壓。然而，為了實現相對短的切斷過渡時間，與具有56KΩ的電阻器R3的開關電路14提供的切斷過渡曲線相比，該切斷過渡曲線的初始/最終切斷區域的所增加的銳度產生過量的EMI諧波輸出。
相應地，已經開發了現有技術的調光器電路的現有示例來平滑切斷過渡曲線的初始/最終切斷區域，以減少引起開關電路的諧波產生的EMI。例如，圖2的開關控制電路18具有dv/dt反饋電路20，以嘗試平滑切斷過渡曲線的初始/最終切斷區域，從而減少諧波產生。本領域技術人員將理解，dv/dt是指相對於諸如MOSFET Q4和Q5的開關元件的時間差的電壓差。
圖2的dv/dt反饋電路20包括基本漏極電壓dv/dt反饋機制，以減小由具有22KΩ電阻器R3的開關控制電路18實現的切斷過渡曲線的初始/最終切斷區域的變化率。然而，圖2的dv/dt反饋電路20的附加操作在平滑切斷過渡曲線的初始/最終切斷區域時增加了切斷過渡時間，這導致高相關的調光器電路16的過渡電力耗散。
在分析具有dv/dt反饋電路20的調光器電路16的操作的示波器的顯示器52中，圖6示出在部署圖2的dv/dt反饋電路20之後的示例性切斷過渡曲線。具體地，顯示器52示出了負載電流54(每分區0.5A)以及MOSFET Q4和Q5柵極電壓56(每分區2V)。再次，在該示例中，負載電流48指示MOSFET Q4和Q5漏極電壓。然而，可以看出，儘管切斷過渡曲線的初始/最終區域以切斷過渡曲線的更平緩的斜率的變化率而變得更平滑，但是負載電流42在相對較長的大約125μs的切斷過渡時間上從導通狀態過渡到關斷狀態。此外，顯示器52示出dv/dt反饋電流58(每分區200μA)，其被饋送到開關電路12的MOSFET Q4和Q5的柵極。
因此，圖2的dv/dt反饋電路20僅採用基本漏極電壓dv/dt反饋機制，其通過電容器C1返回dv/dt反饋電流，電容器C1的電容超過在電阻器R4兩端產生足夠電壓所需的電容，導致電晶體Q3在將過量的dv/dt反饋電流引導到MOSFET Q4和Q5柵極端子的操作。由於電晶體Q3的配置不提供任何電流增益，因此所調節的dv/dt結果將保持為比由以下等式給出的dv/dt結果更高：
dv/dt(min)＝Vbe(Q3)/(R4×C1)。
在圖2的示例中，電晶體Q3也是BC856PNP電晶體，電容器C1是100pF電容器，而電阻器R4是3.3KΩ。參考上述等式，例如，dv/dt(min)＝0.5V/(3.3KΩ×100pF)＝1.5V/μs。因此，在該示例中，dv/dt對應於在340V的半周期瞬時電壓的中間處的225μs的過渡時間。
相應地，將圖2的dv/dt反饋電路20添加到調光器電路16仍然不能使與過渡電力相關的耗散最小化，該耗散影響採用圖2的調光器電路16的調光器的性能和壽命。
技術實現要素：
相應地，在本發明的一個方面，提供了一種用於控制到負載的交流(AC)電力的後沿相位控制調光器電路，電路包括：開關電路，其用於通過在導通狀態下向負載傳導電力而在關斷狀態下不向負載傳導電力來控制向負載輸送AC電力；以及開關控制電路，其用於在AC的每個周期控制開關電路的切斷和接通，以控制開關電路的導通和關斷狀態的切換，其中開關控制電路控制開關電路的切斷包括控制開關電路在開關電路的導通狀態和關斷狀態之間的切斷過渡，延長達到所選擇的切斷過渡時間，以及其中開關控制電路還包括用於通過將由開關電路產生的至少一些dv/dt反饋電流返回到開關電路來控制切斷過渡曲線的dv/dt反饋電路，切斷過渡曲線指示切斷過渡的開關電路的漏極電壓和所選擇的切斷過渡時間，由此dv/dt反饋電路被配置為在切斷過渡期間控制所述至少一些dv/dt反饋電流，以便減小切斷過渡曲線的至少初始區域的變化率，以最小化由開關電路產生的諧波。
如所討論的，切斷過渡曲線指示由開關電路提供的漏極電壓波形，其在切斷過渡上延長達到所選擇的切斷過渡時間。此外，本領域技術人員將理解，在從開關電路的切斷過渡上的漏極電壓的變化不是線性的，並且通常電壓的斜率在切斷過渡期間的變化率在切斷過渡的初始和最終區域中更大。因此，後沿相位控制調光器的切斷過渡曲線類似於反向「S」曲線(與與相位控制前沿調光器相關聯的接通過渡「S」曲線相反)。
在實施例中，開關電路包括兩個MOSFET，以在AC的每半個周期分別控制切斷和接通，並且其中開關控制電路提供MOSFET的柵極驅動控制，以控制MOSFET的切斷過渡。在其它實施例中，開關電路包括其它開關器件，諸如其它場效應電晶體，以在AC的每半個周期控制切斷和接通。
在開關電路包括兩個MOSFET的實施例中，切斷過渡時間與MOSFET的MOSFET柵極電容的放電時間成比例。本領域技術人員將理解，MOSFET開關使用柵極電壓來控制漏極電流。然而，MOSFET具有影響MOSFET的開關時間的輸入和輸出電容。因此，例如，當切換到關斷狀態時，MOSFET通過切斷過渡而過渡，而MOSFET電容(特別是MOSFET柵極電容)被放電，其在切斷過渡時間上發生。
在實施例中，開關控制電路包括電晶體Q2，其被配置為被拉低以使MOSFET柵極電容經由電阻器R3放電，採用所選擇的電阻來選擇MOSFET柵極電容的放電時間。例如，電阻器R3是22KΩ電阻器，且放電時間為65μs。
在實施例中，dv/dt反饋電路包括電晶體Q3，以便當在開關控制電路中具有所選擇的電阻的電阻器R4兩端的電壓足夠時，通過具有所選擇的電容的電容器C1將至少一些dv/dt反饋電流引導到MOSFET的柵極，其中至少一些dv/dt反饋電流改變MOSFET柵極電容的放電的變化率，以減小切斷過渡曲線的初始區域的變化率。例如，電阻器R4是10KΩ電阻器，而電容器C1是100pF電容器。
此外，dv/dt反饋電路包括與MOSFET的柵極串聯的RC網絡，使得在切斷過渡期間，通過RC網絡引導至少一些dv/dt反饋電流。在該實施例中，RC網絡包括具有所選擇的電容的電容器C2和具有所選擇的電阻的電阻器R6，使得隨著MOSFET柵極電容在切斷過渡期間減小，該至少一些dv/dt反饋電流初始根據電阻器R6和電容器C2上的增加的電壓降而上升。此外，該至少一些dv/dt反饋電流上升導致電晶體Q3的飽和，其隨後引起施加到MOSFET的柵極的至少一些dv/dt反饋電流的指數衰減。例如，電阻器R6是33KΩ電阻器，而電容器C2是1nF電容器。
優選地，至少一些dv/dt反饋電流還降低切斷過渡曲線的最終區域的變化率。更優選地，至少一些dv/dt反饋電流影響切斷過渡曲線的初始、中間和最終區域。因此，至少一些dv/dt反饋電流在切斷過渡曲線的初始、中間和最終區域上變化，以實現期望的切斷過渡曲線(即，漏極電壓曲線)。
在另一實施例中，RC網絡還包括電阻器R5，以將至少一些dv/dt反饋電流的一部分轉移離開電容器C2，以進一步控制切斷過渡曲線。例如，電阻器R5是33KΩ電阻器。
在另一方面，提供了一種用於控制到負載的交流(AC)電力的前沿相位控制調光器電路，電路包括：開關電路，其用於通過在導通狀態下向負載傳導電力而在關斷狀態下不向負載傳導電力來控制向負載輸送AC電力；以及開關控制電路，其用於在AC的每個周期控制開關電路的切斷和接通，以控制開關電路的導通和關斷狀態的切換，其中開關控制電路控制開關電路的接通包括控制開關電路在開關電路的關斷狀態和導通狀態之間的接通過渡，延長達到所選擇的接通過渡時間，以及其中開關控制電路還包括用於通過將由開關電路產生的至少一些dv/dt反饋電流返回到開關電路來控制接通過渡曲線的dv/dt反饋電路，接通過渡曲線指示接通過渡的開關電路的漏極電壓和所選擇的接通過渡時間，由此dv/dt反饋電路被配置為在接通過渡期間控制該至少一些dv/dt反饋電流，以便減小接通過渡曲線的變化率，以最小化由開關電路產生的諧波。
附圖說明
現在將參考附圖僅通過示例的方式描述本發明的實施例，其中：
圖1示出了現有技術的後沿相位控制調光器電路的示例；
圖2示出了現有技術的後沿相位控制調光器電路的另一示例；
圖3示出了根據本發明的實施例的後沿相位控制調光器電路；
圖4示出了與圖1的調光器電路結合使用的示波器的顯示器；
圖5示出了與現有技術的調光器電路的示例結合使用的示波器的顯示器；
圖6示出了與圖2的調光器電路結合使用的示波器的顯示器；以及
圖7示出了與圖3的調光器電路結合使用的示波器的顯示器。
具體實施方式
圖3示出了具有開關電路12、開關控制電路24和增強的dv/dt控制電路26的後沿相位控制調光器電路22的實施例。如圖1和圖2所示的示例性現有技術調光器電路10和16，開關電路12包括開關元件Q4和Q5，其是MOSFET開關器件(例如，高電壓(600V)N溝道MOSFET，諸如FCPF11N60)，其被用於控制輸送到負載的AC電力的量。如上所述，MOSFET Q4和Q5被配置為使得它們在AC電力的不同極性半周期內交替地控制到負載的電力輸送。也就是說，MOSFET Q4和Q5分別在AC的每個周期接通和切斷開關電路12，使得負載(例如，用於LED下射燈的驅動器)與每個周期中開關電路12被切斷的時間量成比例地調暗並且不向負載傳導電力。在本實施例中，負載例如是用於LED燈的驅動器形式的電容性負載。
圖3所示的實施例的開關控制電路24同樣使用電晶體Q1和Q2實現MOSFET柵極驅動控制，如上所述。這裡，電晶體Q1和Q2也是BC856PNP電晶體。在電阻器R1輸入端的電晶體Q1基極驅動再次被拉高，以經由電阻器R2對MOSFET Q4和Q5的MOSFET柵極電容進行充電，從而保持MOSFET Q4和Q5處於導通狀態條件。在實施例中，R1是100KΩ電阻器，而R2是1KΩ電阻器。二極體D1和齊納二極體ZD1也被用於將MOSFET Q4和Q5導通狀態柵極電壓鉗位在適當的電平，從而獲得適當的偏置。再次，D1是4148高速二極體，而ZD1是7V5齊納二極體。在R1輸入端處的電晶體Q2基極驅動也被拉低，以使得經由電阻器R3對MOSFET柵極電容放電，選擇電阻器R3的值以提供開關電路12的MOSFET Q4和Q5的期望的切斷過渡時間。這裡，為了提供MOSFET Q4和Q5的相對快速的切斷過渡時間，選擇R3為22KΩ電阻器。
與圖2的示例性現有技術電路一樣，開關控制電路24被配置為通過選擇22KΩ電阻器作為R3來減小切斷過渡時間。然而，如在顯示現有技術電路的操作的顯示器46、52中負載電流48、54的示例性顯示所示，選擇22KΩ電阻器導致切斷過渡曲線的初始/最終切斷區域尖銳(即，高變化率)，其可導致產生諧波輸出的過度EMI，或切斷過渡曲線的初始/最終切斷區域較平滑(即，低變化率)但具有長的切斷過渡時間。具體地，在圖2的示例性現有技術電路中，開關控制電路18包括dv/dt反饋電路20，以嘗試平滑切斷過渡曲線的初始/最終切斷區域，但是其操作導致過長的切斷過渡時間，並因此導致調光器電路16的過度電力耗散。圖3所示的實施例採用增強的dv/dt控制電路26來平滑切斷過渡曲線的初始/最終切斷區域，而不過度增加切斷過渡時間。
與圖2所示的示例性電路一樣，通過經由dv/dt控制電路26的C1返回的dv/dt反饋電流的作用，發生對MOSFET Q4和Q5的漏極電壓的限制。dv/dt反饋電流超過在電阻器R4兩端產生足夠電壓所需要的電流，導致電晶體Q3在將過量dv/dt反饋電流引導到MOSFET Q4和Q5柵極端子的操作。在圖3的實施例中，電晶體Q3是BC856PNP電晶體，電容器C1是100pF電容器，而電阻器R4是10KΩ電阻器。
與圖2所示的現有技術電路相比，在圖3所示的實施例中為R4(10KΩ)選擇相當大的值。因此，可以在切斷過渡的早期部分期間施加dv/dt反饋電流，其中dv/dt反饋電流開始的幅度相對低，以便影響在切斷過渡曲線的初始區域中的dv/dt反饋電流。也就是說，dv/dt反饋電流超過在R4兩端產生足夠電壓所需的電流，以導致Q3將dv/dt反饋電流的超出部分經由串聯RC網絡27引導到MOSFET Q4和Q5柵極端子的操作，串聯RC網絡27包括C2和R6。此外，採用電阻器R5在MOSFET Q4和Q5切斷前確定C2的初始電壓條件，並且附加地將一部分dv/dt反饋電流從C2轉移，以實現切斷過渡曲線的初始和最終區域的期望分布，即，切斷過渡曲線的初始和最終區域具有減小的變化率。因此，增強的dv/dt控制電路26平滑切斷過渡曲線的初始和最終區域，以減少開關電路24產生的引起諧波的EMI。
也就是說，所施加的來自增強的dv/dt控制電路26的dv/dt反饋電流以低電平開始，並且隨著MOSFET漏極-柵極電容減小根據dv/dt的上升率的固有增加而上升。所施加的dv/dt反饋電流達到最大值，這歸因於R6和C2上的電壓降的增加，最終導致Q3的飽和。然而，在Q3飽和之後，C2電壓繼續增加，導致施加到MOSFET Q4和Q5柵極端子的dv/dt反饋電流的指數衰減；並因此避免延長整個切斷過渡時間。相應地，R6和C2的時間常數的選擇基於所期望的整體切斷過渡時間。這使得能夠在切斷過渡曲線的初始區域中選擇性地調整和平滑MOSFET的漏極電壓的變化率，而不會相反地延長整個切斷過渡時間。因此，實施例中電阻器和電容器值的選擇實現適度的過渡相關的電力耗散，同時維持可接受的EMI諧波輸出。例如，在該實施例中，R5是33KΩ電阻器，R6是33KΩ電阻器，而C2是1nF電容器。
在分析調光器電路22的實施例的操作的示波器的顯示器60中，圖7中指示了採用增強的dv/dt控制電路26之後的切斷過渡曲線。具體地，顯示器60示出了指示切斷過渡曲線的負載電流62(每分區0.5A)、MOSFET Q4和Q5柵極電壓64(每分區2V)、dv/dt反饋電流66(每分區60μA)、以及Q3集電極電壓68(每分區2V)。這裡，可以看出，切斷過渡曲線的初始和最終區域比例如圖5所示的更平滑，而負載電流42在約為65μs相對短的切斷過渡時間內從導通過渡到關斷狀態。如上所述，本實施例的負載電流62指示MOSFET Q4和Q5漏極電壓，並因此指示切斷過渡曲線。可以看出，由負載電流62指示的切斷過渡曲線在其初始、中間(線性)和最終區域受到dv/dt反饋電流66的影響。此外，從Q3集電極電壓68可以看出，當電晶體Q3進入飽和模式時，dv/dt反饋電流66開始指數衰減。
應當理解，這裡描述的配置也可存在其它變形和修改，其也在本發明的範圍內。